CN106105006B

CN106105006B - 用于低功率负载的双线式负载控制装置

Info

Publication number: CN106105006B
Application number: CN201580011649.6A
Authority: CN
Inventors: 小罗伯特.C.纽曼; 丹尼尔.F.卡门
Original assignee: LUCHUANG TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: Luchuang Technology Co., Ltd.
Priority date: 2014-01-13
Filing date: 2015-01-06
Publication date: 2019-07-09
Anticipated expiration: 2035-01-06
Also published as: EP3095182B1; EP4184772A1; EP3095182A4; EP3095182A1; CN106105006A; WO2015105760A1

Abstract

一种用于控制从AC电源递送至电负载的功率的负载控制装置包括：晶闸管；栅极耦合电路，其用于将栅极电流通过所述晶闸管的栅极传导；以及控制电路，其用于控制所述栅极耦合电路以将栅极电流通过第一电流路径传导，从而使该晶闸管在半周期期间的起通时间处呈现为导通。栅极耦合电路能够在该起通时间之后再次将栅极电流通过第一电流路径传导，但栅极电流不能够从该半周期结束之前的过渡时间被通过栅极传导直到接近该半周期结束。负载电流能够在该过渡时间之后通过第二电流路径传导至电负载直到接近该半周期结束。

Description

用于低功率负载的双线式负载控制装置

发明背景

技术领域

本申请是于2013年2月25日提交的名称为“TWO-WIRE LOAD CONTROL DEVICE FORLOW-POWER LOADS(用于低功率负载的双线式负载控制装置)”的共同转让的美国专利申请No.13/775,702的部分连续申请，其为于2012年4月27日提交的名称为“TWO-WIRE DIMMERSWITCH FOR LOW POWER LOADS(用于低功率负载的双线式调光开关)”的美国专利申请No.13/458，324的部分连续申请，其为于2011年9月14日提交的名称为“TWO-WIRE DIMMERSWITCH FOR LOW POWER LOADS(用于低功率负载的双线式调光开关)”的美国专利申请No.13/232,344的部分连续申请，其为于2010年11月23日提交的名称为“TWO-WIRE DIMMERSWITCH FOR LOW POWER LOADS(用于低功率负载的双线式调光开关)”的美国专利申请No.12/952,920的部分连续申请，其要求两个名称均为“TWO-WIRE ANALOG DIMMER SWITCHFOR LOW-POWER LOADS(用于低功率负载的双线式模拟调光开关)”的分别于2009年11月25日提交的美国临时专利申请No.61/264,528以及于2010年5月10日提交的美国临时专利申请No.61/333,050的优先权，所述申请的全部公开内容在此以引用方式并入。

技术领域

本发明涉及用于控制递送至电负载的功率量的负载控制装置，且更具体地说，涉及一种用于控制递送至照明负载的功率的电子开关。

背景技术

现有技术的双线式调光开关以串联电连接的方式耦联在交流(AC)电源和照明负载之间，用于控制从AC电源递送至照明负载的功率量。一种双线式的壁挂式调光开关适于安装至标准的电暗线箱，并且包括两个负载端子：适于耦联至AC电源的火线侧的火线端子，以及适于耦联至照明负载的调光火线端子。换句话说，这种双线式调光开关不需要连接至AC电源的中性线侧(即，该负载控制装置是一种″双线式″装置)。现有技术的″三线式″调光开关可用于三线式照明系统，并且包括至少三个负载端子，但是不需要连接至AC电源的中性线侧。

上述调光开关通常包括双向半导体开关，例如晶闸管(如双向三端闸流晶体管)或者反向串联的两个场效应晶体管(FET)。这种双向半导体开关串联耦联在AC电源和负载之间，并且被控制为在AC电源的半个周期的各部分呈现导通和非导通，因此控制递送至所述电负载的功率量。通常，调光开关使用前沿相位控制调光技术或后沿相位控制调光技术来控制双向半导体开关何时呈现为导通和非导通，由此控制递送至该负载的功率。这种调光开关可包括用于接通和切断照明负载的拨转致动器，以及用于调节照明负载的强度的强度调节致动器。现有技术的调光开关的示例如于1993年9月29日公布的名称为″LIGHTINGCONTROL DEVICE(照明控制装置)″的共同转让的美国专利No.5,248,919、于2005年11月29日公布的名称为″ELECTRONIC CONTROL SYSTEMS AND METHODS(电子控制系统和方法)″的美国专利No.6,969,959、以及于2010年3月30日公布的名称为″DIMMER SWITCH FOR USEWITH LIGHTING CIRCUITS HAVING THREE-WAY SWITCHES(用于具有三向开关照明电路的调光开关)″的美国专利No.7,687,940中已详细地描述的，所述申请的全部公开内容据此以引用方式并入。

利用前沿相位控制调光的双向半导体开关在每个AC线电压半周期内的某个点处呈现为导通，并且保持导通状态直到大约下一个电压过零，使得双向半导体开关对于每个半周期的导通时间均是导通的。过零被定义为在每个半周期的开始处AC线电压从正极性转变到负极性或从负极性转变到正极性的时间。前沿相位控制调光通常用于控制递送至电阻性负载或电感性负载的能量，所述负载可包括例如白炽灯或磁低压变压器。由于当传导通过晶闸管的电流的幅值降为大约零安培时晶闸管变为非导通，因而前沿相位控制调光开关的双向半导体开关通常采用晶闸管实现，诸如双向三端闸流晶体管或反向并联耦合的两个可控硅整流器(SCR)。

许多前沿相位控制调光器包括模拟控制电路(诸如定时电路)，用于控制何时晶闸管在AC电源的每个半周期呈现为导通。这种模拟控制电路通常包括电位器，该电位器可以响应于用户从例如线性滑块控制器或旋钮提供的输入进行调节，以便控制递送至照明负载的功率量。模拟控制电路通常与晶闸管并联耦联，并且当晶闸管为非导通时将小定时电流传导通过照明负载。上述定时电流的幅值足够小，使得当照明负载关断时，控制该照明负载不会被照亮到人眼可察觉的水平。

晶闸管通常通过额定锁存电流和额定保持电流来表征，并且包括两个主负载端子和一个控制端子(即，栅极)。传导通过晶闸管的主端子的电流必须超过晶闸管的锁存电流，以变为完全导通。另外，传导通过晶闸管的主端子的电流必须保持高于晶闸管的保持电流，以保持为完全导通。由于白炽灯是电阻性照明负载，因而如果白炽灯的阻抗足够低，典型的前沿相位控制调光开关可操作以将足够的电流传导通过白炽灯，从而超过晶闸管的额定锁存电流和保持电流。因此，现有技术的前沿相位控制调光开关通常被额定为在照明负载具有高于最小额定功率(例如，大约40W)的额定功率的情况下适当地操作，以保证晶闸管将能够锁存并且当使照明负载调光时保持锁存。

一些现有技术的调光开关已经包括两个耦联在一起的双向三端闸流晶体管，以克服与双向三端闸流晶体管的额定锁存电流和保持电流相关的一些问题，如在1990年9月4日公布的名称为″TWO WIRE LOW VOLTAGE DIMMER(双线式低电压调光器)″的共同转让的美国专利No.4,954,768中所详细描述的。现有技术的这种调光开关可包括通过低额定功率以及低锁存电流和保持电流来表征的第一双向三端闸流晶体管，以及通过高额定功率以及高锁存电流和保持电流来表征的第二双向三端闸流晶体管。第一双向三端闸流晶体管的主负载端子耦联在第二双向三端闸流晶体管的主负载端子中的一个端子和栅极之间。另外，电阻器耦联在第二双向三端闸流晶体管的另一个主负载端子和栅极之间。如果负载电流的幅值小，则第一双向三端闸流晶体管在电流的脉冲被传导通过栅极时呈现为导通，并且保持锁存直到负载电流的幅值下降到低于第一双向三端闸流晶体管的保持电流(例如，在半周期的结束处)。如果负载电流的幅值大，则第一双向三端闸流晶体管将栅极电流的脉冲传导通过第二双向三端闸流晶体管的栅极，以使得第二双向三端闸流晶体管呈现为导通，并且第二双向三端闸流晶体管传导负载电流。由于当第二双向三端闸流晶体管导通时，第一双向三端闸流晶体管两端的电压下降到大约零伏，因而在第二双向三端闸流晶体管呈现为导通之后，第一双向三端闸流晶体管变为非导通。第二双向三端闸流晶体管保持导通，直到负载电流的幅值下降到低于第二双向三端闸流晶体管的保持电流(例如，在某个半周期的结束处)。

当使用后沿相位控制调光时，双向半导体开关在AC线电压的过零处呈现为导通且在AC线电压的每个半周期内的某个点处呈现为非导通，使得双向半导体开关对于每个半周期的导通时间均是导通的。后沿相位控制调光通常用于控制到电容性负载的能量，该电容性负载可包括例如电子低电压变压器。由于双向半导体开关在半周期的开始处必须呈现为导通且在该半周期内必须能够呈现为非导通，因而后沿相位控制调光需要调光开关具有反向串联的两个FET。FET可操作以呈现为导通并独立于传导通过FET的电流的幅值而保持导通。换言之，如同晶闸管一样，FET不受额定锁存电流或保持电流限制。然而，现有技术的后沿相位控制调光开关具有用于控制FET的操作的所需的中性线连接部和/或高级控制电路(诸如微处理器)。为了给微处理器供电，调光开关还必须包括通常与FET并联耦联的电源。这些高级控制电路和电源增加了现有技术的基于FET的后沿相位控制调光开关的成本(与模拟前沿相位控制调光开关相比)。

另外，为了适当地充电，在许多情况下，即使当照明负载关断时，这种双线式调光开关的电源必须产生电源两端的电压量，并且必须将充电电流从AC电源传导通过电负载。如果照明负载的额定功率太低，则由电源传导通过照明负载的充电电流可足够大，在照明负载关断时则使照明负载照亮到人眼可察觉的水平。因此，现有技术的基于FET的后沿相位控制调光开关通常被额定为在照明负载具有大于最小额定功率的额定功率的情况下适当地操作，以当照明负载关断时保证照明负载不因为电源电流而进行照亮到人眼可察觉的水平。一些现有技术的负载控制装置已经包括电源，该电源当进行充电时仅产生小的电压且汲取小的电流，使得控制照明负载的最小额定功率可低至10W。此类电源的示例已在2010年3月31日提交的名称为″SMART ELECTRONIC SWITCH FOR LOW POWER LOADS(用于低功率负载的智能电子开关)″的共同转让的美国专利申请No.12/751,324中进行了详细描述，该申请的全部公开内容据此以引用方式并入。

然而，期望能够控制馈至电负载的功率量，所述电负载具有比能够由现有技术的前沿相位控制调光开关和后沿相位控制调光开关控制的额定功率低的额定功率。为了节约能量，高效照明负载(诸如，例如紧凑型荧光灯(CFL)和发光二极管(LED)光源)用来代替常规白炽灯或卤素灯或作为它们的代替物。与白炽灯和卤素灯相比，高效光源通常消耗较少功率且提供较长使用寿命。为了适度地照亮，负载调整装置(例如，诸如电子调光镇流器或LED驱动器)必须耦联在AC电源和相应高效光源(即，紧凑型荧光灯或LED光源)之间，用于调整供应至高效光源的功率。

控制高效光源的调光开关可串联耦联在AC电源和用于高效光源的负载控制装置之间。一些高效照明负载与负载调整装置整体容纳在一个单个壳体中。此类壳体可具有允许机械附接至标准爱迪生插座的拧入式基座，并且提供至AC电源的中性线侧以及至AC电源的火线侧或至调光开关的调光火线侧(例如，用于接收相位控制电压)的电连接。上述负载调整电路可操作以响应于调光开关的双向半导体开关的导通时间而将高效光源的强度控制到所期望的强度。

然而，用于高效光源的负载调整装置可具有高输入阻抗或在整个半周期内幅值变化的输入阻抗。因此，当现有技术的前沿相位控制调光开关耦联在AC电源和用于高效光源的负载调整装置之间时，负载控制装置不能够传导足够电流以超过晶闸管的额定锁存电流和/或保持电流。另外，当现有技术的后沿相位控制调光开关耦联在AC电源和负载调整装置之间时，电源的充电电流的幅值可足够大，使得当光源应当关断时致使负载调整装置将受控的高效光源照亮到人眼可察觉的水平。

负载调整装置的阻抗特征可不利地影响由负载调整装置接收的相位控制电压的幅值，使得所接收的相位控制电压的导通时间不同于调光开关的双向半导体开关的实际导通时间(即，如果负载调整装置具有电容性阻抗)。因此，负载调整装置可将高效光源的强度控制到与由调光开关引导的期望强度所不同的强度。另外，调光开关的电源的充电电流可在具有电容性输入阻抗的负载调整装置的输入处堆积电荷，因此这对可实现的低端光照强度会产生不利的影响。

因此，存在对双线式负载控制装置的需求，该双线式负载控制装置可耦联在AC电源和用于高效光源的负载调整装置之间，且能够适度地控制高效光源的光照强度。

发明内容

根据本发明的一个实施例，一种用于控制从AC电源递送至电负载的功率量的负载控制装置包括：(1)晶闸管，其适于以串联电连接的方式耦联在AC电源和电负载之间，用于将负载电流从AC电源传导至电负载，该晶闸管具有用于传导栅极电流以使晶闸管呈现为导通的栅极；(2)栅极耦合电路，其经耦联以将栅极电流传导通过晶闸管的栅极；以及(3)控制电路，其可操作以控制栅极耦合电路，从而将栅极电流通过第一电流路径传导，以便在AC电源的半周期期间在起通时间处使晶闸管呈现为导通。所述控制电路继续控制栅极耦合电路，使得栅极耦合电路能够在所述起通时间之后再次将栅极电流通过第一电流路径传导。栅极电流不能够从该半周期结束前的过渡时间被通过晶闸管栅极传导，直到接近该半周期结束。所述负载电流能够在过渡时间之后通过第二电流路径从AC电源传导至电负载，直到接近该半周期结束。

根据本发明的另一个实施例，一种用于控制从AC电源递送至电负载的功率量的负载控制装置包括：(1)晶闸管，其具有适于以串联电连接的方式耦联在AC电源和电负载之间的第一主负载端子和第二主负载端子，用于将负载电流从AC电源传导至电负载，该晶闸管具有用于传导栅极电流以使晶闸管呈现为导通的栅极；(2)栅极耦合电路，其耦联在晶闸管的第一主负载端子和栅极之间，以将栅极电流传导通过晶闸管的栅极；(3)可控开关电路，其以并联电连接的方式与晶闸管耦合；以及(4)控制电路，其可操作地耦联至栅极耦合电路和可控开关电路。所述控制电路可操作以使栅极耦合电路呈现为导通，进而传导栅极电流，从而在AC电源的半周期期间在起通时间处使晶闸管呈现为导通。所述控制电路继续使栅极耦合电路呈现为导通，使得栅极耦合电路能够在所述起通时间之后再次传导栅极电流。该控制电路在起通时间之后和在所述半周期结束之前的过渡时间处使栅极电流耦合电路呈现为非导通。控制电路在接近过渡时间处使可控开关电路呈现为导通，使得可控开关电路能够在过渡时间之后传导负载电流直到接近该半周期结束。

本发明的这些和其他特征及优势将从参考附图的本发明的下列描述而变得显而易见。

附图说明

现将参考附图在以下详细描述中更详细地描述本发明，在附图中：

图1是根据本发明的第一实施例的包括用于控制LED光源的强度的双线式模拟调光开关的照明控制系统的简化框图；

图2是根据本发明的第一实施例的图1的调光开关的简化框图；

图3A和图3B示出了说明根据本发明的第一实施例的图1的调光开关的操作的示例波形；

图4是根据本发明的第一实施例的图2的调光开关的简化示意图；

图5是图2的调光开关的定时电路的简化示意图；

图6是根据本发明的第二实施例的调光开关的简化示意图；

图7示出了说明根据本发明的第二实施例的图6的调光开关的操作的示例波形；

图8是根据本发明的第三实施例的调光开关的简化示意图；

图9是根据本发明的第四实施例的后沿相位控制调光开关的简化框图；

图10是示出了说明根据本发明的第四实施例的图9的调光开关的操作的波形的示例的简化时序图；

图11是根据本发明的第四实施例的图9的调光开关的简化示意图；

图12是根据本发明的一替代实施例的调光开关的简化示意图；

图13是根据本发明的第五实施例的调光开关的简化示意图；

图14是示出了说明根据本发明的第五实施例的图13的调光开关的操作的波形的示例的简化时序图；

图15是根据本发明的第六实施例的调光开关的简化示意图；

图16是根据本发明的第七实施例的调光开关的简化示意图；

图17是根据本发明的第八实施例的调光开关的简化示意图；

图18是根据本发明的第九实施例的具有数字控制电路的调光开关的简化示意图；

图19是由根据本发明的第九实施例的图18的调光开关的微处理器执行的开关程序的简化流程图；

图20是由根据本发明的第九实施例的图18的调光开关的微处理器周期性地执行的控制程序的简化流程图；

图21是根据本发明的第十实施例的调光开关的简化示意图；

图22是图21的调光开关的一部分的简化示意图，其更详细地示出了第一栅极驱动电路和第二栅极驱动电路以及可控开关电路；

图23示出了说明根据本发明的第十实施例的图21的调光开关的操作的示例波形。

图24是根据本发明的第十一实施例的调光开关的简化框图；

图25是根据本发明的第十二实施例的电子开关的简化框图；

图26是第十二实施例的电子开关的电源接通状态的简化示意图；

图27是根据本发明的第十三实施例的调光开关的简化框图；以及

图28示出了说明根据本发明的第十三实施例的图24的调光开关的操作的示例波形。

具体实施方式

在结合附图阅读时将更好地理解优选实施例的上述发明内容以及下述详细说明。出于说明本发明的目的，在附图中示出了当前优选的实施例，其中相同的附图标记在贯穿附图的几个视图中表示相似部件，然而，应当理解的是本发明不限于所公开的具体方法和手段。

