JP5658995B2 - 電力変換装置及び出力電圧制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、車両等に搭載された発電機から出力された交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関し、特に、バッテリを充電する電力変換装置において、バッテリ外れの発生時に出力電圧に発生するピーク電圧を制御することができる、電力変換装置及び出力電圧制御方法に関する。

従来、発電機から出力された交流電力を整流して直流電力に変換する電力変換装置が、例えば、バッテリの充電や、車両のランプを駆動するために利用されている（特許文献１を参照）。
図１０に、バッテリの充電や、車両のランプを駆動するために利用される電力変換装置１００Ａの構成を示す。以下、この電力変換装置１００Ａの構成と動作について簡単に説明する。

図１０に示す電力変換装置１００Ａは、発電機１０のコイル１１から出力された交流電圧ＶＡを直流の出力電圧Ｖｏに変換して、車体負荷(バッテリ２００及びランプ等の負荷ＲＬ)に電力を供給するものであって、サイリスタ１０１、ゲート制御部１２０Ａ、抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成される。サイリスタ１０１を介してバッテリ２００及び負荷ＲＬに供給される出力電圧Ｖｏを検出するため、サイリスタ１０１のカソードとグランドとの間には、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２が直列に接続されている。これら抵抗Ｒ１と披抗Ｒ２との間の接続点Ｐには、これら抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２によって出力電圧Ｖｏを分圧して得られる電圧ＶＲが現れる。

図１１に、ゲート制御部１２０Ａの構成を示す。ゲート制御部１２０Ａは、サイリスタ１０１の導通状態の開始を制御するものであり、電圧変換回路１２１、基準電圧発生回路１２２、差動回路１２３、増幅回路１２４、三角波発生回路１２５、比較回路１２６から構成される。ここで、電圧変換回路１２１は、上記接続点Ｐに現れる電圧ＶＲを、その実効値を表す電圧ＶＲ’に変換するものである。この電圧ＶＲ’は、出力電圧Ｖｏの検出値として用いられる。

基準電圧発生回路１２２は、バッテリ２００及び負荷ＲＬに電力を供給するための目標電圧ＶＴを発生させるものである。差動回路１２３は、電圧ＶＲ’と目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤ（＝ＶＲ’−ＶＴ）を生成するものである。増幅回路１２４は、差分電圧ＶＤを増幅した差分電圧ＶＤ’を出力するものである。三角波発生回路１２５は、上記発電機のコイル１１から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧ＶＢを生成するものである。

図１２は、電力変換装置１００Ａの動作を説明するための図であり、横方向に時間の経過を示し、縦方向に、交流電圧ＶＡ、出力電圧Ｖｏ、三角波電圧ＶＢ、差分電圧ＶＤ’、ゲートパルス信号ＶＳＣＲのそれぞれを並べて示したものである。
この図に示すように、三角波電圧ＶＢは、交流電圧ＶＡの正相のサイクル期間に対応し、交流電圧ＶＡが負電圧から正電圧に転じる時点を起点として０Ｖから一定の傾きで増加し、交流電圧ＶＡが正電圧から負電圧に転じる時点でピーク電圧ＶＢＰとなった後に０Ｖとなる波形を有する。各サイクル期間での三角波電圧ＶＢのピーク電圧ＶＢＰは一定である。比較回路１２６は、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較し、この比較の結果に基づきサイリスタ１０１の導通タイミングを規定するパルス信号ＶＳＣＲを生成する。具体的動作において、比較回路１２６は、三角波電圧ＶＢが電圧ＶＤ’よりも大きい区間でパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとし、三角波電圧ＶＢが電圧ＶＤ’未満の電圧値の区間ではパルス信号ＶＳＣＲをローレベルとする。そして、比較回路１２６は、パルス信号ＶＳＣＲをサイリスタ１０１のゲート電極に供給する。

サイリスタ１０１は、供給されるパルス信号ＶＳＣＲがハイレベルになった時点でターンオンされる。この後、サイリスタ１０１は、共有されるパルス信号ＶＳＣＲがローレベルになり、交流電圧ＶＡが負電圧に移行すると、逆バイアス状態とされてターンオフされる。このように、ゲート制御部１２０Ａは、三角波発生回路１２５で発生された三角波電圧ＶＢと、増幅回路１２４から出力された差分電圧ＶＤ’とに基づきサイリスタ１０１の導通状態を制御することにより、電力変換装置１００Ａの出力電圧Ｖｏ（実効値）が目標電圧ＶＴに一致するように制御する。

国際公開第２００７／１０２６０１号パンフレット

上述した電力変換装置１００Ａにおいて、バッテリ充電中に何らかの原因で、バッテリ２００への接続が開放された場合（バッテリ外れが生じた場合）、バッテリ２００による出力電圧Ｖｏの平滑作用（バッテリ２００が大容量のコンデンサと同等に作用する）が失われ、電力変換装置１００Ａの出力側には交流発電機の出力電圧（サイリスタの導通期間）に応じたピーク電圧が発生する。

図１３は、バッテリ外れが発生した場合の出力電圧Ｖｏの波形を示す図である。この図に示すように、時刻ｔ１において、バッテリ外れが発生した場合には、パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルになっているときに、出力電圧Ｖｏには交流電圧ＶＡがそのまま現れるようになる。一方、パルス信号ＶＳＣＲがローレベルになっているときは、出力電圧Ｖｏは０になる。これにより、負荷ＲＬに印加される出力電圧Ｖｏは、位相制御されたパルス状の波形となる。この出力電圧Ｖｏは、交流電圧ＶＡの正の半サイクルを、ゲートパルス信号ＶＳＣＲがハイレベルとなる位相θ１（０＜θ１＜１８０）から位相１８０度（交流電圧ＶＡが正側から負側に移行する位相）までの間で切り取ったパルス状の波形となり、高いピーク電圧が発生する。

このように、出力電圧Ｖｏのピーク電圧が高くなると、制約された定格電源電圧がピーク電圧より低い電子機器を負荷として接続することができないという問題が生じる。このため、例えば、電力変換装置１００Ａの出力側に接続された車体負荷（バッテリ以外の負荷）となる機器はこのピーク電圧が印加されても影響を受けないように構成する必要がある。このため、電力変換装置１００Ａにおいて、バッテリ外れが発生した場合においても、出力電圧Ｖｏに高いピーク電圧が発生しないように、出力電圧Ｖｏの上昇を制限するよう制御することが必要である。