图1是包括用于控制递送至高效照明负载101的功率量的“双线式”调光开关100的照明控制系统10的简化框图，该高效照明负载101包括负载调整装置以及高效光源，负载调整装置例如发光二极管(LED)驱动器102，高效光源例如LED光源104(或“光引擎”)。调光开关100具有耦联到交流(AC)电源105的用于接收AC干线电压V_AC的火线端子H，以及耦联到LED驱动器102的调光火线端子DH。调光开关100不需要与AC电源105的中性线侧N直接连接。调光开关100在调光火线端子DH处产生相位控制电压V_PC(例如，调光火线电压)，并且将负载电流ILOAD通过LED驱动器102传导。调光开关100可使用前沿相位控制调光技术或后沿相位控制调光技术以产生相位控制电压V_PC。

如本文所定义的，“双线式”调光开关或负载控制装置不需要与AC电源105的中性线侧N直接连接。换句话说，由双线式调光开关传导的所有电流也必须能够被通过负载传导。双线式调光开关可仅具有两个端子(即，如图1所示的火线端子H和调光火线端子DH)。可另选地，双线式调光开关(如本文所定义的)可包括三线式调光开关，所述三线式调光开关可以用于三线式照明系统，并且具有至少三个负载端子，但是不需要中性线连接。另外，双线式调光开关可包括提供与遥控装置通信的附加连接(用于远程控制调光开关)，但是并不要求调光开关直接连接至中性线。

LED驱动器102和LED光源104两者均可被包括在例如具有适于耦联到标准爱迪生插座的拧入式基座的单个壳体中。当LED驱动器102与LED光源104一起被包括在单个壳体中时，LED驱动器仅具有两个电连接：到调光开关100的用于接收相位控制电压V_PC的电连接，以及到AC电源105的中性线侧N的电连接。LED驱动器102包括整流器电桥电路106，其接收相位控制电压V_PC且产生母线电容器C_BUS两端的母线电压V_BUS。LED驱动器102进一步包括负载控制电路107，其接收母线电压V_BUS且响应于相位控制信号V_PC控制LED光源104的强度。具体地，LED驱动器102的负载控制电路107可操作以接通和切断LED光源104，并且响应于相位控制信号V_PC将LED光源的强度调节到目标强度L_TRGT(即，期望强度)。目标强度L_TRGT的范围可在低端强度L_LE(例如，大约1％)与高端强度L_HE(例如，大约100％)之间。LED驱动器102还可包括用于防止负载控制电路107产生的噪声在AC干线导线上传导的滤波网络108。由于LED驱动器102包括母线电容器C_BUS和滤波网络108，因而LED驱动器可具有电容性输入阻抗。LED驱动器102的示例在于2009年6月11日提交的名称为“LOAD CONTROL DEVICE FOR A LIGHTEMITTING DIODE LIGHT SOURCE(用于发光二极管光源的负载控制装置)”的美国专利申请No.12/813,908中进行了更详细地描述，该申请的全部公开内容据此以引用方式并入。

另外，LED驱动器102可包括用于将电流(除了负载电流ILOAD之外)传导通过调光开关100的仿真负载电路109。因此，如果调光开关100包括用于产生相位控制电压V_PC的双向三端闸流晶体管，则仿真负载电路109可传导足够的电流以确保被传导通过调光开关100的双向三端闸流晶体管的总电流的幅值超过双向三端闸流晶体管的额定锁存电流和保持电流。另外，如果调光开关100包括定时电路，则仿真负载电路109可传导定时电流，如果调光开关包括电源，则仿真负载电路109可传导充电电流，使得这些电流不需要被传导通过负载控制电路107，并且不影响LED光源104的强度。

仿真负载电路109可只是简单包括恒定阻抗电路(例如，电阻器)或可包括电流源电路。另选地，仿真负载电路109可以是可控的，使得仿真负载电路可被启用和禁用，从而选择性地将电流传导通过调光开关100。另外，仿真负载电路109可被控制，以根据AC干线电压V_AC的幅值、AC干线电压的半周期期间的当前时间或者LED驱动器102的当前操作模式传导不同量的电流。仿真负载电路的示例在于2009年8月5日提交的名称为“VARIABLE LOADCIRCUITS FOR USE WITH LIGHTING CONTROL DEVICES(用于照明控制装置的可变负载电路)”的共同转让的美国申请专利No.12/438,587中和于2010年11月19日提交的名称为“CONTROLLABLE-LOAD CIRCUIT FOR USE WITH A LOAD CONTROL DEVICE(与负载控制装置一起使用的可控负载电路)”的美国专利申请No.12/950,079中进行了更详细地描述，这两个申请的全部公开内容据此以引用方式并入。

另选地，高效光源可包括紧凑型荧光灯(CFL)，并且负载调整装置可包括电子调光镇流器。另外，调光开关100可以例如通过直接控制照明负载或马达负载而另选地控制递送至其他类型的电负载的功率量。具有荧光灯和电子调光镇流器的拧入式光源的示例在于2010年2月12日提交的名称为“HYBRID LIGHT SOURCE(混合光源)”的美国专利申请No.12/704,781中进行了更详细地描述，该申请的全部公开内容据此以引用方式并入。

调光开关100包括用户界面，其具有摇臂开关116和强度调节致动器118(例如，如图1中所示的滑块旋钮)。摇臂开关116允许接通和切断LED光源104，而强度调节致动器118允许将LED光源104的目标强度L_TRGT从低端强度L_LE调节到高端强度L_HE。这种调光开关的用户界面的示例在于2009年1月30日提交的名称为“LOAD CONTROL DEVICE HAVING A VISUALINDICATION OF ENERGY SAVINGS AND USAGE INFORMATION(具有节能和使用信息的视觉指示的负载控制装置)”的共同转让的美国专利申请No.12/363,258中进行了更详细地描述，该申请的全部公开内容据此以引用方式并入。

图2是根据本发明的第一实施例的调光开关100的简化框图。图3A和图3B示出了说明根据本发明的第一实施例的调光开关100的操作的示例波形。调光开关100包括双向半导体开关110，其耦联在火线端子H与调光火线端子DH之间，用于产生相位控制电压V_PC(如图3A和图3B所示)，并且控制递送至LED驱动器102的功率量。双向半导体开关110包括控制输入(例如，栅极)，该控制输入可接收用于使双向半导体开关呈现为导通和非导通的控制信号。双向半导体开关110可包括单个装置，诸如双向三端闸流晶体管，或者装置的组合，诸如反向串联耦合的两个场效应晶体管(FET)。根据本发明的第一实施例，相位控制电压V_PC包括前沿相位控制电压。换句话说，相位控制电压V_PC在非导通时间T_NC期间的每个半周期的开始处具有大约零伏的幅值，并且在半周期的剩余时间期间，即在导通时间T_CON期间具有的幅值大约等于AC电源105的AC线电压V_AC的幅值。例如，当LED光源104的目标强度L_TRGT处于低端强度L_LE时，导通时间T_CON可以为大约两毫秒，并且当目标强度L_TRGT处于高端强度L_HE时，导通时间T_CON可以为大约七毫秒。

调光开关100包括电耦联到火线端子H并与双向半导体开关110串联耦合的机械气隙开关S112，使得当开关断开时，LED光源104被切断。当气隙开关S112闭合时，调光开关100可操作以控制双向半导体开关110，从而控制递送至LED驱动器102的功率量。气隙开关S112机械地耦联到调光开关100的用户界面的摇臂开关116，使得该开关可以响应于摇臂开关的致动而断开和闭合。调光开关100进一步包括耦联在双向半导体开关110两端且可操作以产生整流电压V_RECT(即表示双向半导体开关两端形成的电压的信号)的整流器电路114。

根据第一实施例，调光开关100包括模拟控制电路115，该模拟控制电路115包括电源120、恒定速率单触发定时电路130以及可变阈值触发器电路140(即，栅极驱动电路)。控制电路115从整流器电路114接收整流电压V_RECT并将控制电流I_CNTL传导通过负载(即，LED驱动器102)，以便产生驱动电压V_DR(即，驱动信号)用于控制双向半导体开关110，从而响应于强度调节致动器118调节LED光源104的强度。控制电路115的电源120将充电电流I_CHRG传导通过LED驱动器102，以便产生供电电压V_CC(例如，大约11.4伏)。所述电源的充电电流I_CHRG构成控制电路115的控制电流I_CNTL的一部分。

定时电路130接收供电电压V_CC并产生定时电压V_TIM(即，定时信号)，所述定时电压V_TIM包括具有如图3A和图3B所示的增大幅值的恒定速率(即，恒定的正斜率)的一个斜坡信号。当双向半导体开关110在每个半周期的开始处为非导通时，定时电路130还接收整流电压V_RECT并且能够从在LED驱动器102两端形成的电压(即，从传导通过LED驱动器102的控制电流I_CNTL)导出过零定时信息。定时电压V_TIM在AC线电压V_AC的过零之后不久(即，在图3A和图3B中的时间t₁、t₄处所示的每个半周期的开始之后不久)，从大约零伏开始增加，并且继续以恒定速率增加。在从当前半周期期间定时电压V_TIM从零伏开始增加起过去一个固定量的时间T_TIM之后，定时电压V_TIM被驱动到接近下一个过零(即，接近图3A和图3B中的时间t₃处所示的当前半周期结束)的大约零伏。由于定时电压V_TIM的幅值在每个半周期对于固定量的时间T_TIM以恒定速率增加，所以在每个半周期期间，定时电压V_TIM基本上相同，如图3A和图3B所示。

重新参照图2，可变阈值触发器电路140从定时电路130接收定时电压V_TIM，并产生用于控制双向半导体开关110的驱动电压V_DR(即，栅极驱动电压)，从而响应于强度调节致动器118的致动来调节LED光源104的强度。触发器电路140通过可变阈值(即，图3A和图3B中所示的可变阈值电压V_TH)来表征，所述可变阈值可响应于调光开关100的用户界面的调节致动器118对强度进行调节。

栅极耦合电路150将驱动电压V_DR耦联到双向半导体开关110的栅极，从而响应于可变阈值电压V_TH的幅值，使双向半导体开关110呈现为导通和非导通。当在每个半周期定时电压V_TIM的幅值超过可变阈值电压V_TH的幅值(如图3A和图3B中所示的起通时间t₂、t₅)时，触发器电路140可操作以将驱动电压V_DR驱动到第一幅值(例如，图3A和图3B中所示的大约零伏)，从而使双向半导体开关110在每个半周期呈现为导通(如下面将参照图4进行更详细地描述)。然后，当定时电压V_TIM在下一个过零之前不久被控制到大约零伏时，驱动电压V_DR被驱动到第二幅值(例如，如图3A和图3B中所示的大约供电电压V_CC)，以使双向半导体开关110呈现为非导通。在图3A和图3B中以两个不同的幅值示出可变阈值电压V_TH，这导致对于不同量的时间，所述驱动电压V_DR被驱动到低至零伏(并从而使双向半导体开关110呈现为导通)。

如图3A和图3B所示，在双向半导体开关110呈现为导通(如在起通时间t₂、t₅处所示)之后，调光开关100的控制电路115可操作以通过在半周期的剩余时间中将驱动电压V_DR维持为低的，来将恒定栅极驱动提供给双向半导体开关110。因此，双向半导体开关110将独立于传导通过双向半导体开关和LED驱动器102的负载电流I_LOAD的幅值而保持导通。当双向半导体开关110导通、且相位控制电压V_PC的幅值大于LED驱动器102的母线电压V_BUS的大约幅值时，LED驱动器102将开始将负载电流I_LOAD传导通过双向半导体开关。由于LED驱动器102的母线电容器C_BUS可迅速充电，因而负载电流I_LOAD的幅值可在下降到基本较小的幅值(例如，大约零安培)之前，可迅速到达峰值。如先前所提及的，双向半导体开关110将独立于负载电流I_LOAD的幅值而保持导通，这是因为控制电路115正向双向半导体开关提供恒定的栅极驱动。除了幅值迅速增大和减小之外，负载电流I_LOAD还可在双向半导体开关110呈现为导通之后改变方向。因此，双向半导体开关110还可操作以在半周期期间，在双向半导体开关呈现为导通之后在两个方向(即，传导到LED驱动器102和从LED驱动器102传导)上传导电流，从而允许LED驱动器102的滤波网络108中的任何电容器遵循AC电源105的AC线电压V_AC的幅值。

图4是调光开关100的简化示意图。如图4所示，虽然第一实施例的调光开关100的双向半导体开关110被实施为双向三端闸流晶体管110′，但可以另选地被实施为一个或多个可控硅整流器(SCR)，或任何合适的晶闸管。双向三端闸流晶体管110′包括以串联电连接的方式耦联在火线端子H与调光火线端子DH之间的两个主端子，使得双向三端闸流晶体管适于以串联电连接的方式耦联在AC电源105与LED驱动器102之间，用于将负载电流ILOAD传导到LED驱动器。双向三端闸流晶体管110′包括用于使双向三端闸流晶体管在AC电源105的每个半周期呈现为导通的栅极(即，控制输入)，这将在下面进行更详细地描述。虽然在图4中未示出，但是扼流电感器可以与双向三端闸流晶体管110′串联耦合，且滤波电路(诸如，滤波电容器)可耦联在火线端子H与调光火线端子DH之间(即，与双向三端闸流晶体管并联)，以防止由双向三端闸流晶体管的开关产生的噪声在AC干线导线上传导。

整流器电路114包括具有四个二极管D114A、D114B、D114C、D114D的全波整流器电桥。整流器电路114的整流器电桥具有AC端子，所述AC端子串联耦联在火线端子H与调光火线端子DH之间；以及具有DC端子，所述DC端子在双向三端闸流晶体管110′为非导通且在调光开关100两端形成电压时，用于将整流电压V_RECT提供给定时电路130。控制电路115将控制电流I_CNTL传导流过整流器电路114和LED驱动器102。因此，在每个半周期传导通过LED驱动器102的总电流为传导通过双向半导体开关110的负载电流I_LOAD、传导通过调光开关100的控制电路115的控制电流I_CNTL以及传导通过滤波电路(其可耦联在火线端子H与调光火线端子DH之间)的任何泄漏电流的总和。

如图4所示，电源120包括例如产生供电电压V_CC的传输晶体管电路。这种大导通的传输晶体管电路包括NPN双极结型晶体管Q122，其具有经耦联以通过电阻器R124(例如，具有大约100kΩ的电阻)接收整流器电压V_RECT的集电极。晶体管Q122的基极通过电阻器R125(例如，具有大约150kΩ的电阻)耦联到整流器电压V_RECT，并且通过齐纳二极管Z126(例如，具有大约12伏的击穿电压)耦联到电路公共端。电源120进一步包括存储电容器C128，该存储电容器C128能够通过晶体管Q122充电到这样的电压，即该电压约等于齐纳二极管Z126的击穿电压减去晶体管Q122的基极-发射极电压降。存储电容器C128具有例如大约10μF的电容，并且操作以将供电电压V_CC维持在适当的幅值(即，大约11.4伏)，以允许定时电路120产生所述的定时电压V_TIM，且允许栅极耦合电路150继续使双向三端闸流晶体管110′在每个半周期的起通时间之后呈现为导通。

定时电路130包括恒定斜坡电路160、单触发锁存电路170和复位电路180。所述的恒定斜坡电路160接收供电电压V_CC，并致使定时电压V_TIM的幅值以恒定速率增大。所述的复位电路180接收整流电压V_RECT，并耦联到定时电压V_TIM，使得复位电路在某个半周期起始时间(如图3A和图3B中的时间t₁、t₄)处可操作，以使该定时电压V_TIM的幅值在每个半周期开始之后不久就开始从大约零伏增加。具体地，响应于整流电压V_RECT跨过复位阈值V_RST的正向转变，复位电路180可操作以使能所述的定时电压V_TIM(即，以使定时电压V_TIM的幅值开始增加)，在此期间，所述整流电压V_RECT至少在一个预定量的时间内保持高于所述的复位阈值V_RST，。所述的单触发锁存电路170向复位电路180提供锁存电压V_LATCH，以防止复位电路180复位定时电压V_TIM直至该半周期结束，从而确保所述的复位电路在每个半周期仅有一次重新开始产生所述的定时电压。

在从复位电路180使能定时电压V_TIM时的固定量的时间的结束处(例如，接近图3A和图3B中时间t₃处的该半周期的结束处)，单触发锁存电路170通过将定时电压V_TIM的幅值控制到大约0.6伏来停止产生定时电压V_TIM。在单触发锁存电路170将所述定时电压V_TIM的幅值控制到大约0.6伏之后，复位电路180在下一个半周期开始之后(即，在图3A和图3B中的时间t₄处)，能够再次允许产生定时电压V_TIM。因此，在单触发锁存电路170将定时电压V_TIM驱动至大约0.6伏的时间和复位电路180通过控制定时电压V_TIM的幅值降至大约零伏来允许产生定时电压V_TIM的时间之间存在一个静寂时间T_DT。

可变阈值触发器电路140包括比较器U142，该比较器U142具有从定时电路130接收定时电压V_TIM的反相输入。可变阈值触发器电路140还包括电位器R144，该电位器R144机械耦联到强度调节致动器118的滑块旋钮。电位器R144具有耦联在供电电压V_CC和电路公共端之间的电阻性元件以及产生可变阈值电压V_TH的接触刷端子。可变阈值电压V_TH包括DC电压，该DC电压的幅值响应于强度调节致动器118的滑块旋钮的位置而改变，并且该DC电压提供给比较器U142的非反相输入。驱动电压V_DR在比较器U142的输出处产生，并提供给用于使双向三端闸流晶体管110′导通和非导通的栅极耦合电路150。栅极耦合电路150包括具有输入光电二极管的光耦合器U152，该输入光电二极管耦联在供电电压V_CC和比较器U142的输出之间，并且与电阻器R154(例如，具有大约8.2kΩ的电阻)串联耦合。光耦合器U152具有与电阻器R156(例如，具有大约100Ω的电阻)串联耦合的输出光电双向三端闸流晶体管。光耦合器U152的输出光电双向三端闸流晶体管与电阻器R156的串联组合耦联在双向三端闸流晶体管110′的栅极和主端子中的一个端子(例如，至火线端子H)之间。

如图3A和图3B所示，当定时电压V_TIM的幅值低于可变阈值电压V_TH的幅值时，可变阈值触发器电路140的比较器U142的输出处的驱动电压V_DR的幅值在供电电压V_CC处保持为高的，使得双向三端闸流晶体管110′保持非导通。当定时电压V_TIM的幅值增大到高于可变阈值电压V_TH时，比较器U142将所述驱动电压V_DR驱动为相对于大约电路公共端的低电平于，使得光耦合器U152的输入光电二极管传导驱动电流I_DR，该驱动电流I_DR可具有大约2mA的额定幅值I_DR-RTD。因此，光耦合器U152的输出光电二极管呈现为导通，并且将栅极电流I_G通过双向三端闸流晶体管110′的栅极传导，从而使双向三端闸流晶体管导通。因此，在从该半周期起始时间(即，如图3A和图3B所示的所述非导通时间T_NC)起，经过可变量的时间之后，其中所述可变量的时间响应于强度调节致动器118和可变阈值电压V_TH进行调节，驱动电压V_DR被驱动为低电平，以使双向三端闸流晶体管110′呈现为导通。由于双向三端闸流晶体管110′呈现为导通之后驱动电压V_DR的幅值保持为低的，因而光耦合器U152的输入光电二极管在半周期的剩余时间内继续传导驱动电流I_DR。例如，光耦合器U152的输入光二极管可从电源120的所述存储电容器C128传导平均电流，其中所述平均电流可在从LED光源104的目标强度L_TRGT处于低端强度L_LE时的大约0.5毫安到目标强度L_TRGT处于高端强度L_HE时的大约1.7毫安的范围内。

如前所提及的，负载电流I_LOAD在双向三端闸流晶体管110′导通(即，负载电流I_LOAD的幅值从正转变到负，或反之亦然)后可改变方向。当负载电流I_LOAD的幅值降低到低于双向三端闸流晶体管110′的保持电流时，双向三端闸流晶体管转换为关断，并且变为非导通。另外，双向三端闸流晶体管110′的栅极停止传导栅极电流I_G，并且光耦合器U152的输出光电三端双向可控硅开关元件变为非导通。然而，因为驱动电压V_DR的幅值保持为低的，并且因此，即使当双向三端闸流晶体管110′变为非导通时，光耦合器U152的输入光电二极管仍继续传导驱动电流I_DR(即，提供恒定栅极驱动)，所以光耦合器的输出光电双向三端闸流晶体管能够传导栅极电流I_G，并且双向三端闸流晶体管110′能够呈现为导通，并在此后不久在相对方向上传导负载电流I_LOAD。因此，在一个单个半周期中双向三端闸流晶体管110′能够在两个方向上传导负载电流I_LOAD。

双向三端闸流晶体管110′在每个半周期呈现为导通后，定时电路130继续产生定时电压V_TIM。因此，当单触发锁存电路170将定时电压驱动至大约零伏时，定时电压V_TIM的幅值保持高于可变阈值电压V_TH，并且双向三端闸流晶体管110′保持导通直至接近半周期结束。虽然在每个半周期(如图3A和图3B所示)驱动电压V_DR被驱动为低的，光耦合器U152的输入光电二极管继续传导驱动电流I_DR，并且输出光电双向三端闸流晶体管继续传导栅极电流I_G以使光电双向三端闸流晶体管110′呈现为导通。

根据本发明的第一实施例，在当前半周期结束(如图3A和图3B中时间t₃所示)之前不远处，锁存电路170可操作以将定时电压V_TIM控制到大约零伏(从而控制驱动电压V_DR的幅值高至大约供电电压V_CC)。因此，定时电压V_TIM的长度(即，固定量的时间T_TIM)稍微小于每个半周期的长度T_HC。当通过双向三端闸流晶体管的负载电流I_LOAD的幅值在半周期的结束处降至大约零安培时，在半周期的结束处的定时电压V_TIM中的静寂时间T_DT(或者“两个相关脉冲之间的空闲时间”)，允许双向三端闸流晶体管110′转换为关断(即，变为非导通)。

由于LED驱动器102可以具有电容性输入阻抗，因此在双向三端闸流晶体管110′在每个半周期的结束处变为非导通之后，相位控制电压V_PC的幅值在AC干线电压V_AC的过零附近，可以不迅速地下降到零伏。因此，根据本发明的第一实施例，复位电路180只在AC干线电压V_AC的过零之后使能定时电压V_TIM，即，当整流电压V_RECT的幅值正在增大时，响应于整流电压V_RECT的幅值超过复位阈值V_RST，启动定时电压V_TIM。响应于整流电压V_RECT的幅值降至低于复位阈值V_RST，可防止复位电路180复位定时电压V_TIM。这种变化是由于LED驱动器102的电容性输入阻抗引起，可能在每个半周期发生或可不出现。

图5是定时电路130的简化示意图。恒定斜坡电路160接收供电电压V_CC并在定时电容器C162(例如，具有约50nF的电容)两端产生定时电压V_TIM。恒定斜坡电路160包括用于将恒定定时电流I_TIM传导通过定时电容器C162的恒定电流源，使得定时电压V_TIM具有恒定斜率。恒定电流源电路包括PNP双极结型晶体管Q164，其具有经由电阻器R165(例如，具有大约10kΩ的电阻)耦联到供电电压V_CC的发射极。两个二极管D166、D168串联耦联在供电电压V_CC和晶体管Q164的基极之间。电阻器R169耦联在晶体管Q164的基极和电路公共端之间，并具有例如大约51kΩ的电阻。在电阻器R165两端产生具有大约为二极管D166正向电压降的幅值(例如，约0.6V)的电压，使得电阻器将恒定定时电流I_TIM(例如，大约70μA)传导到电容器C162中。定时电压V_TIM的幅值相对于时间增大的速率(即，dV_TIM/dt)是定时电流I_TIM的幅值和电容器C162的电容CC162的函数(即，dV_TIM/dt＝I_TIM/C162)，并且可以等于例如大约1.4伏/毫秒。

单触发锁存电路170包括比较器U172，该比较器U172具有耦联到定时电压V_TIM的反相输入。定时电压V_TIM经由二极管D174进一步耦联到比较器U172的输出。单触发锁存电路170包括电阻分压器，该电阻分压器以串联电连接的方式耦联在供电电压V_CC和电路公共端之间，并且包括分别具有例如大约100kΩ和1MΩ的电阻的两个电阻器R175、R176。两个电阻器R175、R176的结点产生锁存阈值电压V_TH-L，其被提供给比较器U172的非反相输入。比较器U172的非反相输入也经由电阻器R178(例如，具有约1kΩ的电阻)耦联到所述的输出。锁存电压V_LATCH在比较器U172的输出产生并提供给复位电路180，这将在下面进行更详细地描述。

复位电路180包括具有非反相输入的第一比较器U181，该非反相输入经由齐纳二极管Z182和电阻器R183(例如，具有约100kΩ的电阻)的串联组合接收整流电压V_RECT。电容器C184(例如，具有约1000pF的电容)和电阻器R185(例如，具有约20kΩ的电阻)的并联组合耦联在比较器U181的非反相输入和电路公共端之间。齐纳二极管Z186(例如，具有约12伏的击穿电压)钳位在比较器U181的非反相输入和电路公共端之间产生的电压的幅值。复位电路180进一步包括电阻分压器，该电阻分压器具有两个电阻器R187、R188(例如，分别具有约150kΩ和100kΩ的电阻)，并以串联电连接的方式耦联在供电电压V_CC和电路公共端之间。两个电阻器R187、R188的结点产生复位阈值电压V_RST(例如，约4.8伏)，其被提供给比较器U181的反相输入。比较器U181的输出经由电阻器R189(例如，具有约10kΩ的电阻)耦联到供电电压V_CC。

复位电路180还包括第二比较器U191，该第二比较器U191具有耦联到阈值电压V_RST的非反相输入以及耦联到定时电压V_TIM的输出。比较器U181的输出经由电容器C190(例如，具有约1000pF的电容)耦联到第二比较器U191的反相输入。电阻器R192(例如，具有约68kΩ的电阻)和二极管D193耦联在比较器U191的反相输入和电路公共端之间。FET Q194也耦联在反相输入和电路公共端之间。FET Q194的栅极通过电阻器R195(例如，具有约100kΩ的电阻)朝向供电电压V_CC拉高，并耦联到锁存电压V_LATCH，使得FET响应于单触发锁存电路170而呈现为导通和非导通。

当定时电压V_TIM在约零伏处开始时，锁存电路170的比较器U172的反相输入小于非反相输入处的锁存阈值电压V_TH-L(例如，约10.5V)，并且其输出经由复位电路180的电阻器R195和二极管D196被朝向供电电压V_CC拉高。定时电压V_TIM的幅值继续以恒定速率增大直到定时电压的幅值超过锁存阈值电压V_TH-L，此时，锁存电路170的比较器U172将输出驱动为低至约零伏。此时，定时电压V_TIM的幅值减小到约二极管D174的正向电压降(例如，约0.6V)。因此，在每个半周期产生定时电压V_TIM的固定量的时间T_TIM是定时电压V_TIM的幅值相对于时间增大的恒定速率dV_TIM/dt(即，约1.4伏/毫秒)与锁存阈值电压V_TH-L的幅值(即，约10.5V)的函数，使得固定量的时间T_TIM在每个半周期为约7.5毫秒。在定时电压V_TIM的幅值已超过锁存阈值电压V_TH-L之后，锁存阈值电压V_TH-L减小到约0.1伏，使得比较器U172继续将输出驱动为低的，并且定时电压V_TIM的幅值维持在约0.6V。

在某个半周期的开始处，整流电压V_RECT的幅值低于复位电路180的齐纳二极管Z182的击穿电压(例如，约30伏)，并且第一比较器U181的非反相输入处的电压为约零伏，使得第一比较器的输出朝向电路公共端被驱动为低的。当整流电压V_RECT的幅值超过约齐纳二极管Z182的击穿电压时，电容器C184开始充电，直到第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值超过复位阈值电压V_RST。然后，第一比较器U181的输出朝向供电电压V_CC被驱动为高的，并且电容器C190将电流脉冲传导到电阻器R192中，使得第二比较器U191的反相输入处的电压幅值超过复位阈值电压V_RST，并且第二比较器将定时电压V_TIM朝向电路公共端拉低(即，定时电压的幅值被控制在从约0.6伏至零伏)。现在，锁存电路170的比较器U172的反相输入处的电压幅值小于锁存阈值电压V_TH-L(即，约0.1V)，并且比较器停止将定时电压V_TIM朝向电路公共端拉低。另外，在电容器C190充分充电并且然后停止将电流脉冲传导到电阻器R192中之前，复位电路180只在一小段时间(例如，大约68微秒)内将定时电压V_TIM驱动为低的。因此，第二比较器U191然后停止将定时电压V_TIM朝向电路公共端拉低，从而允许定时电压的幅值再次开始以恒定速率相对于时间增大。

在每个半周期的开始之后，在复位电路180对定时电压V_TIM的产生进行复位之后，锁存电路170的比较器U172停止将定时电压V_TIM朝向电路公共端拉低，并且锁存电压V_LATCH的幅值经由电阻器R195和二极管D196朝向供电电压V_CC拉高。此时，FET Q194呈现为导通，因此保持第二比较器U191的反相输入小于复位阈值电压V_RST。当在接近半周期的结束且单触发锁存电路170的比较器U172将定时电压V_TIM拉低时，FET Q194呈现为非导通。因此，FET Q194在每个半周期的大部分时间内呈现为导通，并且防止复位电路180对定时电压V_TIM的产生进行复位直至锁存电路170停止产生定时电压之后，从而显著改进调光开关100相对于AC线电压V_AC上的脉冲噪音的抗干扰性。

当在复位电路180的第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值超过复位阈值电压V_RST时，其输出朝向供电电压V_CC被驱动为高的，并且电容器C190充电。然后，FET Q194呈现为导通，并且电容器C190保持充电。当整流电压V_RECT的幅值在每个半周期的结束处降到低于齐纳二极管Z182的击穿电压、并且第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值降到低于复位阈值电压V_RST时，电容器C190通过二极管D193和第一比较器U181的输出放电。然而，第二比较器U191的反相输入处的电压幅值保持小于复位阈值电压V_RST，并且因此复位电路180未对定时电压V_TIM的产生进行复位直至复位电路180的第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值在下一个半周期的开始处上升到高于复位阈值电压V_RST。

因此，本发明的第一实施例的调光开关100的控制电路115将控制电流传导通过LED驱动器102，并且在双向半导体开关呈现为导通之后向双向半导体开关110提供恒定栅极驱动。控制电路115可操作以从在LED驱动器102两端形成的电压导出过零定时信息，并且因此从传导通过LED驱动器102的控制电流I_CNTL导出过零定时信息。传导通过LED驱动器102的控制电流I_CNTL的平均幅值约等于定时电流I_TIM和驱动电流I_DR以及由定时电路130和触发器电路140汲取的其他电流的的平均幅值的总和。控制电路115可操作以响应于表示LED光源104的期望强度的可变阈值在每个半周期使双向半导体开关110呈现为导通，并且将双向半导体开关保持为导通直至大约当前半周期结束。因此，由触发器电路140产生的驱动电压V_DR的导通时间T_CON具有的长度不取决于定时电路130产生定时信号V_TIM的固定量的时间T_TIM的长度。

图6是根据本发明的第二实施例的调光开关200的简化示意图。图7示出了说明根据本发明的第二实施例的调光开关200的操作的示例波形。第二实施例的调光开关200的双向半导体开关被实施为两个单独的MOS栅控晶体管，例如，FET Q210A、FET Q210B，所述MOS栅控晶体管反向串联耦联在火线端子H与调光火线端子DH之间，用于控制被递送至LED驱动器102的功率量。FET Q210A、FET Q210B的源极在电路公共端耦联在一起。FET Q210A、FETQ210B可以包括金属氧化物半导体FET(MOSFET)，或者可以另选地被任何合适的电压控制型半导体开关诸如例如绝缘栅双极结型晶体管(IGBT)所代替。FET Q210A、FET Q210B具有耦联至栅极耦合电路250的控制输入(即，栅极)，栅极耦合电路250包括用于耦联至具有驱动电压V_DR-INV的FET的栅极的相应栅极电阻器R252、R254(例如，每个均具有约47Ω的电阻)。如图7所示的驱动电压V_DR-INV为第一实施例的驱动电压V_DR的倒数。当在FET的栅极处的电压被驱动至额定栅极阈值电压(例如，约10伏)时，每个FET Q210A、FET Q210B呈现为导通。FETQ210A、FET Q210B通过使用前沿相位控制技术被同时控制为导通和非导通，并且可操作以呈现为导通，并独立于传导通过FET的负载电流ILOAD的幅值而保持导通。