本発明は斯かる実情に鑑みなされたものであり、本発明の目的は、交流発電機の出力電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に電力を供給する電力変換装置において、バッテリとの接続が開放された場合（バッテリ外れが発生した場合）に、電力変換装置から出力される出力電圧のピーク値を制御（制限）することができる、電力変換装置及び出力電圧制御方法を提供することにある。

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、本発明の電力変換装置は、発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に出力電圧を供給する電力変換装置であって、前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続されるスイッチ部と、前記交流電圧の各周期ごとに、前記負荷に印加される出力電圧のピーク電圧を検出すると共に、前記出力電圧の実効値電圧を検出し、前記実効値電圧と所定の目標電圧との第１の差分電圧と、前記ピーク電圧と所定のピーク目標電圧との第２の差分電圧とが、前記バッテリに対する接続が開放された状態を示す場合、前記第２の差分電圧に基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する制御部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に出力電圧を供給する電力変換装置であって、前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続され、前記交流電圧を整流及び位相制御して前記負荷に直流電圧を供給するスイッチ回路と、前記負荷に印加される実効値電圧と所定の目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチ回路の導通状態を制御するための第１の電圧信号を生成する差動増幅回路と、前記負荷に印加されるピーク電圧と所定のピーク目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチ回路の導通状態を制御するための第２の電圧信号を生成するピーク値差動増幅回路と、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号の信号レベルを比較し、信号レベルの大きい方の電圧信号を選択し、この選択した電圧信号と三角波電圧とを比較して交差するタイミングを求め、このタイミングに基づいて前記スイッチ回路の導通状態を制御する信号を生成する比較回路と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に出力電圧を供給する電力変換装置であって、前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続されるスイッチ部と、前記交流電圧の各周期ごとに、前記負荷に印加される出力電圧のピーク電圧を検出すると共に、前記出力電圧の実効値電圧を検出し、所定の制御則により、前記ピーク電圧または前記実効値電圧のいずれか一方の信号を選択し、この選択した信号に基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記発電機から出力された交流電圧の各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧を発生する三角波発生回路と、前記負荷に印加される実効値電圧と所定の目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチ部の導通状態を制御するための第１の電圧信号を生成する差動増幅回路と、前記負荷に印加される電圧のピーク電圧を検出しこのピーク電圧の信号を保持するピーク値保持回路と、前記ピーク電圧と所定のピーク目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチ部の導通状態を制御するための第２の電圧信号を生成するピーク値差動増幅回路と、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号とを比較し、信号レベルの大小関係に基づきいずれか一方の電圧信号を選択するとともに、この選択した電圧信号と前記三角波電圧とを比較し、前記スイッチ部の導通状態を制御する比較回路と、を備え、前記比較回路は、前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号の信号レベルを比較し、信号レベルの大きい方の電圧信号を選択し、この選択した電圧信号と前記三角波電圧とを比較して交差するタイミングを求め、このタイミングに基づいて前記スイッチ部の導通状態を制御する信号を生成することを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、前記交流電圧は単相交流電圧であり、前記交流電圧の正相または負相の半波のいずれか一方を前記スイッチ部により整流及び位相制御して前記負荷に直流電圧を印加することを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、前記スイッチ回路がサイリスタ素子であり、前記比較回路では、前記サイリスタの点弧タイミングを制御することを特徴とする。

また、本発明の出力電圧制御方法は、発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に出力電圧を供給する電力変換装置の出力電圧制御方法において、前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続されたスイッチ部を介して、前記発電機から出力された交流電圧を整流及び位相制御して負荷に出力電圧を印加する手順と、前記交流電圧の各周期ごとに、前記負荷に印加される出力電圧のピーク電圧を検出すると共に、前記出力電圧の実効値電圧を検出し、前記実効値電圧と所定の目標電圧との第１の差分電圧と、前記ピーク電圧と所定のピーク目標電圧との第２の差分電圧とが、前記バッテリに対する接続が開放された状態を示す場合、前記第２の差分電圧に基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する制御手順と、を含むことを特徴とする。

本発明の電力変換装置においては、入力される交流電圧の各周期ごとに、出力電圧のピーク値と実効値の両方を検出し、所定の制御則（例えば、信号の大小関係）に基づき、いずれか一方の信号を選択し、選択した信号によりスイッチ部の導通状態を制御する。例えば、バッテリ外れが発生した場合は、バッテリにより出力電圧の平滑作用が失われ、負荷に印加される出力電圧のピーク電圧が増大するので、このピーク電圧の信号を選択し、このピーク電圧の信号を基にスイッチ部の導通状態を制御する。
これにより、電力変換装置においてバッテリ外れが発生した場合に、電力変換装置から出力される出力電圧のピーク値を制御（制限）することができる。このため、定格電源電圧が制約されている電子機器等の負荷に高電圧が印加されることを抑制することができる。

本発明の実施形態に係わる電力変換装置の構成を示す図である。 ゲート制御部１２０の構成を示すブロック図である。 図１に示す電力変換装置の動作を説明するための波形図である。 三角波発生回路における三角波の発生メカニズム（方形波の生成過程）を説明するための波形図である。 三角波発生回路における三角波の発生メカニズム（スロープ部分の生成過程）を説明するための波形図である。 増幅回路における倍率係数Ｍについて説明するための図である。 ピーク電圧の制御動作について説明するための図である。 ピーク差分電圧の増幅回路における倍率係数Ｎについて説明するための図である。 通常時の制御動作とバッテリ外れ時の制御動作について説明するための波形図である。 従来の電力変換装置の構成を示す図である。 ゲート制御部１２０Ａの構成を示すブロック図である。 図１０に示す電力変換装置の動作を説明するための波形図である。 バッテリ外れ時に発生するピーク電圧について説明するための波形図である。