调光开关200包括全波整流器电桥，该全波整流器电桥包括除了两个二极管D214A、D214B之外的两个FET Q210A、FET Q210B的体二极管。第二实施例的调光开关200的定时电路130以与第一实施例相同的方式操作。调光开关200包括模拟控制电路215，该模拟控制电路215具有与第一实施例的可变阈值触发器电路140类似的可变阈值触发器电路240。然而，第二实施例的触发器电路240包括比较器U242，该比较器242具有接收定时电压V_TIM的非反相输入和接收来自电位器R244的可变阈值电压V_TH的反相输入。触发器电路240操作以朝向供电电压V_CC将驱动电压V_DR-INV驱动为高的，以使FET Q210A、FET Q210B呈现为导通，并且朝向电路公共端将驱动电压V_DR-INV驱动为低的，以使FET呈现为非导通(如图7所示)。

如图7所示，当FET Q210A、FET Q210B呈现为导通时，即，由于FET的栅极(其各自均可以具有例如约100pF的输入电容)的输入电容的充电，FET Q210A、FET Q210B的栅极仅从电源120传导驱动电流I_DR-INV的小脉冲。由于驱动电流I_DR-INV从电源120的存储电容器C128传导，因此由第二实施例的调光开关200的模拟控制电路215传导通过LED驱动器102的控制电流I_CNTL的平均幅值小于由第一实施例的调光开关100的模拟控制电路115(其对于双向三端闸流晶体管110′呈现为导通的全部时间将驱动电流I_DR传导通过光耦合器U152的输入光电二极管)传导的控制电流I_CNTL的平均幅值。

另外，第二实施例的调光开关200不需要第一实施例的光耦合器U152，该光耦合器U152通常是昂贵的，并且还通过额定接通时间(例如，约35微秒)来表征。在负载电流I_LOAD在双向三端闸流晶体管110′呈现为导通之后改变方向的情况下，光耦合器U152的额定接通时间限制双向三端闸流晶体管110′在变为非导通之后多快可以呈现为导通。具体地，在从当双向三端闸流晶体管110′变为暂时非导通、并且再次呈现为导通时开始的时间期间，LED驱动器102两端的相位控制电压V_PC的幅值减小，而调光开关100两端的电压的幅值增大。LED驱动器102(或者电子镇流器)的输入两端的电压的这种变化可以导致用于一些高效照明负载的LED光源104(或荧光灯)的强度的波动。由于调光开关200的双向半导体开关被实施为FETQ210A、FET Q210B，并且由于FET Q210A、FET Q210B可操作以独立于负载电流的幅值而保持导通，因此避免了一些高效照明负载的强度的潜在波动。

图8为根据本发明的第三实施例的调光开关300的简化示意图。第三实施例的调光开关300包括双向三端闸流晶体管110′(如在第一实施例中那样)。然而，调光开关300包括栅极耦合电路350，该栅极耦合电路350包括电压控制型可控导电装置，诸如两个MOS栅控晶体管(例如，FET Q352A、FET Q352B)，其反向串联耦联在双向三端闸流晶体管110′的栅极和主负载端子的第一主负载端子(例如，调光开关的火线端子H)之间。FET Q352A、FET Q352B可包括MOSFET或者可以另选地被任何合适的电压控制型半导体开关诸如例如IGBT所代替。FET Q352A、FET Q352B的源极通过两个源电阻器R353、R354(例如，各自均具有约10Ω的电阻)耦联在一起，其中这两个电阻器R353、R354的结点耦联至电路公共端。源电阻器R353、R354操作以将传导通过双向三端闸流晶体管110′栅极电流I_G的幅值限制到最大栅极电流(例如，约0.6安培)。FET Q352A、FET Q352B的栅极耦联至相应栅极电阻器R355、R356(例如，各自均具有约47Ω的电阻)。在栅极耦合电路350的控制输入处(即，栅极电阻器R355、R356的结点)接收由模拟控制电路215产生的驱动电压V_DR-INV。

调光开关300包括一个电阻器R358，该电阻器R358具有例如约30.9Ω的电阻，并且耦联在双向三端闸流晶体管110′的栅极和主负载端子的第二主负载端子(例如，耦联至调光开关的调光火线端子DH)之间。调光开关300进一步包括全波整流器电桥，该全波整流器电桥包括FET Q352A、FET Q352B的体二极管和二极管D214A、D214B，并产生由控制电路215的电源120和定时电路130接收的整流电压V_RECT。因此，控制电路215通过FET Q352A的体二极管和二极管D214A耦联至双向三端闸流晶体管110′的第一主负载端子，并通过FET Q352B的体二极管、二极管D214B和电阻器R358耦联至双向三端闸流晶体管的第二主负载端子。另选地，控制电路215可直接地耦联至双向三端闸流晶体管110′的主负载端子中的至少一个，或者通过一个或多个电阻器电耦联至双向三端闸流晶体管的主负载端子中的至少一个。

如在第二实施例中的那样，控制电路215的定时电路130产生定时电压V_TIM，并且可变阈值触发器电路240产生驱动电压V_DR-INV(如在图7中所示)。当驱动电压V_DR-INV朝向电路公共端驱动为低的时，FET Q352A、FET Q352B非导通，使得双向三端闸流晶体管110′也非导通。当触发器电路240在每个半周期的起通时间处朝向供电电压V_CC将驱动电压驱动为高的时，FET Q352A、FET Q352B能够将栅极电流I_G传导通过双向三端闸流晶体管110′的栅极，以使双向三端闸流晶体管呈现为导通。驱动电压V_DR-INV在半周期结束稍稍之前被驱动为低的，使得空闲脉冲存在于半周期的结束处，以允许双向三端闸流晶体管110′转换为关断。由于驱动电压V_DR-INV保持为高的直至接近该半周期结束，因而FET Q352A、FET Q352B保持导通，使得FET Q352A、FET Q352B能够在从起通时间到大约该半周期的剩余时间的任何时间处传导栅极电流I_G。因此，双向三端闸流晶体管110′从起通时间到大约该半周期结束呈现为导通，从而允许负载电流I_LOAD在任何给定的半周期中为任一极性(即，正或负)，这在LED驱动器102具有电容性阻抗并致使负载电流在一次过零之前改变极性时是特别重要的。

当由于对FET的栅极的输入电容充电，FET Q352A、FET Q352B呈现为导通时，栅极耦合电路350的控制输入仅从电源120传导驱动电流I_DR-INV的小脉冲(即，如在图7中所示)。因此，在大约该半周期的剩余时间期间，不需要将驱动电流I_DR-INV传导通过栅极耦合电路的控制输入的情况下(例如，与如在图3A和3B中所示的第一实施例的光耦合器U152的输入光电二极管传导驱动电流I_DR的情况对比)，栅极耦合电路350允许模拟控制电路215使双向三端闸流晶体管110′呈现为导通，并维持双向三端闸流晶体管导通。因此，由第三实施例的调光开关300的模拟控制电路215传导以使双向三端闸流晶体管110′呈现为导通的控制电流I_CNTL的平均幅值小于由第一实施例的调光开关100的模拟控制电路115传导以使双向三端闸流晶体管110′呈现为导通的控制电流I_CNTL的平均幅值。例如，如果FET Q352A、FET Q352B各自均通过约两微秒的接通时间、约100pF的输入阻抗和约10伏的栅极阈值电压来表征，则栅极耦合电路350可从电源120的存储电容器C128传导约240毫微安的平均电流(与LED光源104的目标强度L_TRGT无关)。

另外，第三实施例的调光开关300不需要光耦合器U152来使双向三端闸流晶体管110′呈现为导通。如先前所提及的，光耦合器U152通常是昂贵的、且通过额定接通时间来表征，响应于负载电流I_LOAD改变方向，该额定接通时间限制双向三端闸流晶体管110′在变为非导通之后多快可以呈现为导通。

由于由栅极耦合电路350的FET Q352A、FET Q352B传导的栅极电流I_G的幅值远比由双向三端闸流晶体管110′传导的负载电流I_LOAD的幅值小得多，因而第三实施例的FETQ352A、FET Q352B可经设定尺寸，以在额定功率上(且因此，在物理尺寸上)小于第二实施例的调光开关200的FET Q352A、FET Q352B(其传导负载电流I_LOAD)。换句话说，因为第三实施例的FET Q352A、FET Q352B不传导负载电流I_LOAD，所以FET不需要是功率装置，而可以是信号级装置。因此，第三实施例的调光开关300仅需要一个功率装置(即，双向三端闸流晶体管110′)，而不需要两个功率装置(即，FET Q210A、FET Q210B)，这导致调光开关300总成本更低，以及对在单个壁挂式负载控制装置中的两个功率装置的物理配合和散热的约束更少。另外，与具有类似尺寸封装件的两个FET Q210A、FET Q210B相比，双向三端闸流晶体管110′在单个封装件中具有更好的峰值电流性能。

因此，双向三端闸流晶体管110′和第三实施例的调光开关300的栅极耦合电路350提供了基于晶闸管的负载控制电路，该基于晶闸管的负载控制电路在双向三端闸流晶体管通过使用恒定栅极驱动信号在半周期的剩余时间呈现为导通之后，需要基本上无净平均电流被通过控制输入传导。如本文所用，“基本上无净平均电流”被定义为适于给栅极耦合电路350的FET Q352A、FET Q352B(或其他合适的开关装置)的栅极的输入电容充电的电流量，例如，小于约1微安。

图9是根据本发明的第四实施例的后沿相位控制调光开关400的简化框图。如图9所示，双向半导体开关110被实施为两个反向串联耦合的FET Q210A，FET Q210B(如在第二实施例中的那样)。调光开关100包括模拟控制电路，该模拟控制电路包括电压基准电路420、定时电路430和栅极驱动电路440。电压基准电路420包括传输晶体管电路460和速合电路470，并操作以从整流电压V_RECT产生基准电压V_REF(例如，约14.4伏)。定时电路430接收基准电压V_REF并产生表示LED光源104的目标强度L_TRGT的定时电压V_TIM。栅极驱动电路440产生栅极电压V_G，其经由栅极耦合电路250耦联到FET Q210A、FET Q210B的栅极，用于同时使FET呈现为导通和非导通。根据本发明的第四实施例，由调光开关400产生的相位控制电压V_PC包括后沿相位控制电压。因此，栅极驱动电路440操作以使FET Q210A、FET Q210B响应于定时电压V_TIM在每个半周期的开始处呈现为导通，并且在每个半周期期间的某段时间呈现为非导通。

图10是示出根据本发明的第四实施例的由调光开关400产生的相位控制电压V_PC、定时电压V_TIM和用于驱动FET Q210A、FET Q210B的栅极电压V_G的示例的简化时序图。相位控制电压V_PC在导通时间T_CON期间每个半周期的开始处具有约等于AC电源105的AC线电压V_AC幅值的幅值，并在半周期的其余期间期间，即，在非导通时间T_NC期间，具有约零伏的幅值。为了产生相位控制电压V_PC，栅极驱动电路440在每个半周期的开始处朝向基准电压V_REF升高将栅极电压V_G驱动为高的，使得FET Q210A，FET Q210B呈现为导通(如图10中的时间t₁处所示)。此时，定时电路430开始产生定时电压V_TIM，其包括斜坡电压，该斜坡电压的幅值相对于时间以表示LED光源104的目标强度L_TRGT的速率增大(即，响应于强度调节致动器118)。当定时电压V_TIM的幅值达到最大定时电压阈值V_T-MAX(例如，约7.5伏)时，栅极驱动电路440使FETQ210A、FET Q210B呈现为非导通(如图10中的时间t₂处所示)。定时电压V_TIM的速率与目标强度L_TRGT成反比，即，定时电压V_TIM的速率随着目标强度L_TRGT的减小而增大，并随目标强度L_TRGT的增大而减小。在FET Q210A、FET Q210B都呈现为非导通之后，栅极驱动电路440将使FET在下一个半周期的开始处再次呈现为导通(如图10中的时间t₃处所示)。

图11是根据本发明的第四实施例的调光开关400的简化示意图。如图11所示，传输晶体管电路460包括具有集电极的NPN双极结型晶体管Q462，该集电极经耦合以通过电阻器R464(例如，具有约180Ω的电阻)接收整流器电压V_RECT。晶体管Q462的基极通过电阻器R465(例如，具有约470kΩ的电阻)耦联到整流器电压V_RECT，并通过齐纳二极管Z466(例如，具有约15伏的击穿电压)耦联到电路公共端。传输晶体管电路460进一步包括存储电容器C468，其能够通过晶体管Q462和二极管D469充电到这样的电压，即该电压约等于齐纳二极管Z466的击穿电压减去晶体管Q462的基极发射极电压降与二极管D469的正向电压降。存储电容器C468具有例如约22μF的电容，并操作以将基准电压V_REF保持在适当的幅值(例如，至少约12伏)，从而将FET Q210A、FET Q210B控制为导通(即，当在调光开关100两端产生约零伏)，这将在下文更详细地进行描述。

速合电路470耦联到存储电容器Q468、并包括PNP双极结型晶体管Q472。晶体管Q472的基极通过电阻器R474(例如，具有约22kΩ的电阻)和齐纳二极管Z476(例如，具有约12伏的击穿电压)的串联组合耦联到电路公共端。基准电压V_REF在电容器C478两端产生，该电容器C478耦联在晶体管Q472的集电极和电路公共端之间，并具有例如约0.1μF的电容。所述的速合电路470操作，使得当传输晶体管电路460的存储电容器C468两端的电压幅值超过齐纳二极管Z476的击穿电压加上晶体管Q472的发射极基极电压降时，仅在电容器C478两端提供基准电压V_REF。

定时电路430接收上述的基准电压V_REF，并且在定时电容器C432(例如，具有约10nF的电容)两端产生定时电压V_TIM。定时电路430包括恒定电流源电路，用于以恒定速率给电容器C432充电以产生定时电压V_TIM。恒定电流源电路包括PNP双极结型晶体管Q434，其具有经由电阻器R435(例如，具有约180kΩ的电阻)耦联到基准电压V_REF的发射极。包括电位器R436和两个电阻器R438、R439的分压器电路耦联在基准电压V_REF和电路公共端之间。例如，电位器R436可具有范围为约0至500kΩ的电阻，而电阻器R438、R439可分别具有约100kΩ和82kΩ的电阻。电位器R436和电阻器R438的结点耦联到晶体管Q434的基极。电位器R436的电阻响应于调光开关100的强度调节致动器118而变化，使得晶体管Q434基极处的电压幅值表示目标强度L_TRGT。当电位器R436当前没有被调节时(即，处于稳定条件)时，在电阻器R435和晶体管Q434的发射极-基极结点两端产生恒定电压，使得晶体管Q434传导恒定电流(其幅值取决于晶体管Q434基极处的电压幅值)。因此，电容器C432以取决于目标强度L_TRGT的速率充电，从而产生定时电压V_TIM(如图10所示)。

栅极驱动电路440使FET Q210A、FET Q210B响应于来自定时电路430的定时电压V_TIM在每个半周期的开始处呈现为导通，并且在每个半周期期间的某段时间呈现为非导通。栅极驱动电路440包括NPN双极结型晶体管Q441和电阻器R442，该电阻器R442耦联在晶体管Q441的集电极和基极之间，并具有例如约270kΩ的电阻。二极管D443耦联在晶体管Q441的发射极和基极之间。在每个半周期的开始处，电阻器R442将电流传导到晶体管Q441的基极中。因此，晶体管Q441呈现为导通，并且基准电压V_REF经由相应的栅极电阻器R252、R254耦联到FET Q210A、FET Q210B的栅极，因此使FET呈现为导通。如先前所提及的，电压基准电路420的存储电容器C468将基准电压V_REF保持在适当的幅值(即，至少约14.4伏)，从而保持FETQ210A，FET Q210B导通，并且调光开关400两端产生的电压为约零伏。

定时电压V_TIM通过齐纳二极管Z445(例如，具有约6.8伏的击穿电压)耦联到NPN双极结型晶体管Q444的基极。当定时电压V_TIM的幅值约超过齐纳二极管Z445的击穿电压加上晶体管Q444的基极-发射极电压降(即，最大定时电压阈值V_T-MAX)时，晶体管Q444呈现为导通。因此，栅极电压V_G通过二极管D443朝向电路公共端下拉，从而使FET Q210A、FET Q210B呈现为非导通。

所述的栅极驱动电路440还包括一个耦联在齐纳二极管Z445两端的NPN双极结型晶体管Q446。晶体管Q446的基极耦联至两个串联电阻器R447、R448(例如，分别具有约200kΩ和10kΩ的电阻)的结点。电阻器R447、R448形成在整流电压V_RECT和电路公共端之间耦合的分压器。晶体管Q446的基极也经由电容器C449(例如，具有约10nF的电容)耦联至电路公共端。当FET Q210A、FET Q210B呈现为非导通(响应于定时电压V_TIM超过最大定时电压阈值V_T-MAX)时，调光开关400两端产生的电压增加至大约AC电源105的AC线电压V_AC的幅值。因此，在晶体管Q446的基极处的电压增加，使得晶体管呈现为导通。因此，定时电压V_TIM的幅值控制为约零伏，且晶体管Q444保持导通(因此保持FET Q210A、FET Q210B非导通)直到当前半周期结束。

在接近这个半周期结束时，AC电源105的AC线电压V_AC的幅值以及在晶体管Q446的基极处的电压幅值减小，使得晶体管Q446呈现为非导通。因此，晶体管Q444呈现为非导通，并且基准电压V_REF通过晶体管Q441和相应的栅极电阻器R252、R254耦联至FET Q210A、FETQ210B的栅极，从而使FET呈现为导通。另外，当晶体管Q446非导通时，定时电路430的定时电压V_TIM可以以取决于目标强度L_TRGT的速率相对于时间在幅值上再次开始增加(如在图10中所示)。