図１に、本実施形態に係る電力変換装置１００の構成例を示す。図１において、前述の図１０に示す電力変換装置１００Ａの構成要素と共通する要素には同一符号を付す。

＜概要＞
図１に示す電力変換装置１００の詳細な構成と動作について説明する前に、本発明の特徴部分である、バッテリ外れ時におけるピーク電圧の制御動作の概要について簡単に説明しておく。
本発明における電力変換装置１００では、後述するように、出力電圧Ｖｏを、実効値電圧ＶＲ’（後述する出力電圧Ｖoの検出値）とピーク電圧ＶＰとの両方の電圧値を加味して制御する。すなわち、負荷に印加する出力電圧Ｖｏの実効値電圧ＶＲ’の制御に加えて、出力電圧Ｖoのピーク電圧ＶＰも制御できるようにする。そして、バッテリ外れ時にはピーク電圧ＶＰが増大するので、このピーク電圧ＶＰを抑制するように制御することにより、負荷に高電圧が印加されないようにする。

具体的には、ピーク電圧の制御動作の説明図（後述する図７）に示すように、発電機１０から出力される交流電圧ＶＡに対して、三角波電圧ＶＢを、交流電圧ＶＡと同位相でピーク値（ピーク電圧ＶＢＰ）一定で生成する。また、出力電圧Ｖｏ（バッテリ外れが発生した場合の出力電圧Ｖｏ）において、直前のサイクルで出力されているピーク電圧ＶＰを、現在のサイクルにおいてホールドする。すなわち、現在のサイクルのピーク電圧をホールドし、次のサイクルでピーク電圧VPを抑制する制御に用いる。
例えば、交流電圧ＶＡの周期Ｔ１において生じているピーク電圧ＶＰ１をホールドし、次の周期Ｔ２の期間、ピーク電圧ＶＰＨとしてホールドしている。同じく、交流電圧ＶＡの周期Ｔ２において生じているピーク電圧ＶＰ２をホールドし、次の周期Ｔ３の期間、ピーク電圧ＶＰＨとしてホールドしている。

そして、ホールドされている直前の周期のピーク電圧ＶＰＨを、制御したいピーク目標電圧ＶＰＴと比較してピーク差分電圧ＶＰＤ（＝ＶＢＨ−ＶＰＴ）を生成する。また、ピーク差分電圧ＶＰＤを増幅したピーク差分電圧ＶＰＤ’を生成する。
そして、ピーク差分電圧ＶＰＤ’と三角波電圧ＶＢとを交差させクロス点のタイミングを求める。このタイミングでサイリスタ１０１のゲートにパルス信号ＶＳＣＲを送る。なお、パルス信号ＶＳＣＲは、三角波電圧ＶＢのレベルがピーク差分電圧ＶＰＤ’よりも高い区間においてハイレベルとなり、それ以外の区間ではローレベルとなる。
上記手順により、ピーク電圧ＶＰを目標とするピーク目標電圧ＶＰＴに近づけるように制御することができる。また、制御の精度は、ピーク差分電圧ＶＰＤを増幅してピーク差分電圧ＶＰＤ’を生成する際の増幅度の調整により高めることができる。

＜電力変換装置の全体構成についての説明＞
まず、図１を参照して、本実施形態における電力変換装置１００の全体構成の例について説明する。
図１に示すように、本電力変換装置１００は、発電機のコイル１１から出力された交流電圧ＶＡを整流及び位相制御して直流の出力電圧Ｖｏに変換し、負荷（バッテリ２００及び負荷ＲＬ）に電力に供給するものである。電力変換装置１００は、サイリスタ１０１、ゲート制御部１２０、抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成される。ここで、サイリスタ１０１は発電機１０の出力部とバッテリ２００との間に接続されている。具体的には、サイリスタ１０１のアノードは発電機１０のコイル１１の一端に接続され、そのカソードにはバッテリ２００の正側および負荷ＲＬの一端に接続されている。バッテリ２００の負側及び負荷ＲＬの他端はグランドＧに接続されている。

また、サイリスタ１０１を介してバッテリ２００及び負荷ＲＬに供給される出力電圧Ｖｏを検出するため、サイリスタ１０１のカソードとグランドＧとの間には、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２が直列に接続される。これら抵抗Ｒ１と披抗Ｒ２とが直列接続された接続間における接続点Ｐには、これら抵抗Ｒ１と披抗Ｒ２とによって出力電圧Ｖｏを分圧して得られる電圧ＶＲが現れる。上記接続点Ｐにはゲート制御部１２０の入力部が接続され、このゲート制御部１２０の出力部はサイリスタ１０１のゲート電極に接続される。
上記構成において、この電力変換装置１００は、バッテリ２００が外れた場合に、ゲート制御部１２０の制御動作により、出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰが、所定のピーク目標電圧ＶＰＴに近づくように制御される。

＜ゲート制御部１２０の構成の説明＞
次に、図２を用いてゲート制御部１２０の全体構成について説明する。図２は、図１におけるゲート制御部１２０の構成例を示す図である。
この図において、ゲート制御部１２０は、図２に示すように、電圧変換回路１２１、基準電圧発生回路１２２、差動回路１２３、増幅回路１２４、三角波発生回路１２５、比較回路１２６、ピーク値ホールド回路１３１、ピーク値基準電圧発生回路１３２、ピーク値差動回路１３３、及び増幅回路１３４を含んで構成される。

ここで、電圧変換回路１２１は、上記接続点Ｐに現れる電圧ＶＲを、その実効値を表す実効値電圧ＶＲ’に変換するものであり、その入力部には上記接続点Ｐが接続されると共に、その出力部は差動回路１２３の一方の入力部に接続される。この実効値電圧ＶＲ’は、上記バッテリ２００及び負荷ＲＬに供給される出力電圧Ｖｏに対応しており、出力電圧Ｖｏの検出値（実効値）として取り扱われる。

基準電圧発生回路１２２は、バッテリ２００の充電（及び負荷ＲＬへ給電）するための目標電圧ＶＴを発生させるものであり、その出力部は差動回路１２３の他方の入力部に検続される。差動回路１２３は、実効値電圧ＶＲ’（実効値）と目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤ（＝ＶＲ’−ＶＴ）を生成するものであり、その出力部は増幅回路１２４の入力部に接続される。

増幅回路１２４は、上記差分電圧ＶＤに倍率係数（増幅度）Ｍ（＞０）を乗じて、差分電圧ＶＤがＭ倍に増幅された差分電圧ＶＤ’を出力するものであり、その出力部は比較回路１２６の第２の入力部ｂに接続される。
三角波発生回路１２５は、上記発電機のコイル１１から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧ＶＢを生成し、生成した三角波電圧ＶBを比較回路１２６へ出力する。また、三角波発生回路１２６は、三角波電圧ＶBを出力する出力部が、比較回路１２６の第１の入力部ａに接続されている。本実施形態では、三角波電圧ＶＢは、図３の三角波電圧ＶＢに示すように、交流電圧ＶＡの正相のサイクル期間に対応し、交流電圧ＶＡが負電圧から正電圧に転じる時点を起点として０Ｖから一定の傾きで増加し、交流電圧ＶＡが正電圧から負電圧に転じる時点でピーク電圧ＶＢＰとなり、ピーク電圧ＶＢＰとなった直後に０Ｖとなる波形を有する。各サイクル期間での三角波電圧ＶＢのピーク電圧ＶＢＰは一定である。この三角波電圧ＶＢの発生メカニズムについては後述する。

ピーク値ホールド回路１３１は、交流電圧ＶＡの各周期において、出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰを保持する。例えば、図７に示すように、交流電圧ＶＡの周期Ｔ１において生じているピーク電圧ＶＰ１をホールドし、次の周期Ｔ２の期間、ピーク電圧ＶＰＨとしてホールドする。同じく、交流電圧ＶＡの周期Ｔ２において生じているピーク電圧ＶＰ２をホールドし、次の周期Ｔ３の期間、ピーク電圧ＶＰＨとしてホールドする。

ピーク値基準電圧発生回路１３２は、ピーク電圧ＶＰの電圧値を制御するためのピーク目標電圧ＶＰＴを発生させ、発生させたピーク目標電圧ＶＰＴを、ピーク値差動回路１３３へ出力する。また、ピーク値基準電圧発生回路１３２は、発生させたピーク目標電圧ＶＰＴを出力する出力部がピーク値差動回路１３３の一方の入力部に接続されている。ピーク値差動回路１３３は、ピーク電圧ＶＰＨとピーク目標電圧ＶＰＴとの差分電圧ＶＰＤ（＝ＶＰＨ−ＶＰＴ）を生成し、生成した差分電圧ＶＰＤを増幅回路１３４へ出力する。また、ピーク値差動回路１３３は、生成した差分電圧ＶＰＤを出力する出力部が増幅回路１３４の入力部に接続されている。

増幅回路１３４は、上記ピーク差分電圧ＶＰＤに対し、予め設定された倍率係数（増幅度）Ｎ（＞０）を乗じて、ピーク差分電圧ＶＰＤがＮ倍に増幅されたピーク差分電圧ＶＰＤ’を出力する。すなわち、増幅回路１３４は、後述する比較回路１２６において、差分電圧ＶＤ‘と比較できる電圧値とするため、予め設定された増幅度により、ピーク差分電圧ＶＰＤを増幅してピーク差分電圧ＶＰＤ’を生成し比較回路１２６へ出力する。増幅回路１３４は、生成したピーク差分電圧ＶＰＤ’を出力する出力部が比較回路１２６の第３の入力部ｃに接続されている。なお、増幅回路１３４を導入することの技術的意味については後述する。

比較回路１２６は、増幅回路１２４から入力した差分電圧ＶＤ’の信号と、増幅回路１３４から入力したピーク差分電圧ＶＰＤ’の信号とを比較し、この電圧ＶＤ’と電圧ＶＰＤ’のうちの大きい方の電圧を選択し、この選択した電圧（電圧ＶＤ’または電圧ＶＰＤ’）と三角波電圧ＶＢの比較を行う。そして、比較回路１２６は、三角波電圧ＶＢのレベル（電圧値）が選択した電圧（電圧ＶＤ’または電圧ＶＰＤ’）よりも高い区間において、パルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとし、三角波電圧ＶＢのレベルが選択した電圧（電圧ＶＤ’または電圧ＶＰＤ’）未満の区間において、パルス信号ＶＳＣＲをローレベルとする。
例えば、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢを比較する際、比較回路１２６は、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとの一致点、すなわち差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとが交差するクロス点のタイミングを検出する。このタイミングで、比較回路１２６は、サイリスタ１０１の導通タイミングを規定するパルス信号ＶＳＣＲを生成し、このパルス信号ＶＳＣＲをサイリスタ１０１のゲート電極に出力する。同様に、ピーク差分電圧ＶＰＤ’と三角波電圧ＶＢを比較する場合は、ピーク差分電圧ＶＰＤ’と三角波電圧ＶＢとの一致点、すなわち差分電圧ＶＰＤ’と三角波電圧ＶＢとが交差するクロス点のタイミングを検出する。このタイミングで、比較回路１２６は、サイリスタ１０１の導通タイミングを規定するパルス信号ＶＳＣＲを生成し、このパルス信号ＶＳＣＲをサイリスタ１０１のゲート電極に出力する。

サイリスタ１０１は、パルス信号ＶＳＣＲがゲート電極に入力されており、このパルス信号ＶＳＣＲがハイレベルになった時点でターンオンされる。このターンオンされた後、サイリスタ１０１は、パルス信号ＶＳＣＲがローレベルになり、交流電圧ＶＡが負電圧に移行すると、逆バイアス状態となりターンオフされる。すなわち、サイリスタ１０１は、三角波電圧ＶＢが、差分電圧ＶＤ’及びピーク差分電圧ＶＰＤ’のいずれよりも高い区間においてオン状態とされ、三角波電圧ＶＢが、差分電圧ＶＤ’及びピーク差分電圧ＶＰＤ’未満の区間においてオフ状態とされる。このように、比較回路１２６は、三角波発生回路１２５で発生された三角波電圧ＶＢと、増幅回路１２４から出力された差分電圧ＶＤ’と、増幅回路１３４から出力されたピーク差分電圧ＶＰＤ’と、に基づきサイリスタ１０１の導通状態を制御する。

＜バッテリ外れが発生していない場合の電力変換装置１００の動作についての説明＞
次に、図３から図６を参照して、本電力変換装置１００の動作を説明する。なお、ここでは、電力変換装置１００の動作についての理解と説明の容易さのために、比較回路１２６において、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢのみを比較する場合について説明する。すなわち、バッテリ２００のバッテリ外れが発生しておらず、出力電圧Ｖｏに高いピーク電圧が発生していない状態（通常動作時）における動作について説明する。なお、バッテリ外れが発生した場合の動作については後述する。