图12是根据本发明的一个另选实施例的调光开关480的简化示意图。图12的调光开关480非常类似于第四实施例的调光开关400。然而，图12的调光开关480包括电压补偿电路490，其接收整流电压V_RECT，并且调节定时电压V_TIM以解决在AC电源105的AC线电压V_AC的变化和波动，从而避免LED光源104的强度的闪烁。电压补偿电路490包括两个电阻器R492、R494，所述两个电阻器R492、R494串联耦联在整流电压V_RECT和电路公共端之间，并分别具有例如约1MΩ和98MΩ的电阻。电容器C496耦联在电阻器R492、R494的结点和电路公共端之间，并具有例如约0.22μF的电容。电容器C496通过电阻器R498(例如，具有约560kΩ的电阻)耦联至定时电压V_TIM。

当FET Q210A、FET Q210B非导通且定时电压V_TIM的幅值相对于时间正在增加时，在电容器C496两端产生的电压与AC电源105的AC线电压V_AC的幅值成比例。当AC电源105的AC线电压V_AC的幅值没有变化或波动时，电容器C496充电到稳态电压。然而，如果当FET Q210A，FET Q210B在半周期期间(例如，在图10中的时间t₂和t₃之间)非导通时，AC线电压V_AC的幅值改变，则电容器C496两端电压的幅值也将改变，从而当FET在下一个半周期期间(例如，时间t₃和t₄之间)导通时，导致定时电压V_TIM的变化。例如，如果当FET Q210A、FET Q210B在该半周期期间非导通时，AC线电压V_AC的幅值(并且因此电容器C496两端电压的幅值)增大，则当FET在下一个半周期期间导通时，定时电压V_TIM的幅值将更大，从而致使FET在下一个半周期较早呈现为非导通。

图13是根据本发明的第五实施例的调光开关500的简化示意图。调光开关500包括机械气隙开关S514和两个FET Q510A、FET Q510B，所述两个FET Q510A、FET Q510B反向串联耦联在火线端子H和调光火线端子DH之间，用于产生相位控制电压V_PC。调光开关500包括模拟控制电路(例如，定时电路520)，其用于产生表示LED光源104的目标强度L_TRGT的定时电压V_TIM，以及栅极驱动电路530，其用于响应于定时电压V_TIM使FET Q510A、FET Q510B呈现为导通和不导通，因此产生相位控制电压V_PC。根据本发明的第五实施例，栅极驱动电路530可操作以产生在互补的基础上用于独立地控制相应FET Q510A、FET Q510B的两个栅极电压V_G1、V_G2。当将相应的栅极电压V_G1、V_G2的幅值控制到标称栅极电压V_N(例如，约9V)时FET Q510A、FET Q510B呈现为导通，且当将相应的栅极电压V_G1、V_G2的幅值控制到约零伏时FET Q510A、FET Q510B呈现为导通。调光开关500进一步包括过流保护电路540，其用于使FET Q510A、FET Q510B在FET中过流状态的情况下呈现为非导通。

图14是示出了由调光开关500产生的相位控制电压V_PC和用于分别驱动FET Q510A、FET Q510B的栅极电压V_G1、V_G2的示例的简化时序图。根据本发明的第五实施例，相位控制电压V_PC包括前沿相位控制电压。在正半周期期间，当第一栅极电压V_G1从约零伏增加至标称栅极电压V_N(如在时间t₁处所示)，且第二栅极电压V_G2从标称栅极电压V_N降低至约零伏时，第一FET Q510A呈现为导通、且第二FET Q510B呈现为非导通。此时，调光开关500通过第一FETQ510A和第二FET Q510B的体二极管将负载电流ILOAD传导至LED驱动器102。在所述的负半周期的开始处，第一FET Q510保持导通。然而，由于第二FET Q510B非导通且第二FET Q510B的体二极管反向偏置，则调光开关500此时不传导负载电流I_LOAD。

在该负半周期期间，当第一栅极电压V_G1从从标称栅极电压V_N降低至约零伏，且第二栅极电压V_G2从约零伏增加至标称栅极电压V_N(如在时间t₂处所示)时，第一FET Q510A呈现为非导通、且第二FET Q510B呈现为导通。此时，调光开关500通过第二FET Q510B和第一FET Q510A的体二极管将负载电流I_LOAD传导至LED驱动器102。在该负半周期的开始处，第二FET Q510B保持导通，第一FET Q510A保持非导通，且此时第一FET Q510A的体二极管反向偏置，使得调光开关500直到第一FET Q510A呈现为导通才传导负载电流I_LOAD。

定时电路520串联耦联在火线端子H和调光火线端子DH之间，并且将定时电流I_TIM(即，控制电流)通过LED驱动器102传导，以便在电容器C522(例如，具有大约0.1μF的电容)两端产生定时电压V_TIM。电容器C522可操作以通过电阻器R524，R525(例如，分别具有约27kΩ和10kΩ的电阻)和电位器R526从AC电源105进行充电。电位器R526的电阻的范围可为例如约0kΩ到300kΩ，并且可由调光开关500的用户控制(例如，通过致动滑块控制)以调节LED光源104的目标强度L_TRGT。校准电阻器R527耦联到电位器R526以用于校准电位器的范围，并且具有例如约300kΩ的电阻。由于电容器C522通过电位器R526充电，电容器C522充电的速率以及因此定时电压V_TIM的幅值即表示LED光源104的目标强度L_TRGT。

驱动电路530包括双向触发二极管532(例如，具有约32V的击穿电压V_BR)和两个脉冲变压器534A、534B。双向触发二极管532与两个脉冲变压器534A、534B的初级绕组串联耦合。脉冲变压器534A、534B的次级绕组经由相应的齐纳二极管Z536A、Z536B(它们各自均具有大约等于标称栅极电压V_N的击穿电压，即，约9V)耦联到相应的电容器C535A、C535B。电容器C535A、C535B经由栅极电阻器R538A、R538B(例如，具有约47kΩ的电阻)分别耦联到FETQ510A、FET Q510B的栅极。栅极电阻器R538A、R538B可另选地具有不同电阻，以便改变FETQ510A、FET Q510B的开关时间的持续时间，如在本领域中众所周知的一样。

当上述的定时电压V_TIM的幅值大约超过双向触发二极管532的击穿电压V_BR时，双向触发二极管将电流脉冲(即，如图13所示的起通电流I_FIRE)传导通过脉冲变压器534A、534B的初级绕组，从而致使在脉冲变压器的次级绕组两端产生次级电压V_SEC(例如，大约9V)。在所述的正半周期期间，电容器C535A通过齐纳二极管Z536A从第一脉冲变压器534A的次级绕组充电至大约标称栅极电压V_N(即，大约9伏)。因此，第一栅极电压V_G1被从大约零伏驱动为高至标称栅极电压V_N，从而使第一FET Q510A呈现为导通(如图14中的时间t₁处所示)。在该负半周期的开始处，第一FET Q510A是导通的，而第二FET Q510B是非导通的。由于第二FETQ510B的体二极管在此时反向偏置，因而调光开关500不传导负载电流I_LOAD。

在该负半周期期间，起通电流I_FIRE具有负幅值，因而使脉冲变压器534A、534B的次级绕组两端的次级电压V_SEC也具有负幅值。因此，齐纳二极管Z536A在该负半周期期间反向偏压，从而致使电容器C535A通过齐纳二极管Z536A放电，使得电容器C535A两端的电压被驱动至大约零伏。结果，第一栅极电压V_G1被从标称栅极电压VN驱动低至大约零伏，从而使第一FETQ510A呈现为非导通(如图14中的时间t₂处所示)。另外，耦联到第二脉冲变压器534B的次级绕组的齐纳二极管Z536B在该负半周期内正向偏置，使得电容器C535B充电到大约标称栅极电压V_N，并且第二FET Q510B在该负半周期期间呈现为导通(如图14中的时间t₂处所示)。因此，FET Q510A、FET Q510B以互补的方式被驱动，使得始终至少一个FET是导通的，而另一个FET是非导通的。结果，FET Q510A、FET Q510B在大约半周期的时段T_HC内被驱动为导通、并且在半周期的时段T_HC内被驱动为非导通。

定时电路520还包括耦联到电位器R526的双向触发二极管528(例如，具有约64V的击穿电压)。双向触发二极管528通过调节向电位器R526提供的电压来提供电压补偿，以补偿由AC电源105提供的AC线电压V_AC的变化。双向触发二极管528具有负阻抗传输功能，使得当通过双向触发二极管的电流减小时双向触发二极管两端的电压增加。因此，当调光开关500两端(即，火线端子H和调光火线端子DH之间)的电压下降时，通过电阻器R524和双向触发二极管528的电流下降。结果，双向触发二极管528两端的电压增加，从而致使流过电位器R526的电流增加，并且起通电容器C522以更快的速率充电。这导致FET Q510A、FET Q510B在当前半周期期间的导通时间T_CON增加，以补偿调光开关500两端的减小的电压，从而将LED光源104的强度保持恒定。

驱动电路530的特征在于具有固有的FET短路保护。在FET Q510A、FET Q510B中的一个出现短路故障的情况下，驱动电路530可操作以将另一个未短路的FET驱动为完全导通，使得负载电流I_LOAD不会不对称。不对称电流可致使某些类型的照明负载过热。例如，如果第二FET Q510B出现短路故障，则在负半周期期间AC全波形将提供给LED驱动器102。由于当第二FET Q510B短路时在负半周期期间调光开关500两端将产生大约零伏，定时电路520的电容器C522将不充电，驱动电路330的双向触发二极管532将不传导起通电流I_FIRE的脉冲，并且电容器C535A两端的电压将不被驱动至零伏，以使第一FET Q510A在负半周期期间呈现为非导通。因此，第一FET Q510A将在两个半周期期间都保持导通，并且负载电流I_LOAD基本上是对称的。如果第一FET Q510A已出现短路故障，则第二FET Q510B将以类似的方式被控制为导通。

过流保护电路540包括读出电阻器R542(例如，具有约0.015Ω的电阻)。读出电阻器R542耦联在FET Q510A、FET Q510B的源极之间，使得表示负载电流ILOAD的幅值的电压在读出电阻器两端产生。在读出电阻器R542两端产生的电压提供到第一NPN双极结型晶体管(BJT)Q544的基极。第一晶体管Q544耦联在电容器C535A两端，并且操作以在正半周期期间在过流状态的情况下保护第一FET Q510A。当负载电流ILOAD的幅值超过预定的电流极限(例如，大约46.6安培)使得在读出电阻器R542两端产生的电压超过第一晶体管Q544的额定基极-发射极电压(例如，大约0.7伏)时，第一晶体管呈现为导通。因此，第一晶体管Q544将第一FET Q510A的栅极处的第一栅极电压V_G1朝向零伏下拉，从而使第一FET呈现为非导通。过流保护电路540进一步包括第二NPN双极结型晶体管Q546，其耦联在电容器C532B两端并操作以在负半周期期间保护第二FET Q510B的。当负载电流ILOAD的幅值超过预定的电流极限时，第二晶体管Q546呈现为导通，从而将第二FET Q510B的栅极处的第二栅极电压V_G2朝向零伏下拉，并使第二FET呈现为非导通。

图15是根据本发明的第六实施例的调光开关600的简化示意图。调光开关600包括驱动限制电路650，该驱动限制电路650与驱动电路530的双向触发二极管532和两个脉冲变压器534A、534B的初级绕组串联耦合。驱动限制电路650操作以限制驱动电路530在具体半周期期间尝试使FET Q510A、FET Q510B呈现为导通的次数。例如，如果过流保护电路540使FET Q510A、FET Q510B中的一个呈现为非导通，则驱动限制电路650防止驱动电路530在当前半周期期间尝试使相应FET再次呈现为导通。

当双向触发二极管532在每个半周期被起通时，驱动限制电路650传导起通电流I_FIRE，并且在正半周期期间在电容器C652A两端以及在负半周期期间在电容器C652B两端产生偏移电压V_OFFSET。电容器C652A在正半周期期间通过二极管D654A充电，并且电容器C652B在负半周期期间通过二极管D654B充电。例如，电容器C652A、C652B可具有约0.1μF的电容。放电电阻器R656A、R656B分别与电容器C652A、C652B并联耦合，且各自均具有例如约33kΩ的电阻。驱动限制电路450进一步包括两个齐纳二极管Z658A、Z658B，其反向串联耦合且各自均具有相同的击穿电压V_Z(例如，约40V)。齐纳二极管Z658A、Z658B耦联到定时电路520，以在两个半周期中将定时电压V_TIM的幅值限制到钳位电压V_CLAMP，即约击穿电压V_Z。

在某个正半周期的开始处，驱动限制电路540的电容器C652A没有电荷，并且因此电容器两端没有产生电压。定时电压信号V_TIM增加直到定时电压V_TIM的幅值大约超过双向触发二极管532的击穿电压V_BR。当双向触发二极管532起通时，二极管D654A和电容器C652A传导起通电流I_FIRE的脉冲，并且在电容器C652A两端产生偏移电压V_OFFSET(例如，约12伏)。在双向触发二极管532完成传导起通电流I_FIRE后，电容器C522两端的电压减少了大约为双向触发二极管532的击穿电压(例如，约10伏)并达到预定电压V_P(例如，约22伏)。如果过流保护电路540使FET Q510A、FET Q510B中的一个呈现为非导通，则定时电压信号V_TIM将开始再次增加。定时电压V_TIM的幅值必须大约超过双向触发二极管532的击穿电压V_BR加上电容器C652A两端的偏移电压V_OFFSET(即，约44伏)，以便使双向触发二极管532再次传导起通电流I_FIRE的脉冲。然而，因为齐纳二极管Z658A将定时电压V_TIM限制到击穿电压V_Z(即，约40伏)，所以防止定时电压V_TIM超过电压阈值V_TH。因此，防止驱动电路530在过流状态的情况下重复尝试使FET Q510A、FET Q510B在每个半周期期间呈现为导通。

所述的定时电压V_TIM被防止超过电压阈值V_TH直到电容器C652A两端的电压AV衰减到大约齐纳二极管Z658A的击穿电压减去双向触发二极管532的击穿电压V_BR。电容器C652A通过放电电阻器R656A缓慢放电，使得电容器C652A两端的电压ΔV衰减到大约齐纳二极管Z658A的击穿电压减去双向触发二极管532的击穿电压V_BR所需的时间足够长，从而使得驱动电路530在每个半周期期间仅一次尝试使FET Q510A、FET Q510B呈现为导通。电容器C652A两端的电压在负半周期期间衰减到基本上为零伏，使得电容器C652A两端的电压在下一个正半周期的开始处基本上是零伏。驱动限制电路650的电容器C652B、二极管D654B、放电电阻器R656B和齐纳二极管Z658B在该负半周期期间以类似方式操作。驱动限制电路650的示例在于2009年8月4日公布的名称为“METHOD AND APPARATUS FOR PREVENTING MULTIPLEATTEMPTED FIRINGS OF A SEMICONDUCTOR SWITCH IN A LOAD CONTROL DEVICE(用于防止负载控制装置中半导体开关的多次尝试的起通的方法和设备)”的共同转让的美国专利No.7,570,031中进行更详细地描述，该申请的全部公开内容据此以引用方式并入。

图16是根据本发明的第七实施例的调光开关700的简化示意图。调光开关700包括驱动电路730，该驱动电路730包括单脉冲变压器734。脉冲变压器734具有单个初级绕组和次级绕组，该次级绕组具有抽头连接件734′。双向触发二极管532与脉冲变压器734的单个初级绕组串联耦合。齐纳二极管Z536A和电容器C535A的串联组合在次级绕组的一端和脉冲变压器734的抽头连接件734′之间耦合。二极管Z536B和电容器C535B的串联组合在次级绕组的另一端和脉冲变压器734的抽头连接件734′之间耦合。第七实施例的驱动电路730操作以与第五实施例的驱动电路530相同的方式使FET Q510A、FET Q510B呈现为导通和非导通。

图17是根据本发明的第八实施例的调光开关800的简化示意图。调光开关800包括机械气隙开关S814和两个FET Q810A、FET Q810B，所述两个FET Q810A、FET Q810B反向串联耦联在火线端子H和调光火线端子DH之间，以用于控制递送至连接的LED驱动器102的功率量。如在第五实施例、第六实施例和第七实施例中的那样，FET Q810A、FET Q810B具有控制输出(即，栅极)，其接收用于使FET呈现为导通和非导通的相应的栅极电压V_G1、V_G2。当开关S814断开时，LED光源104关断，而当开关闭合时，LED光源104接通。调光开关800包括控制电路，该控制电路包括定时电路820和电源880，且可操作以将控制电流I_CNTL传导通过LED驱动器102。定时电路820传导定时电流I_TIM以产生定时电压V_TIM(如在第五实施例中的那样)。调光开关800进一步包括驱动电路830，其用于响应于定时电压V_TIM使FET 810A、FET Q810B呈现为导通和非导通，以及过流保护电路860，其用于响应于通过FET的过流状态，使FET810A、FET Q810B呈现为非导通。