図３は、電力変換装置１００における各部の波形を示す図であり、横方向に時間の経過を示し、縦方向に、交流電圧ＶＡ、三角波電圧ＶＢ及び差分電圧ＶＤ’、パルス信号ＶＳＣＲのそれぞれを並べて示したものである。図３（Ａ）は発電機の回転数が低い場合を示し、図３（Ｂ）は発電機の回転数が高い場合を示すが、ここでは、初期状態で発電機の回転が停止した状態にあるものとし、この初期状態から順に説明する。

発電機１０の回転が停止状態にあれば、発電機のコイル１１には電力が誘起されないので、交流電圧ＶＡは０Ｖであり、本電力変換装置１００は無給電状態とされる。このとき、負荷がバッテリでない場合（例えばランプを負荷とした場合）、接続点Ｐの電圧ＶＲも０Ｖとなるから、差分電圧ＶＤおよび差分電圧ＶＤ’は負の値をとる。従って、初期状態では、三角波電圧ＶＢは差分電圧ＶＤ’より高い状態となり、比較回路１２６はパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとしてサイリスタ１０１のゲートに送る。また、負荷がバッテリである場合には、交流電圧ＶＡの正相が供給されないために接続点Ｐの電圧ＶＲが低くなるので、同様に、三角波電圧ＶＢは差分電圧ＶＤ’より高い状態となり、比較回路１２６はパルス信号ＶＳＣＲをハイレレベルとしてサイリスタ１０１のゲートに送る。このパルス信号ＶＳＣＲがハイレベルとして入力されると、サイリスタ１０１はターンオンされることになる。

この初期状態から発電機１０が発電を開始すると、オン状態にあるサイリスタ１０１を介して、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡが出力電圧Ｖｏとしてバッテリ２００及び負荷ＲＬに供給され、バッテリ２００の充電が開始される。また、発電機１０から交流電圧ＶＡが出力されると、三角波発生回路１２５は、交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧ＶＢを発生する。その後、出力電圧Ｖｏの上昇に伴い、接続点Ｐの電圧ＶＲも上昇する。この電圧ＶＲの上昇に伴い、電圧変換回路１２１が出力する電圧ＶＲ’も上昇する。差動回路１２３は、基準電圧発生回路１２２で発生された目標電圧ＶＴと、電圧変換回路１２１から出力された電圧ＶＲ’とを入力し、これらの差分電圧ＶＤを生成して出力する。増幅回路１２４は差分電圧ＶＤをＭ倍（予め設定された増幅度）に増幅して、比較回路１２６に電圧ＶＤ’（＝Ｍ×ＶＤ）を供給する。

ここで、差動回路１２３は、電圧ＶＲ’が目標電圧ＶＴを超えると、出力する差分電圧ＶＤを正の値として出力する。そして、差分電圧ＶＤが正の値となることで、増幅回路１２４は、この差分電圧ＶＤを出力した結果である出力電圧ＶＤ’を正の値として出力する。この増幅回路１２４により差分電圧ＶＤをＭ倍に増幅することの意味については後述する。増幅回路１２４の出力電圧ＶＤ’が正の値に転じる結果、図３（Ａ）に示すように、差分電圧ＶＤ’の波形が三角波電圧ＶＢの波形と交差するようになり、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間と、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも低い区間とが発生する。

比較回路１２６は、ピーク差分電圧ＶＰＤ‘より差分電圧ＶＤ’が大きいため、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較し、この比較の結果に基づきサイリスタ１０１の導通タイミングを規定するパルス信号ＶＳＣＲを生成する。そして、比較回路１２６は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間でパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとし、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも低い区間でパルス信号ＶＳＣＲをローレベルとして、このパルス信号ＶＳＣＲをサイリスタ１０１のゲート電極に供給する。すなわち、サイリスタ１０１は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間においてオン状態とされ、それ以外の区間ではオフ状態とされる。このように、ゲート制御部１２０は、三角波発生回路１２５で発生された三角波電圧ＶＢと、増幅回路１２４から出力された差分電圧ＶＤ’とに基づきサイリスタ１０１の導通状態を制御する。

ここで、サイリスタ１０１のオン状態の区間、すなわち三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い期間は差分電圧ＶＤ’のレベルに依存し、この差分電圧ＶＤ’のレベルは、目標電圧ＶＴに対する出力電圧Ｖｏ（実効値）のレベルに依存する。従って、出力電圧Ｖｏ（実効値）が高ければ、電圧ＶＤ’のレベルも高くなり、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’より高くなる期間が減少し、サイリスタ１０１がオン状態となる期間が減少する。この結果、出力電圧Ｖｏ（実効値）が目標電圧ＶＴに向けて低下する。

逆に、出力電圧Ｖｏが低ければ、差分電圧ＶＤ’のレベルも低くなり、この結果、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い期間が増加し、サイリスタ１０１がオン状態となる期間が増加する。この結果、出力電圧Ｖｏ（実効値）が目標電圧ＶＴに向けて上昇する。このように、発電機の交流電圧ＶＡの各周期において、出力電圧Ｖｏ（実効値）が目標電圧ＶＴに安定するようにサイリスタ１０１の導通期間が制御される。

以上により発電磯１０の回転数が低い場合を説明したが、発電機１０の回転数が高い場合には、図３（Ｂ）に示すように、発電機１０が出力する交流電圧ＶＡの振幅が大きくなると共に、その周波数も高くなるので、三角波ＶＢの上昇レートが大きくなるが、その他の点では、上述の図３（Ａ）に示す発電機１０の回転数が低い場合と同様であり、出力電圧Ｖｏの実効値が目標電圧ＶＴに安定するようにサイリスタ１０１のゲート制御が実施される。

次に、図４及び図５を参照して、三角波発生回路１２５における三角波電圧ＶＢの発生メカニズムを説明する。
一般には発電機１０が出力する交流電圧の周波数は急激に変化しないので、１サイクル前の波形と現在のサイクルの波形はほとんど同じと考えることができる。例えば、図４において、波形２が現在のサイクルの波形だとすれば、波形２の半周期Ｔ２と、その１サイクル前の波形１の半周期Ｔ１とはほとんど同じである。

上述の特性を利用して、次の手順により三角波電圧ＶＢを生成する。
（手順１）図４に示すように、波形１のサイクルにおいて、発電機が出力する交流電圧ＶＡから方形波Ｓを生成する。この波形１に対応する方形波Ｓの半周期は、波形１のサイクルにおける交流電圧ＶＡの半周期Ｔ１と一致する。
（手順２）続いて、方形波Ｓの半周期Ｔ１の時間をカウントする。
（手順３）続いて、半周期Ｔ１の時間のカウント数を所定の分解能ｎで除算して、時間ｔ１（＝Ｔ１／ｎ）を得る。ここで、分解能ｎは、三角波電圧ＶＢのスロープの滑らかさを規定する量であり、分解能ｎが高い程、三角波電圧ＶＢのスロープが滑らかになる。
（手順４）続いて、三角波電圧ＶＢのピーク電圧ＶＢＰを所定の分解能ｎで除算して、電圧ｖ１（＝ＶＢＰ／ｎ）を得る。
（手順５）続いて、図５（Ｂ）に示すように、次のサイクルの波形２の立ち上がりタイミング（Ｔ２をカウントし始めるタイミング）で、上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを上昇させ、この三角波電圧ＶＢを上記時間ｔ１の間だけ維持する。

（手順６）同じ波形２のサイクルにおいて、上記時間ｔ１が経過したタイミングで上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを更に上昇させ、これを全都でｎ回繰り返すと、図５（Ｂ）に示すような階段状の波形が得られ、波形２のサイクルに対応する三角波電圧のスロープ部分に相当する階段状の波形が得られる。分解能ｎの値を大きくすれば、階段状の波形が滑らかになり、一層良好な三角波を得ることができる。
以上の手順により、１サイクル前の交流電圧ＶＡの波形を用いて、交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧であって、ピーク電圧ＶＢＰが一定の電圧波形を生成する。

上述の三角波電圧の発生メカニズムを利用した三角波発生回路１２５は、本電力変換装置においてサイリスタ１０１の導通タイミングを制御するための三角波電圧ＶＢを生成するものであって、例えば、カウンタ部と、除算部と、波形生成部とから構成することができる。ここで、カウンタ部は、発電機が出力する第１サイクルの交流電圧波形の半周期の時間（図４の例えば波形１のサイクルにおける時間Ｔ１）をカウントするものである。除算部は、上記カウンタ部によるカウント数を所定の分解能ｎ（所定値）で除算するものである。波形生成部は、第１サイクル後の第２サイクル（図４の例えば波形２のサイクル）において上記第１サイクルでの除算部の除算結果で示される時間ｔ１の経過ごとに所定電圧ｖ１だけ上昇する階段状の電圧波形を生成するものである。この階段状の電圧波形は上記三角波電圧ＶＢの波形として出力される。

＜増幅回路１２４を導入することの技術的意味＞
次に、図６を参照して、増幅回路１２４を導入することの技術的意味を説明する。
図６（Ａ）は、増幅回路１２４の増幅度である倍率係数Ｍを「１」とした場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’（＝ＶＤ）との相対的な開係を示している。図６（Ａ）において、区間Ｗ１は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’を上回る期間、すなわちサイリスタ１０１がオン状態に制御される期間を示す。また、図６（Ｂ）は、倍率係数Ｍを「２」に設定した場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’（＝２×ＶＤ）との相対的な関係を示している。図６（Ｂ）に示すように倍率係数Ｍを「２」に設定して差分電圧ＶＤを２倍に増幅すると、図６（Ａ）に示す区間Ｗ１と比較して、サイリスタ１０１のオン状態に対応する区間Ｗ２の変動量（ＶＤ’の変動量）が２倍になり、これにより、出力電圧Ｖｏの変動量に対してパルス信号ＶＳＣＲの応答量（感度）が２倍になる。

このことは、図６（Ｃ）に示すように、倍率係数Ｍが「１」のときの差分電圧ＶＤ’（＝ＶＤ）に対して三角波電圧のピーク電圧が相対的に半分（ＶＢ／２）になることと等価であり、出力電圧Ｖｏの制御幅ＶＷ（後述）が半分になることを意味している。従って、増幅回路１２４を導入して、差分電圧ＶＤをＭ倍に増幅することにより、出力電圧Ｖｏの制御幅が相対的にＭ分の１に小さくなるため、出力電圧Ｖｏを精度よく目標電圧ＶＴに制御できるようになる。

ここで、三角波電圧ＶＢの高さH（＝ピーク電圧ＶＰ）と、倍率係数Ｍと、目標電圧ＶＴと、出力電圧Ｖｏの制御幅ＶＷとの間には、出力電圧Ｖｏの制御幅ＶＷが、ＶＴからＶＴ＋（Ｈ／Ｍ）の範囲の値となる関係が存在する。従って、本電力変換装置を実施する場合、所望の制御幅ＶＷと目標電圧ＶＴとに応じて、上記開係を満足するように三角波電圧ＶＢの高さHと倍率係数Ｍとを適切に設定すればよい。

＜バッテリ外れが発生した場合の電力変換装置の動作についての説明＞
次に、電力変換装置１００とバッテリ２００との接続が開放された場合、すなわちバッテリ外れが発生した場合において行われるピーク電圧の制御動作について説明する。
図７は、ピーク電圧の制御動作について説明するための図である。以下、図７を参照して、出力電圧Ｖｏのピーク電圧（ピーク値）の制御動作について説明する。