电源880产生DC供电电压V_S(例如，约14.4伏)，用于向驱动电路830和过流保护电路860供电。当调光开关800未将负载电流I_LOAD传导到LED驱动器、并且在调光开关两端产生的电压幅值约等于AC线电压V_AC的幅值时，电源880将充电电流I_CHRG传导通过LED驱动器102。传导通过LED驱动器102的控制电流I_CNTL约等于定时电路820的定时电流I_TIM和电源880的充电电流I_CHRG的总和。

电源880包括耦联到火线端子H(经由开关S814)的二极管D881，使得电源880仅在AC电源105的正半周期期间充电。电源880包括传输晶体管电路，其操作以在电容器C882(例如，具有约10μF的电容)两端产生供电电压V_S。传输晶体管电路包括NPN双极结型晶体管Q883、电阻器R884(例如，具有约220Ω的电阻)、电阻器R885(例如，具有约470kΩ的电阻)以及齐纳二极管Z886。电容器C882耦联到晶体管Q883的发射极，使得电容器能够通过晶体管充电。齐纳二极管Z886耦联到晶体管Q883的基极，且具有例如约15V的击穿电压，使得电容器C882能充电到大约等于击穿电压减去晶体管的基极发射极电压降的电压。

电源880进一步包括一个速合电路，它具有PNP双极结型晶体管Q887、电阻器R888(例如，具有约22kΩ的电阻)和齐纳二极管Z889。电阻器R888和齐纳二极管Z889与晶体管Q887的基极串联耦合，并且晶体管Q887的集电极耦联到电容器C890。齐纳二极管Z889具有例如约12V的击穿电压，使得当电容器C882两端的电压幅值大约超过齐纳二极管Z889的击穿电压加上晶体管Q887的发射极-基极电压降时，电容器C882两端的电压耦联在电容器C890的两端。当电容器C882两端的电压幅值降到大约低于齐纳二极管Z889的击穿电压加上晶体管Q887的发射极-基极电压降时，电容器C882两端的电压与电容器C890断开，使得供电电压V_S将下降到约电路公共端(即，约零伏)。

定时电路820传导定时电流I_TIM并在电容器C822(例如，具有约0.047μF的电容)两端产生定时电压V_TIM。电容器C822通过电阻器R824、R825(例如，分别具有约27kΩ和10kΩ的电阻)和电位器R826(例如，具有从约0kΩ到300kΩ范围内的电阻)从AC电源105充电。校准电位器R827耦联在电位器R826的两端，并且具有从约0kΩ到500kΩ范围内的电阻。定时电路820进一步包括双向触发二极管828，该双向触发二极管828具有例如约64V的击穿电压，并操作以为定时电路提供电压补偿(以与第五实施例的定时电路520的双向触发二极管528相似的方式)。

驱动电路830产生栅极电压V_G1、V_G2，用于使FET Q810A、FET Q810B响应于定时电路820的定时电压V_TIM在互补的基础上呈现为导通和非导通。驱动电路830包括双向触发二极管832(例如，具有约32伏的击穿电压)、电阻器R834(例如，具有约680Ω的电阻)和两个光耦合器U835A、U835B。当定时电压V_TIM的幅值大约超过双向触发二极管832的击穿电压时，双向触发二极管在正半周期期间将起通电流I_FIRE传导通过第一光耦合器U835A的输入光电二极管，并在负半周期期间将起通电流I_FIRE传导通过第二光耦合器U835B的输入光电二极管。因此，第一光耦合器U835A的输出光电晶体管在正半周期期间呈现为导通，并且第二光耦合器U835B的输出光电晶体管在负半周期期间呈现为非导通。光耦合器U835A、U835B的输出光电晶体管通过相应的电阻器R836、R838在供电电压V_S和电路公共端之间，所述电阻器R836、R838各自均具有例如约4.7kΩ的电阻。

光耦合器U835A、U835B的输出光电晶体管也耦联到置位-复位(SR)锁存器U840A、U840B、U840C、U840D，其操作以产生栅极电压V_G1、V_G2并因此使FET Q810A、FET Q810B在互补基础上呈现为导通和非导通。例如，SR锁存器U840A、U840B、U840C、U840D可被实施为单个集成电路(IC)的一部分，所述集成电路可由供电电压V_S供电。如图17中所示，第一光耦合器U835A的输出光电晶体管耦联到第一SR锁存器U840A的置位输入和第二SR锁存器U840B的复位输入。第二光耦合器U835B的输出光电晶体管耦联到第二SR锁存器U840B的置位输入和第一SR锁存器U840A的复位输入。第一SR锁存器U840A的输出和第二SR锁存器U840B的输出通过相应的电阻器R842、R852耦联到第一FET Q810A的栅极和第二FET Q810B的栅极，所述电阻器R842、R852各自均具有例如约47kΩ的电阻。

当第一光耦合器U835A的输出光电晶体管在正半周期期间呈现为导通时，第一SR锁存器U840A的输出朝向供电电压V_S被驱动为高的(因此使第一FET Q810A呈现为导通)，而第二SR锁存器U840B的输出朝向电路公共端被驱动为低的(因此使第二FET Q810B呈现为非导通)。相似地，当第二光耦合器U835B的输出光电晶体管在负半周期期间呈现为导通时，第二SR锁存器U840B的输出朝向供电电压V_S被驱动为高的(因此使第二FET Q810B呈现为导通)，而第一SR锁存器U840A的输出朝向电路公共端被驱动为低的(因此使第一FET Q810A呈现为非导通)。因为第一SR锁存器U840A的置位输入耦联到第二SR锁存器U840B的复位输入，并且第二SR锁存器U840B的置位输入耦联到第一SR锁存器U840A的复位输入，所以FETQ810A、FET Q810B以互补的方式被驱动(如在第五实施例中的那样)，使得FET中的一个导通时，而另一个FET非导通。

过流保护电路860耦联到第三锁存器U840C和第四SR锁存器U840B的置位输入，用于在FET过流状态的情况下，使FET Q810A、FET Q810B呈现为非导通。第三SR锁存器U840C的输出经由电阻器R846(例如，具有约18kΩ的电阻)耦联到NPN双极结型晶体管Q844的基极。晶体管Q844的集电极经由电阻器R848(例如，具有约330Ω的电阻)耦联到第一FET Q810A的栅极。驱动电路830包括用于将第四SR锁存器U840D的输出耦联到第二FET Q810B的栅极的相似电路。

过流保护电路860包括一个读出电阻器R870(例如，具有约0.015Ω的电阻)。读出电阻器R870串联耦联在FET Q810A、FET Q810B之间，并且电路公共端以读出电阻器的一侧为参考电位(如图12所示)，使得读出电阻器两端产生的电压幅值与负载电流I_LOAD的幅值成比例。读出电阻器R870经由电阻器R862(例如，具有约2.2kΩ的电阻)耦联到NPN双极结型晶体管Q861的基极。电阻器R863耦联在晶体管Q861的基极和发射极之间，并且具有例如约4.7kΩ的电阻。晶体管Q861的发射极耦联到电路公共端，并且集电极经由两个电阻器R864、R865(例如，分别具有约18kΩ和4.7kΩ的电阻)耦联到供电电压V_S。电阻器R864、R865的结点耦联到PNP双极结型晶体管Q866的基极。晶体管Q866的发射极耦联到供电电压V_S，并且集电极通过电阻器R867(例如，具有约510Ω的电阻)耦联到电路公共端。晶体管Q866的集电极耦联到第三SR锁存器U840C的置位输入，用于使第一FET Q810A在正半周期期间在过流状态的情况下呈现为非导通。过流保护电路860包括一个用来使第二FET Q810B在负半周期期间在过流状态的情况下呈现为非导通的相似电路(包括晶体管Q871、Q876和电阻器R872、R873、R874、R875、R877)。

在某个正半周期期间过流状态的情况下，过流保护电路860将第三SR锁存器U840C的置位输入朝向供电电压V_S驱动为高的。因此，晶体管Q844呈现为导通，从而将栅极电压V_G1朝向电路公共端拉低、并使第一FET Q810A呈现为非导通。第二光耦合器U835B的输出光电晶体管耦联到第三SR锁存器U840C的复位输入，使得在下一个半周期(即负半周期)期间对过流保护进行复位。具体地，当第二光耦合器U835B的输出光电晶体管在负半周期期间呈现为导通时，第三SR锁存器U840C的复位输入朝向供电电压V_S被驱动为高的，从而使晶体管Q844呈现为非导通并允许第一SR锁存器U840A控制第一FET Q810A。类似地，过流保护电路860将第四SR锁存器U840D的置位输入朝向供电电压V_S驱动为高的，从而在负半周期期间过流状态的情况下，使第二FET Q810B呈现为非导通。当第一光耦合器U835A的输出光电晶体管在正半周期期间呈现为导通时，第四SR锁存器U840D的复位输入被驱动为高的，从而允许第二SR锁存器U840B再次控制第二FET Q810B。

图18是根据本发明的第九实施例的向用户提供高级特征和功能的“智能”调光开关900的简化示意图。如图18所示，第九实施例的调光开关900的双向半导体开关110被实施为双向三端闸流晶体管110′，该双向三端闸流晶体管110′由具有两个反向串联连接的FETQ352a、FET Q352B(如在第三实施例的调光开关300中的那样)的栅极耦合电路350驱动。调光开关900包括气隙开关S912，该气隙开关S912可以由气隙致动器(图中未示出)致动以在服务于高效照明负载时允许气隙断开AC电源105与高效照明负载101之间的连接。气隙开关S912不是将LED光源104拨转为接通和关断的主要装置，这将在下面进行更详细地描述。智能调光开关的示例在先前引用的美国专利No.5,248,919中进行更详细地描述。

调光开关900包括具有用于产生驱动电压V_DR(其与图7所示的第三实施例的驱动电压V_{DR INV}相同)的微处理器930的数字控制电路915。另选地，微处理器930可被实施为微控制器、可编程逻辑装置(PLD)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)，或者任何合适的控制器或处理装置。另外，调光开关900的双向三端闸流晶体管110′可以另选地由第一实施例的调光开关100的光耦合器U152驱动。进一步地，第九实施例的调光开关900的双向半导体开关110可以另选地被实施为反向串联连接的两个FET，这两个FET被同时控制为导通和非导通(即，以与第二实施例的调光开关200的FET Q210A、FET Q210B类似的方式)。

数字控制电路915还包括一个电源920，该电源920可操作以将充电电流I_CHRG传导通过LED驱动器102，以便产生DC供电电压V_CC。例如，电源920可包括传输晶体管电路(如在图4中所示的第一实施例的调光开关100中的那样)，或没有通过LED驱动器102汲取大量充电电流的任何合适的电源。数字控制电路915包括具有两个电阻器R934、R935的分压器，该分压器用于产生具有适于提供给微处理器930的幅值的缩放电压V_SCALED。缩放电压V_SCALED表示在双向半导体开关110两端产生的电压。微处理器930可具有用于对缩放电压V_SCALED进行采样的模数转换器(ADC)，使得微处理器930可操作以响应于在双向半导体开关110两端产生的电压而确定相位控制电压V_PC的过零。

数字控制电路915进一步包括用于接收用户输入的拨转轻触开关S_TOGGLE、上调轻触开关S_RAISE和下调轻触开关S_LOWER。拨转轻触开关S_TOGGLE可以机械耦联到拨转致动器或按钮。上调开关S_RAISE和下调开关S_LOWER可以分别机械耦联到例如单独的上调按钮和下调按钮，或者耦联到具有上部部分和下部部分的摇臂开关。拨转开关S_TOGGLE与电阻器R936串联耦联在供电电压V_CC与电路公共端之间，并产生拨转控制信号V_TOGGLE。上调开关S_RAISE与电阻器R938串联耦联在供电电压V_CC与电路公共端之间，并产生上调控制信号V_RAISE。下调开关S_LOWER与电阻器R938串联耦联在供电电压V_CC与电路公共端之间，并产生下调控制信号V_LOWER。拨转控制信号V_TOGGLE、上调控制信号V_RAISE和下调控制信号V_LOWER由微处理器930接收。微处理器930可操作以响应于拨转开关S_TOGGLE的随后致动将LED光源104拨转为接通和关断。微处理器930可操作以响应于上调开关S_RAISE的致动增加LED光源104的目标强度L_TRGT并且响应于下调开关S_LOWER的致动降低目标强度L_TRGT。另选地，数字控制电路915可以包括用于产生DC电压的电位器，所述DC电压表示LED光源104的所需期望度，并且该DC电压的例如幅值响应于调光开关900的强度调节致动器的位置而改变(即，与电位器R144和第一实施例的调光开关100的强度调节致动器118类似)。

另外，调光开关900可包括用于向调光开关900的用户显示反馈的视觉显示器(未示出)，诸如线性阵列的发光二极管(LED)。例如，微处理器930可照亮LED中的一个以显示LED光源104的目标强度L_TRGT的视觉表示。当LED光源104关断时，微处理器930可照亮LED以提供夜灯功能。LED中的一个可被照亮到更大强度，以显示目标强度L_TRGT，当LED光源被重新接通时，微处理器930将控制LED光源104到所述目标强度L_TRGT。夜灯功能在于1995年3月21日公布的名称为为“LIGHTING INDICATING DEVICE HAVING PLURAL ILLUMINATINGELEMENTS WITH ALL SUCH ELEMENTS BEING ILLUMINATED WITH ONE BEING GREATER THANTHE OTHERS(具有多个照亮元件且所有此类元件在一个元件大于其他元件的情况下被照亮的照明指示装置)”的共同转让的美国专利No.5,399,940中进行更详细地描述，该申请的全部公开内容据此以引用方式并入。

进一步地，调光开关900的微处理器930可以另选地可操作，以从有线或无线信号接收器接收数字消息。例如，调光开关900的数字控制电路915可包括用于发射和接收射频(RF)信号的RF通信电路(未示出)，例如RF收发器，以及天线(未示出)。微处理器930可以是可操作的，以响应于经由RF信号接收的数字消息来控制双向半导体开关110。微处理器930和RF收发器两者都能够被置于休眠模式(即，低功率模式)以节省电池电量。在休眠模式期间，RF收发器可操作成周期性地醒来以在采样周期T_SAMPLE处对RF能量进行采样(例如，聆听)。在RF收发器没有检测到任何RF信号106的存在的情况下，RF收发器可操作以唤醒微处理器930，使得微处理器可开始处理接收到的RF信号。每当微处理器930醒来，微处理器消耗额外的电量(由于当微处理器醒着时被充分地供电)。另选地，调光开关900的RF通信电路可只是包括分别仅用于接收或发射RF信号的RF接收器或RF发射器。用于壁挂式负载控制装置的RF负载控制装置和天线的示例在两个名称均为“COMPACT RADIO FREQUENCYTRANSMITTING AND RECEIVING ANTENNA AND CONTROL DEVICE EMPLOYING SAME(紧凑型射频发射和接收天线以及采用该天线的控制装置)”的于1999年11月9日公布的共同转让的美国专利No.5,982,103和于2008年4月22日公布的美国专利No.7,362,285以及于2012年3月8日提交的名称为“LOW-POWER RADIO-FREQUENCY RECEIVER(低功率射频接收器)”的美国专利申请No.13/415,537中进行更详细地描述，所述申请的全部公开内容据此以引用方式并入。

图19是开关程序1000的简化流程图，该开关程序1000由微处理器930响应于在步骤1010的上调开关S_RAISE或下调开关S_LOWER中的一个的致动(即，如果上调控制信号V_RAISE和下调控制信号V_LOWER中的任一个被拉低到电路公共端)来执行。如果上调开关S_RAISE在步骤1012被致动，则微处理器930在步骤1014通过减少起通时间T_FIRE(其约等于图3A和图3B所示的非导通时间T_NC)来增加LED光源104的目标强度L_TRGT。如果下调开关S_LOWER在步骤1016被致动，则微处理器930在按钮程序1000退出之前通过在步骤1018增加起通时间T_FIRE来减小LED光源104的目标强度L_TRGT。

图20是控制程序1100的简化流程图，该控制程序1100由微处理器930周期性地执行(例如，每100微秒)以对缩放电压V_SCALED进行采样并产生驱动电压V_DR。首先，微处理器930在步骤1110使用ADC对缩放电压V_SCALED进行采样。在步骤1112，微处理器930确定缩放电压V_SGALFD的幅值是否增大，并且确定当前样本是否大于先前样本，以检测缩放电压V_SCALED跨越所述的过零阈值的正向转变。如果微处理器930在步骤1112检测到跨越过零阈值的正向转变并且在步骤1114设定复位标志，则微处理器930在步骤1116清除该复位标志。然后，微处理器930在控制程序1100退出之前将定时器初始化到零并在步骤1118启动定时器，从而使定时器的值相对于时间开始增大。如果在步骤1114没有设定复位标志，则微处理器930不在步骤1118重新启动定时器。

如果在步骤1120，所述定时器等于起通时间T_FIRE，则微处理器930在步骤1122驱动所述驱动电压V_DR低至约电路公共端，以使双向半导体开关110呈现为导通，并且控制程序1100退出。如果在步骤1124，所述时间等于总时间T_TOTAL，则微处理器930在步骤1126驱动所述驱动电压V_DR高至约供电电压V_CC，以使双向半导体开关110呈现为非导通。总时间T_TOTAL可以等于定时电路130在第一实施例的调光开关100内产生定时电压V_TIM的固定量的时间T_TIM(即，约7.5毫秒)。在步骤1128，微处理器930在步骤1128设定复位标志，并且控制程序1100退出。该复位标志允许微处理器930确保定时器不重新启动直到总时间T_TOTAL之后。

图21是根据本发明第十实施例的调光开关1200的简化示意图。调光开关1200包括具有两个FET Q1252A、FET Q1252B的栅极耦合电路1250，所述两个FET Q1252A、FET Q1252B反向串联耦联在双向三端闸流晶体管110′的栅极和主负载端子中的第一主负载端子(例如，调光开关的火线端子H)之间。FET Q1252A、FET Q1252B的源极通过两个电阻器R1253、R1254(例如，各自均具有约5.6Ω的电阻)耦联在一起，其中两个电阻器R1253、R1254的结点耦联到电路公共端。

调光开关1200包括数字控制电路1215，该数字控制电路1215具有响应于致动器1236(例如，诸如第九实施例的拨转轻触开关S_TOGGLE、上调轻触开关S_RAISE和下调轻触开关S_LOWER)的微处理器1230。数字控制电路1215包括过零检测电路1234，该过零检测电路1234产生表示AC线电压的过零的过零电压V_ZC。数字控制电路1215还包括电源1220，该电源1220可操作以将充电电流I_CHRG传导通过LED驱动器102，用于产生驱动FET Q1252A、FET Q1252B的第一DC供电电压V_CC1(例如，约8伏)和为微处理器1230供电的第二DC供电电压V_CC2(例如，约4伏)。第一DC供电电压V_CC1和第二DC供电电压V_CC2两者均参考电路公共端，并且电源1220将充电电流I_CHRG传导通过电路公共端。例如，电源1220可包括用于产生第一DC供电电压V_CC1的电阻器齐纳电源和用于产生第二DC供电电压V_CC2的高效开关电源。另选地，电源1220可包括一个或多个线性调节器，或除了线性调节器、开关电源和电阻器齐纳电源的任何组合之外的其他合适电源。

第十实施例的栅极耦合电路1250非常类似于第三实施例的栅极耦合电路350。然而，第十实施例的栅极耦合电路1250包括允许独立控制FETQ1252A、FET Q1252B的第一栅极驱动电路1260和第二栅极驱动电路1270。微处理器1230产生两个驱动电压V_DR1、V_DR2，其由相应的栅极驱动电路1260、1270接收，用于使相应的FET Q1252AQ、1252B呈现为导通和非导通，使得双向三端闸流晶体管110′呈现为导通以将负载电流ILOAD传导到LED驱动器102。调光开关1200包括电阻器R1258，该电阻器R1258具有例如约90.9Ω的电阻，并耦联在双向三端闸流晶体管110′的栅极和主负载端子中的一个(例如，到调光开关的调光火线端子DH)之间。

另外，调光开关1200包括栅极可控开关电路1280，其与反向串联连接的FETQ1252A、FET Q1252B和双向三端闸流晶体管110′的栅极串联耦合。微处理器1230产生开关控制电压V_SW，用于使可控开关电路1280呈现为导通和非导通。当可控开关电路1280导通时，FET Q1252A、FET Q1252B能够将栅极电流I_G传导通过双向三端闸流晶体管110′的栅极，以使双向三端闸流晶体管呈现为导通。微处理器1230可操作以在AC线电压的每个半周期结束之前将双向三端闸流晶体管110′的栅极与FET Q1252A、FET Q1252B断开，使得双向三端闸流晶体管能够在半周期结束之前转换为关断。然而，FET Q1252A、FET Q1252B可在双向三端闸流晶体管110′之后和当前半周期结束之前，将负载电流I_LOAD传导到LED驱动器102，这将在下面进行更详细地描述。

图22是调光开关1200的一部分的简化示意图，其更详细地示出了第一栅极驱动电路1260和第二栅极驱动电路1270以及可控开关电路1280。第一栅极驱动电路1260包括NPN双极结型晶体管Q1261，其具有经由电阻器R1262(例如，具有约200kΩ的电阻)接收第一驱动电压V_DR1的基极。晶体管Q1261的集电极通过电阻器R1263(例如，具有约200kΩ的电阻)耦联到第一DC供电电压V_CC1，并且耦联到另一个NPN双极结型晶体管Q1264的基极。晶体管Q1264的集电极-发射极结点与二极管D1265和另一个NPN双极结型晶体管Q1266的集电极-发射极结点串联耦合。晶体管Q1266的基极通过电阻器R1267(例如，具有约200kΩ的电阻)耦联到第一DC供电电压V_CC1，并耦联到晶体管Q1266的集电极。晶体管Q1266和二极管D1265的结点通过栅极电阻器R1268(例如，具有约47Ω的电阻)耦联到第一FET Q1252A的栅极。

当第一驱动电压V_DR1为低(即，处于约电路公共端)时，晶体管Q1261非导通，使得晶体管Q1265的基极被朝向第一DC供电电压V_CC1拉高。因此，晶体管Q1265呈现为导通，从而将晶体管Q1266的基极和第一FET Q1252A的栅极朝向电路公共端拉低，使得FET非导通。然而，当第一驱动电压V_DR1高(即，处于约第一DC供电电压V_CC1)时，晶体管Q1261变为导通，使得晶体管Q1265呈现为非导通。因此，晶体管Q1266变为导通，并且第一FET Q1252A的栅极朝向第一DC供电电压V_CC1被驱动为高的，使得FET呈现为导通。第二栅极驱动电路1270具有相同的结构和操作，用于响应于第二驱动电压V_DR2使第二FET Q1252B变为导通和非导通。

可控开关电路1280耦联在反向串联连接的FET Q1252A、FET Q1252B与双向三端闸流晶体管110′的栅极之间，并且响应于来自微处理器1230的开关控制电压V_SW。双向三端闸流晶体管110′的栅极通过电容器C1290(例如，具有约0.1μF的电容)和电阻器R1292(例如，具有约47Ω的电阻)的并联组合耦联至主端子中的一个。可控开关电路1280包括具有四个二极管D1281-D1284的全波整流器电桥。整流器电桥的AC端子与双向三端闸流晶体管110′的栅极串联耦合，而NPN双极结型晶体管Q1285耦联在整流器电桥的DC端子两端。可控开关电路1280还包括光耦合器U1286，该光耦合器U1286具有与电阻器R1287串联耦联在电桥的DC端子两端的输出光电晶体管。例如，电阻器R1287可以具有约150kΩ的电阻。开关控制电压V_SW经由电阻器R1288(例如，具有约10kΩ的电阻)耦联至光耦合器U1286的输入光电二极管。当开关控制电压V_SW低时，光耦合器U1286的输出光电晶体管非导通，使得晶体管Q1285非导通(即，可控开关电路1280非导通)。然而，当开关控制电压V_SW高时，光耦合器U1286的输出光电晶体管呈现为导通，使得晶体管Q1285导通(即，可控开关电路1280导通，且双向三端闸流晶体管110′的栅极耦联至反向串联连接的FET Q1252A、FET Q1252B)。

图23示出了说明根据本发明的第十实施例的调光开关1200的操作的示例波形。微处理器1230可操作以响应于由过零检测电路1234产生的过零电压V_ZC，而确定时间t₁处的AC线电压的过零。在每个半周期的开始处，FET Q1252A、FET Q1252B呈现为非导通，使得第一FET Q1252A在正半周期期间阻断电流，且第二FET Q1252B在负半周期期间阻断电流。微处理器1230同时将两个驱动电压V_DR1、V_DR2驱动为高，使得FET Q1252A、FET Q1252B可操作，以将栅极电流I_G传导通过双向三端闸流晶体管110′的栅极，以使三端双向可控硅开关以期望相角呈现为导通(例如，在如图23所示的时间t₃处)。

在上述正半周期期间，微处理器1230在半周期结束之前(即，在图23中的时间t₆处)的时间t₅处将第二驱动电压V_DR2驱动为低的，使得第二FET Q1252B将为非导通，并且准备好在负半周期开始时阻断电流。在第二驱动电压V_DR2在时间t₅处被驱动为低的之后，第二FET Q1252B可操作以将电流传导通过其体二极管直至半周期结束。微处理器1230在半周期结束之后的时间t7处将第一驱动电压V_DR1驱动为低的，使得第一FET Q1252A保持导通直至当前正半周期结束。类似地，在负半周期期间，微处理器1230在半周期结束之前将第一驱动电压V_DR1驱动为低的，并且在该半周期结束之后将第二驱动电压V_DR2驱动为低的。

微处理器1230将开关控制电压V_SW驱动为高的(例如，在如图23所示的时间t₂处)，以在FET Q1252A、FET Q1252B呈现为导通之前，例如，当FET呈现为导通时的时间t₃之前约40微秒，使可控开关电路1280变为导通。如果FET Q1252A、FET Q1252B允许双向三端闸流晶体管110′的栅极太接近半周期结束处传导栅极电流I_G，则双向三端闸流晶体管110′可错误地在下一个半周期开始时呈现为导通，这可导致三端双向可控硅开关在整个下一个半周期中导通并且因此导致LED光源104闪烁。因此，微处理器1230将开关控制电压V_SW驱动为低的(例如，在图23中的时间t₄处)，以致使可控开关电路1280在当前半周期结束之前变为非导通，例如，在半周期结束(即，在图23中的时间t₆处)之前的约600-1000微秒。因为可控开关电路1280在半周期结束之前变为非导通，所以双向三端闸流晶体管110′能够在负载电流I_LOAD的幅值下降到低于双向三端闸流晶体管的额定保持电流时转换为关断。双向三端闸流晶体管110′无法在当前半周期期间再次呈现为导通，并且将在下一个半周期开始时保持为非导通。如果LED驱动器102需要在双向三端闸流晶体管110′转换为关断之后传导电流，则FET Q1252A、FET Q1252B能够传导负载电流I_LOAD。因此，调光开关1200能够独立于双向三端闸流晶体管110′的额定保持电流且在无需太接近下一个半周期时驱动双向三端闸流晶体管110′的情况下，将电流传导通过LED驱动器102。

因此，如上所述，在所述的起通时间t₃和半周期结束之前(例如，在当可控开关电路1280呈现为非导通时的时间t₄处)的过渡时间之间，栅极电流I_G能够被传导通过包括可控开关电路1280和栅极耦合电路1250的FET Q1252A、FET Q1252B的第一电流路径。另外，当双向三端闸流晶体管110′在接近半周期结束时(例如，在当可控开关电路1280呈现为非导通时的过渡时间t₄之后)转换为关断直到半周期结束时，负载电流ILOAD能够被传导通过包括电阻器R1258和栅极耦合电路1250的FET Q1252A、FET Q1252B的第二电流路径。

调光开关1200包括供负载电流I_LOAD流动的两个单独可控路径。具体地，调光开关1200包括具有锁存行为的第一负载电流路径(例如，双向三端闸流晶体管110′)，该第一负载电流路径能够在起通时间t₃直至双向三端闸流晶体管在接近半周期结束(例如，在过渡时间t₄之后)转换为关断之间传导负载电流I_LOAD。调光开关1200包括第二负载电流路径(例如，电阻器R1258与栅极耦合电路1250的FET Q1252A、FET Q1252B的串联组合)，该第二负载电流路径能够在双向三端闸流晶体管110′在接近半周期结束时和半周期结束之前(例如，在当可控开关电路1280呈现为非导通时的过渡时间t₄之后)转换为关断直至半周期结束时传导负载电流I_LOAD，从而确保供负载电流I_LOAD在AC电源的每个半周期中的期望导通时间的持续时间内流动的平滑且不中断路径。第二负载电流路径的特征在于具有非锁存行为，使得可以响应于一个或多个控制信号(例如，驱动电压V_DR1、V_DR2)开始和停止通过第二负载电流路径传导电流。

因为调光开关1200包括微处理器1230，所以调光开关可以为调光开关的用户提供高级特征和功能性。用户能够使用例如高级编程模式调节调光开关1200的特征和功能性。微处理器1230可以是可操作的以响应于致动器1236的一个或多个致动而进入高级编程模式。例如，用户可以调节低端强度L_LE和高端强度L_HE，在所述低端强度L_LE和高端强度L_HE之间，微处理器1230可以控制LED光源104的目标强度L_TRGT。具有高级编程模式的调光开关在于2007年3月13日公布的名称为“PROGRAMMABLE WALLBOX DIMMER(可编程的暗线箱调光器)”的共同转让的美国专利No.7,190,125中进行更详细地描述，所述专利的全部公开内容据此以引用方式并入。

另外，用户可使用高级编程模式，即响应于致动器1236的一个或多个致动，致使调光开关1200进入低功率模式。在低功率模式中，微处理器1230可以禁用调光开关1200的电路(即，电源1220的负载)中的一个或多个，以在LED光源104关断时减少传导通过LED驱动器102的电流量。例如，微处理器1230可以是可操作的以切断LED，使得调光开关1200在LED光源104关断时不提供夜光功能。进一步地，微处理器1230可以是可操作的以在LED光源104关断时禁用RF通信电路。另选地，微处理器1230可以增加采样周期T_SAMPLE，使得RF通信电路不那么频繁地醒来以对RF能量进行采样，并且因此消耗较少功率。

图24是根据本发明的第十一实施例的智能调光开关1300的简化框图。调光开关1300与第十实施例的调光开关1200非常类似。然而，调光开关1300具有适于耦联到大地的接地端子GND。调光开关1300的过零检测器1234和电源1220耦联在火线端子H与接地端子GND(而不是调光火线端子DH)之间。因此，电源1220将充电电流I_CHRG传导通过接地端子GND(而不是LED驱动器102)。

第九实施例、第十实施例和第十一实施例的智能调光开关900、1200、1300可以另选地包括模拟调光开关，例如，具有耦联到摇臂开关116用于接通和切断LED光源104的机械气隙开关S112以及用于调节LED光源104的强度的强度调节致动器118的调光开关，如在第一实施例至第八实施例中的那样。第九实施例、第十实施例和第十一实施例的调光开关900、1200、1300的微处理器930、1230在机械气隙开关S112断开时仅是无动力的。

图25是根据本发明的第十二实施例的负载控制装置，例如电子开关1400的的简化框图。电子开关1400包括用于仅接通和切断LED光源104的单个致动器1436(例如，拨转开关)(即，电子开关不包括强度调节致动器)。另选地，电子开关1400可以包括用于接通LED光源104的第一致动器和用于切断LED光源的第二致动器。电子开关1400包括具有四个二极管D1414A、D1414B、D1414C、D1414D的全波整流器电桥1414。整流器电桥1414具有串联耦联在火线端子H与转换火线端子SH之间的AC端子，以及用于向数字控制电路1415提供整流电压V_RECT的DC端子。数字控制电路1415包括微处理器1430，该微处理器1430的工作响应于致动器1436以及由过零检测电路1434产生的过零电压V_ZC。微处理器1430产生表示LED光源104的状态的接通状态控制信号V_ON，用于控制双向三端闸流晶体管110′，这将在下面进行更详细地描述。具体地，微处理器1430将接通状态控制信号V_ON驱动为低的以将LED光源104控制为关断，并且将接通状态控制信号V_ON驱动为高的以将LED光源104控制为接通。

数字控制电路1415经由栅极耦合电路1450耦联到双向三端闸流晶体管110′的栅极。栅极耦合电路1450在包括二极管D1456A-D1456D(以及二极管D1414D)的全波整流器电桥内部包括单个MOS删控晶体管，例如FET Q1452。具体地，全波整流器电桥具有串联耦联在火线端子H与双向三端闸流晶体管110′的栅极之间的AC端子，以及耦联在FET Q1452和电阻器R1454(例如，具有约3.92Ω的电阻)的串联组合两端的DC端子。栅极耦合电路1450接收来自数字控制电路1415的驱动电压V_DR，并且驱动电压V_DR经由栅极驱动电路1460耦联到FETQ1452的栅极。当FET Q1452呈现为导通时，栅极电流I_G在正半周期期间可以被传导通过FETQ1452、电阻器R1454、二极管D1456A、D1456D和双向三端闸流晶体管110′的栅极，以使双向三端闸流晶体管呈现为导通。在负半周期期间，栅极电流I_G可以被传导通过双向三端闸流晶体管110′的栅极、FET Q1452、电阻器R1454和二极管D1456B、D1456C以及二极管D1414D。尽管未在图25中如此示出，但二极管D1456B可以包括串联耦合的四个二极管，以确保二极管D1456D在正半周期期间被正向偏置。