まず、発電機１０から出力される交流電圧ＶＡに対して、三角波電圧ＶＢを、交流電圧ＶＡと同位相でピーク値（ピーク電圧ＶＢＰ）一定で生成する。そして、ピーク値ホールド回路１３１では、出力電圧Ｖｏ（ピーク電圧ＶＰ１，ＶＰ２、・・・を有するパルス状の波形）において、１つ前のサイクルで出力されたピーク電圧ＶＰを検出して保持し、すなわち、この１つ前のサイクルにおけるピーク電圧ＶＰをピーク電圧ＶＰＨとして、現在のサイクルにおいて、ピーク値ホールド回路１３１にホールドしている。例えば、ピーク値ホールド回路１３１は、交流電圧ＶＡの周期Ｔ１において、時刻ｔ１に生じているピーク電圧ＶＰ１を検出し、この検出したピーク電圧ＶＰ１の信号を、次の周期Ｔ２の期間（時刻ｔ２〜ｔ５）の間、ピーク電圧ＶＰＨとしてホールドしている。同じく、ピーク値ホールド回路１３１は、交流電圧ＶＡの周期Ｔ２の時刻ｔ３において生じているピーク電圧ＶＰ２を、次の周期Ｔ３の期間（図示せず）の間、ピーク電圧ＶＰＨとしてホールドしている。

ピーク値ホールド回路１３１は、ホールドしているピーク電圧ＶＰＨの信号を、ピーク値差動回路１３３に対して供給する。ピーク値差動回路１３３は、ピーク値ホールド回路１３１から供給されたピーク電圧ＶＰＨと、ピーク値基準電圧発生回路１３２から供給されたピーク目標電圧ＶＰＴとの差分をとり、ピーク差分電圧ＶＰＤ（＝ＶＰＨ−ＶＰＴ）の信号を生成する。ピーク値差動回路１３３は、ピーク差分電圧ＶＰＤ（＝ＶＰＨ−ＶＰＴ）の信号（データ）を増幅回路１３４に出力する。増幅回路１３４は、供給されたピーク差分電圧ＶＰＤに対し倍率係数（増幅度）Ｎ（＞０）を乗じて、ピーク差分電圧ＶＰＤをＮ倍に増幅したピーク差分電圧ＶＰＤ’を比較回路１２６に出力する。増幅回路１３４は、このピーク差分電圧ＶＰＤ’の信号（データ）を、比較回路１２６の第３の入力部ｃに対して出力する。

比較回路１２６では、差分電圧ＶＤ’とピーク差分電圧ＶＰＤ’とを比較し、差分電圧ＶＤ’とピーク差分電圧ＶＰＤ’とにおける信号レベルが大きい方の電圧値を、三角波電圧ＶＢと比較する電圧値として選択する。ここで、バッテリ２００が外れるバッテリ外れが発生している状態では、出力電圧Ｖｏには高いピーク電圧ＶＰが発生する。一方、バッテリ２００が外れるバッテリ外れが発生することにより、出力電圧Ｖｏの実効値が減少（差分電圧ＶＤ’が低下）する。この結果、ピーク差分電圧ＶＰＤ’の方が差分電圧ＶＤ’よりも電圧レベル（電圧値）が高くなる。このため、比較回路１２６は、差分電圧ＶＤ’に比較して電圧値の大きいピーク差分電圧ＶＰＤ’を選択して、このピーク差分電圧ＶＰＤ’と三角波電圧ＶＢとの比較を行う。そして、ピーク差分電圧ＶＰＤ’と三角波電圧ＶＢとが交差するクロス点のタイミングを求め、このタイミングでサイリスタ１０１のゲートにパルス信号ＶＳＣＲを送る。このパルス信号ＶＳＣＲは、三角波電圧ＶＢがのレベルがピーク差分電圧ＶＰＤ’よりも高い区間（時刻ｔ３〜時刻ｔ４）においてハイレベルとなり、それ以外の区間ではローレベルとなる。
上記手順により、ピーク電圧ＶＰを目標とするピーク目標電圧ＶＰＴに近づけるように制御することができる。また、制御の精度は、ピーク差分電圧ＶＰＤを増幅してピーク差分電圧ＶＰＤ’を生成する際の増幅度により高めることができる。

＜増幅回路１３４を導入することの技術的意味についての説明＞
なお、ここで、図８を参照して、増幅回路１３４を導入することの技術的意味を説明する。図８（Ａ）は、増幅回路１３４の増幅度である倍率係数Ｎを「１」とした場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＰＤ’（＝ＰＤ）との相対的な開係を示している。図８（Ａ）において、区間Ｗ１は、三角波電圧ＶＢがピーク差分電圧ＶＰＤ’を上回る期間、すなわちサイリスタ１０１がオン状態に制御される期間を示す。また、図８（Ｂ）は、倍率係数Ｎを「２」に設定した場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＰＤ’（＝２×ＶＰＤ）との相対的な関係を示している。図８（Ｂ）に示すように倍率係数Ｎを「２」に設定して差分電圧ＶＰＤを２倍に増幅すると、図８（Ａ）に示す区間Ｗ１と比較して、サイリスタ１０１のオン状態に対応する区間Ｗ２の変動量（ピーク差分電圧ＶＰＤ’のレベル）が２倍になり、これにより、ピーク電圧ＶＰの変動量に対してパルス信号ＶＳＣＲの応答量（感度）が２倍になる。

このことは、図８（Ｃ）に示すように、倍率係数Nが「１」のときのピーク差分電圧ＶＰＤ’（＝ＶＤ）に対して三角波電圧のピーク電圧が相対的に半分（ＶＢ／２）になることと等価であり、制御幅が半分になることを意味している。従って、増幅回路１３４を導入して、ピーク差分電圧ＶＰＤをＮ倍に増幅することにより、出力電圧Ｖｏのピーク電圧制御幅が相対的にＮ分の１に小さくなるため、出力電圧Ｖｏを精度よくピーク目標電圧ＶＰＴに近づくように制御できるようになる。なお、この倍率計数Ｎは、実際の製品の仕様に応じて、また増幅回路１２４において設定した倍率係数Ｍを勘案して設定する。

また、図９は、通常時の制御動作とバッテリ外れ時の制御動作について説明するための波形図であり、通常動作時の波形とバッテリ外れ動作時の波形とを比較のために並べて示し、上述した電力変換装置１００おける制御動作を整理して説明するための図である。図９（Ａ）は、バッテリ外れが発生していない場合の波形、図９（Ｂ）は、バッテリ外れが発生している場合の波形をしており、横軸に時間の経過を示し、縦方向に、交流電圧ＶＡ、出力電圧Ｖｏ、三角波電圧ＶＢ、差分電圧ＶＤ’、ピーク差分電圧ＶＰＤ’、パルス信号ＶＳＣＲのそれぞれを模式的に示したものである。