电阻器R1454与FET Q1452形成恒定电流源，使得传导通过双向三端闸流晶体管110′的栅极的栅极电流I_G具有恒定幅值。如果电阻器R1454不被包括在栅极耦合电路1450中，则栅极电流I_G的幅值将取决于FET Q1452的接通电阻R_DS-ON，并且将比电阻器R1454被包括在栅极耦合电路1450中时的幅值更大，因此需要FET Q1452能够传导较大幅值的电流。因此，电阻器R1454确保栅极电流I_G具有恒定且相对低的幅值，其不会将不必要的应力施加于双向三端闸流晶体管110′、FET Q1452和栅极耦合电路1450的其他部件。

数字控制电路1415还包括接通状态电源1420和断开状态电源1422，这两者都可操作以在第一电容器C1424(例如，具有约1000μF的电容)两端产生第一DC供电电压V_CC1(例如，约8伏)并且在第二电容器C1426(例如，具有约47μF的电容)两端产生第二DC供电电压V_CC2(例如，约3.3伏)。数字控制电路1415进一步包括升压电源，例如，电荷泵电路1428，其接收第一DC供电电压V_CC1并且产生用于驱动栅极耦合电路1450的FET Q1452的第三升压DC供电电压V_CC3(例如，约15伏)。断开状态电源1422传导断开状态充电电流I_CHRG-OFF，以在电子开关1400非导通且LED光源104关断时产生第一供电电压V_CC1和第二DC供电电压V_CC2。断开状态电源1422可以包括例如高效开关转换器，诸如降压开关电源。接通状态电源1420传导接通状态充电电流I_CHRG-ON，以在电子开关1400导通且LED光源104接通时产生第一DC供电电压V_CC1和第二DC供电电压V_CC2。接通状态电源1420将参照图26在下面进行更详细地描述。

数字控制电路1415进一步包括一个模拟驱动电压控制电路1440，用于响应于微处理器1430和第一DC供电电压V_CC1的幅值产生驱动电压V_DR。驱动电压控制电路1440包括比较器1442，该比较器1442将第一DC供电电压V_CC1的幅值与基准电压V_REF(例如，约8伏)进行比较并且产生电源超控控制信号V_PSO。驱动电压控制电路1440进一步包括接收来自微处理器1430的接通状态控制信号V_ON以及来自比较器1442的电源超控控制信号V_PSO的与逻辑门1444，并且产生驱动电压V_DR。比较器1442和与门1444可以各自实施为集成电路或者具有分立部件的电路。

当LED光源104关断且接通状态控制信号V_ON、与门1444控制驱动电压V_DR为低时，使得双向三端闸流晶体管110′非导通，并且断开状态电源1422产生第一DC供电电压V_CC1和第二DC供电电压V_CC2。当LED光源104接通时，接通状态电源1420产生第一DC供电电压V_CC1和第二DC供电电压V_CC2，并且可操作以控制由微处理器1430产生的接通状态控制信号V_ON，因而将双向三端闸流晶体管110′维持为非导通，从而允许第一DC供电电压V_CC1增加到基准电压V_REF。具体地，如果当双向三端闸流晶体管110′在半周期开始时为非导通时，第一DC供电电压V_CC1的幅值小于基准电压V_REF，则比较器1442将电源的控制信号V_PSO驱动为低的，使得与门1444也将驱动电压V_DR驱动为低的，因此将双向三端闸流晶体管110′维持为非导通。由于双向三端闸流晶体管110′非导通、且在接通状态电源1442两端产生电压，所以接通状态电源1420能够给第一电容器C1424充电，同时驱动电压V_DR低。当第一DC供电电压V_CC1的幅值上升到高于基准电压V_REF时，比较器1442将电源的控制信号V_PSO驱动为高的，且与门1444将驱动电压V_DR驱动为高的，因此使双向三端闸流晶体管110′呈现为导通。

图26是接通状态电源1420的简化示意图。接通状态电源1420包括FETQ1470，其耦联到用于接收整流电压V_RECT的整流桥1414。FET Q1470可操作以将接通状态充电电流I_CHRG-ON传导通过电阻器R1472(例如，具有约150mΩ的电阻)和第一电容器C1424，使得在第一电容器C1424两端产生第一DC供电电压V_CC1。接通状态电源1420进一步包括调节器电路1490，例如，线性调节器，其用于接收第一DC供电电压V_CC1且在第二电容器C1426两端产生第二DC供电电压V_CC2。

接通状态电源1420接收第三DC供电电压V_CC3(用于驱动FET Q1470)以及来自微处理器1430的接通状态控制信号V_ON。第三DC供电电压V_CC3经由PNP双极结型晶体管(BJT)Q1474和两个电阻器R1475、R1476(例如，具有约33kΩ和47Ω的电阻)耦联到FET Q1470的栅极。FET Q1470的栅极通过电阻器R1486(例如，具有约220kΩ的电阻)耦联到FET的源极。来自微处理器1430的第二驱动电压V_DR-UP通过电阻器R1482(例如，具有约56.2kΩ的电阻)耦联到NPN双极结型晶体管Q1480的基极。晶体管Q1480的基极通过电阻器R1484(例如，具有约56.2kΩ的电阻)耦联到发射极。晶体管Q1490的集电极通过电阻器R1485(例如，具有约470kΩ的电阻)耦联到晶体管Q1474的基极。晶体管Q1474的基极通过电阻器R1486(例如，具有约100kΩ的电阻)进一步耦联到发射极。接通状态电源1420进一步包括NPN双极结型晶体管Q1488，该晶体管Q1488具有耦联在电阻器R1472两端的基极-发射极结点，以及耦联到电阻器R1475、R1476的结点以为FET Q1470提供过流保护的集电极。

当微处理器1430正将LED光源104控制为接通、并且接通状态控制信号V_ON为高时，晶体管Q1474的基极朝向电路公共端拉低，使得晶体管Q1474呈现为导通。因此，FET Q1470的栅极朝向第三DC供电电压V_CC3拉高，使得FET呈现为导通。当第一DC供电电压V_CC1的幅值小于基准电压V_REF时，双向三端闸流晶体管110′维持非导通，并且第一电容器C1424能够通过FET Q1470进行充电。当第一DC供电电压V_CC1的幅值上升到高于基准电压V_REF时，双向三端闸流晶体管110′呈现为导通，使得接通状态电源两端的电压降到约零伏，并且第一电容器C1424停止充电。当双向三端闸流晶体管110′在该半周期结束时变为非导通时，第一电容器C1424将能够再次充电。

如图26中所示，第三DC供电电压V_CC3用于驱动接通状态电源1420的FET Q1474。因此，当电子开关1400首先被通电时，在允许接通状态电源1420产生第一DC供电电压V_CC1和第二DC供电电压V_CC2之前，微处理器1430必须等待直到第三DC供电电压V_CC3以增大到适当的幅值(例如，足以驱动FET Q1474接通)。具体地，当电子开关1400被通电且LED光源104应接通时，微处理器1430可操作以在预定量的时间内将LED光源104维持关断，从而在双向三端闸流晶体管110′呈现为导通之前允许断开状态电源将第三DC供电电压V_CC3的幅值增大到适当的幅值。

尽管已参照电子开关1400描述了第十二实施例，但是接通状态电源1420和模拟驱动电压控制电路1440可用于其他类型的负载控制装置，诸如例如调光开关。

图27是根据本发明的第十三实施例的负载控制设备，例如调光开关1500的简化示框图。调光开关1500包括全波整流器电桥1514(包括四个二极管D1514A、D1514B、D1514C、D1514D)，其具有串联耦联在火线端子H和调光火线端子DH之间的AC端子和用于向数字控制电路1515提供整流电压V_RECT的DC端子。数字控制电路1515包括微处理器1530，该微处理器1530经由栅极耦合电路1550耦联到双向三端闸流晶体管110′的栅极。调光开关1550可包括一个过零检测电路1534，用于接收用户输入的一个或多个致动器1536以及用于产生表示AC线电压V_AC过零的过零电压V_ZC。微处理器1530可操作以响应于所述的过零检测电路1534和致动器1536使双向三端闸流晶体管110′呈现为导通。调光开关1500进一步包括电阻器1554(例如，具有约30-47Ω的电阻)，其耦联在双向三端闸流晶体管110′的栅极和调光火线端子DH(即，双向三端闸流晶体管110′的第二主负载端子)之间。

栅极耦合电路1550在包括二极管D1556A-D1556D(以及二极管D1514D)的全波整流器电桥的内部包括一个单个MOS删控晶体管，例如，FET Q1552。具体地，FET Q1552耦联在全波整流器电桥的DC端子的两端，而AC端子耦联在火线端子H和双向三端闸流晶体管110′的栅极之间。栅极耦合电路1550接收来自数字控制电路1515的驱动电压V_DR，并且驱动电压V_DR经由栅极驱动电路1560耦联到FET Q1552的栅极。当FET Q1552呈现为导通时，栅极电流I_G可在正半周期期间被传导通过FET Q1552、二极管D1556A、D1556D以及双向三端闸流晶体管110′的栅极，以使双向三端闸流晶体管呈现为导通。在负半周期期间，栅极电流I_G可被传导通过双向三端闸流晶体管110′的栅极、FET Q1552和二极管D1556B、D1556C以及二极管D1514D。虽然图27中未如此示出，但是二极管D1556B可包括串联耦合的四个二极管，以确保二极管D1556D在正半周期期间被正向偏置。

数字控制电路1515还包括一个电源1520，其用于产生向微处理器1530供电的第一DC供电电压V_CC1(例如，约2.8伏)，以及升压电源，例如升压变换器1528，其接收第一DC供电电压V_CC1且产生用于驱动栅极耦合电路1550的FET Q1552的第二升压DC供电电压V_CC2(例如，约15伏)。

调光开关1500进一步包括耦联至全波整流器电桥1514的DC端子的可控开关电路1580，使得可控开关电路1580与双向三端闸流晶体管110′以并联电连接的方式耦合，并且当双向三端闸流晶体管非导通时提供交流路径以供负载电流ILOAD流动。微处理器1530生成负载电流路径控制电压V_LCP，用于使可控开关电路1580呈现为导通和非导通。例如，可控开关电路1580可包括场效应晶体管(FET)或其他合适的半导体开关或耦联在全波整流器电桥1514的DC端子两端的开关电路。可控开关电路1580还可包括驱动电路(未示出)，其用于将第二DC供电电压V_CC2提供至FET的栅极以响应于负载电流路径控制电压V_LCP使FET呈现为导通。另选地，可控电路1580可包括双向半导体开关(诸如双向三端闸流晶体管或反向串联的两个FET)或耦联在全波整流器电桥1514的AC端子两端的其他合适的开关电路。

图28示出了说明根据本发明的第十三实施例的调光开关1500的操作的示例波形。微处理器1530将驱动电压V_DR朝向第一DC供电电压V_CC1驱动为高的，以使栅极耦合电路1580在每个半周期的起通时间处(例如，在图28中的时间t₁处)呈现为导通，以将栅极电流I_G传导通过双向三端闸流晶体管的栅极，从而使双向三端闸流晶体管110′呈现为导通。微处理器1530将驱动电压V_DR维持为高的，以在起通时间t₁之后将栅极耦合电路1580保持为导通直到下一个过零之前(例如，下一个过零之前的600微秒)的过渡时间(例如，在时间t₂处)。因为栅极耦合电路1580在半周期结束之前呈现为非导通，因而当负载电流I_LOAD的幅值降到低于双向三端闸流晶体管的额定保持电流时双向三端闸流晶体管110′能够转换为关断。双向三端闸流晶体管110′在当前半周期期间不能再次呈现为导通，并且在下一个半周期开始时将保持非导通。

微处理器1530还将负载电流路径控制电压V_LCP驱动为高的，以使可控开关电路1280在大约过渡时间t₂处呈现为导通，使得如果双向三端闸流晶体管110′在半周期结束之前转换为关断，则可控开关电路能够传导负载电流I_LOAD。例如，微处理器1530可在将驱动电压V_DR控制为低的以使栅极耦合电路1580呈现为非导通之前(例如，在将驱动电压V_DR驱动为低的之前约10微秒)可将负载电流路径控制电压V_LCP驱动为高的，以确保在双向三端闸流晶体管110′转换为关断之前可控开关电路1280导通。然后微处理器1530将负载电流路径控制电压V_LCP驱动为低的，以使可控开关电路1280在半周期结束时(例如，在图28中的时间t₃处)呈现为非导通。

因此，在调光开关1500中，栅极电流I_G能够在起通时间t₁和当FET Q1552A、FETQ1552B呈现为非导通时的半周期结束之前的过渡时间t₂之间被传导通过第一电流路径(例如，栅极耦合电路1550的FET Q1552A、FET Q1552B)。另外，当双向三端闸流晶体管110′在接近半周期结束(例如，在当FET Q1552A、FET Q1552B呈现为非导通时的过渡时间t₂之后)转换为关断直到半周期结束(例如，在当可控开关电路1580呈现为非导通时的时间t₃处)时，负载电流I_LOAD能够被传导通过第二电流路径(例如，可控开关电路1580和全波整流器电桥1514)。

调光开关1500包括供负载电流I_LOAD流动的两个独立可控路径。具体地，调光开关1500包括具有锁存行为的第一负载电流路径(例如，双向三端闸流晶体管110′)，该第一负载电流路径能够在起通时间t₁直至双向三端闸流晶体管在接近半周期结束(例如，在过渡时间t₂之后)转换为关断之间传导负载电流I_LOAD。调光开关1500包括第二负载电流路径(例如，可控开关电路1580和全波整流器电桥1514)，该第二负载电流路径能够在双向三端闸流晶体管110′在接近半周期结束时(例如，在当栅极耦合电路1550的FET Q1552A、FET Q1552B呈现为非导通时的过渡时间t₄之后)转换为关断直到半周期结束时传导负载电流I_LOAD。第二负载电流路径的特征在于具有非锁存行为，使得可以响应于一个或多个控制信号(例如，负载电流路径控制电压V_LCP)开始和停止通过第二负载电流路径传导电流。

尽管已经参照具有用于控制LED光源104的强度的LED驱动器102的高效照明负载101描述了本发明，但调光开关100、200、300、400、500、600、700、800、900、1200、1300、1500和电子开关1400还可用于控制递送至其他类型的照明负载(诸如白炽灯、卤素灯、磁低电压灯、电子低电压灯)、其他类型的电负载(诸如马达和风扇负载)和其他类型的负载调整装置(诸如用于荧光灯的电子调光镇流器)的功率量。

本申请涉及于2010年11月23日提交的名称为“TWO-WIRE ANALOG FET-BASEDDIMMER SWITCH(双线式基于FET的模拟调光开关)”的共同转让的美国专利申请No.12/953,057，其全部公开内容据此以引用方式并入。

虽然已经结合本发明的具体实施例对本发明进行了描述，但是许多其他变型和修改以及其他用途对本领域的技术人员而言将变得显而易见。因此，优选地是，本发明不受本文的具体公开内容限制，而仅受所附权利要求限制。

Claims

1.一种用于控制从AC电源递送至电负载的功率量的负载控制装置，所述负载控制装置包括：

晶闸管，所述晶闸管具有适于以串联电连接的方式耦联在所述AC电源和所述电负载之间的第一主负载端子和第二主负载端子，用于将负载电流从所述AC电源传导至所述电负载，所述晶闸管具有栅极，它用于传导栅极电流以使所述晶闸管呈现为导通；

栅极耦合电路，所述栅极耦合电路耦联在所述晶闸管的所述第一主负载端子和所述栅极之间，以传导所述栅极电流通过所述晶闸管的所述栅极；

可控开关电路，所述可控开关电路以并联电连接的方式与所述晶闸管耦合，用于当晶闸管非导通时提供交流路径以供负载电流流动；以及

控制电路，所述控制电路可操作地耦联至所述栅极耦合电路和所述可控开关电路，所述控制电路可操作以使所述栅极耦合电路呈现为导通，进而传导所述栅极电流，从而在所述AC电源的半周期期间使所述晶闸管在起通时间处呈现为导通，所述控制电路继续使所述栅极耦合电路呈现为导通，使得所述栅极耦合电路能够在所述起通时间之后再次传导所述栅极电流；

其中所述控制电路使所述栅极耦合电路在所述起通时间之后和所述半周期结束之前的过渡时间处呈现为非导通，所述控制电路使所述可控开关电路在接近所述过渡时间处呈现为导通，使得所述可控开关电路能够在所述过渡时间之后传导所述负载电流直到接近所述半周期结束。

2.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中所述栅极耦合电路包括至少一个反向串联耦联在晶闸管的所述第一主负载端子和所述栅极之间的MOS栅控晶体管。

3.根据权利要求2所述的负载控制装置，其中所述栅极耦合电路在全波整流器电桥中包括一个单个MOS栅控晶体管。

4.根据权利要求2所述的负载控制装置，其中所述栅极耦合电路包括两个反向串联耦联在晶闸管的所述第一主负载端子和所述栅极之间的MOS栅控晶体管。

5.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中所述可控开关电路包括至少一个MOS栅控晶体管。

6.根据权利要求5所述的负载控制装置，其中所述可控开关电路在全波整流器电桥中包括单个MOS栅控晶体管。

7.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中所述晶闸管可操作以转换为关断，并在所述控制电路使所述栅极耦合电路呈现为非导通之后在所述半周期的剩下时间内保持为非导通，所述可控开关电路可操作以在所述晶闸管变为非导通之后传导所述负载电流。