図９（Ａ）に示すバッテリ外れが発生していない状態では、前述したように、出力電圧Ｖｏはバッテリ２００の影響により高いピーク電圧が発生せず、ピーク差分電圧ＶＰＤ’よりも差分電圧ＶＤ’の方が電圧レベルが高くなる。このため、三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’とが比較され、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間においてパルス信号がハイレベルとなり、サイリスタ１０１がオン状態とされ、それ以外の区間ではオフ状態とされる。

ここで、サイリスタ１０１のオン状態の区間、すなわち三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い期間は差分電圧ＶＤ’のレベルに依存し、この差分電圧ＶＤ’のレベルは、目標電圧ＶＴに対する出力電圧Ｖｏ（実効値）のレベルに依存する。従って、出力電圧Ｖｏが高ければ、電圧ＶＤ’のレベルも高くなり、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’より高くなる期間が減少し、サイリスタ１０１がオン状態となる期間が減少する。この結果、出力電圧Ｖｏが目標電圧ＶＴに向けて低下する。

逆に、出力電圧Ｖｏ（実効値）が低ければ、差分電圧ＶＤ’のレベルも低くなり、この結果、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い期間が増加し、サイリスタ１０１がオン状態となる期間が増加する。この結果、出力電圧Ｖｏが目標電圧ＶＴに向けて上昇する。このように、発電機の交流電圧ＶＡの各周期において、出力電圧Ｖｏが目標電圧ＶＴに安定するようにサイリスタ１０１の導通期間が制御される。

また、図９（Ｂ）に示すバッテリ外れが発生している状態では、出力電圧Ｖｏには高いピーク電圧ＶＰが発生する。一方、バッテリ２００が外れることにより、出力電圧Ｖｏの実効値が減少（差分電圧ＶＤ’が低下）するため、ピーク差分電圧ＶＰＤ’の方が差分電圧ＶＤ’よりも電圧レベルが高くなる。このため、比較回路１２６では、ピーク差分電圧ＶＰＤ’を選択して三角波電圧ＶＢと比較する。そして、三角波電圧ＶＢが、ピーク差分電圧ＶＰＤ’よりも高い区間においてパルス信号ＶＳＣＲがハイレベルとなり、サイリスタ１０１がオン状態とされ、それ以外の区間ではオフ状態とされる。

ここで、サイリスタ１０１のオン状態の区間、すなわち三角波電圧ＶＢがピーク差分電圧ＶＰＤ’よりも高い期間はピーク差分電圧ＶＰＤ’のレベルに依存し、このピーク差分電圧ＶＰＤ’のレベルは、ピーク目標電圧ＶＰＴに対するピーク電圧ＶＰのレベルに依存する。従って、出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰが高ければ、ピーク差分電圧ＶＰＤ’のレベルも高くなり、三角波電圧ＶＢがピーク差分電圧ＶＰＤ’より高くなる期間が減少し、サイリスタ１０１がオン状態となる期間が減少する。この結果、出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰがピーク目標電圧ＶＰＴに向けて低下する。

逆に、出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰが低ければ、ピーク差分電圧ＶＰＤ’のレベルも低くなり、この結果、三角波電圧ＶＢがピーク差分電圧ＶＰＤ’よりも高い期間が増加し、サイリスタ１０１がオン状態となる期間が増加する。この結果、出力電圧Ｖｏのピーク電圧がピーク目標電圧ＶＰＴに向けて上昇する。このように、発電機の交流電圧ＶＡの各周期において、出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰがピーク目標電圧ＶＰＴに近づくようにサイリスタ１０１の導通期間が制御される。
このように、電力変換装置１００では、バッテリ２００にバッテリ外れが発生した場合は、ピーク電圧ＶＰを目標とするピーク目標電圧ＶＰＴに近づけるように制御することにより、出力電圧Ｖｏに生じるピーク電圧ＶＰの大きさを制限することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、ここで、本発明と上記実施形態の対応関係について補足して説明しておく。
上記実施形態において、本発明における電力変換装置は、電力変換装置１００が対応し、本発明における発電機は、発電機１０が対応し、本発明におけるスイッチ部及びスイッチ回路は、サイリスタ１０１が対応する。また、本発明における制御部は、ゲート制御部１２０が対応する。また、本発明における電圧変換回路は、電圧変換回路１２１が対応し、本発明における基準電圧発生回路は、基準電圧発生回路１２２が対応し、本発明における差動増幅回路は、差動回路１２３と増幅回路１２４とが対応し、本発明における三角波発生回路は三角波発生回路１２５が対応する。また、本発明における比較回路は、比較回路１２６が対応し、本発明におけるピーク値保持回路は、ピーク値ホールド回路１３１が対応し、本発明におけるピーク値基準電圧発生回路は、ピーク値基準電圧発生回路１３２が対応し、本発明におけるピーク値差動増幅回路は、ピーク値差動回路１３３と増幅回路１３４とが対応する。

（１）そして、上記実施形態において、電力変換装置１００は、発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧ＶＡを整流及び位相制御してバッテリを含む負荷（バッテリ２００及び負荷ＲＬ）に出力電圧Ｖｏを供給する電力変換装置１００であって、発電機１０の出力部と負荷との間に接続されるサイリスタ１０１と、交流電圧ＶＡの各周期ごとに、負荷に印加される出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰを検出すると共に、出力電圧Ｖｏの実効値電圧ＶＲ’を検出し、所定の制御則により、ピーク電圧ＶＰまたは実効値電圧ＶＲ’のいずれか一方の信号を選択し、この選択した信号に基づきサイリスタ１０１の導通状態を制御するゲート制御部１２０と、を備える。

このような構成の電力変換装置１００では、交流電圧ＶＡの各周期ごとに、出力電圧Ｖｏのピーク値ＶＰと実効値電圧ＶＲ’の両方を検出し、所定の制御則（例えば、大小関係）に基づき、いずれか一方の信号を選択し、選択した信号によりサイリスタ１０１の導通状態を制御する。例えば、バッテリ外れが発生した場合は、バッテリ２００による出力電圧Ｖｏの平滑作用が失われ、負荷ＲＬに印加される出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰが増大するので、このピーク電圧ＶＰの信号を選択し、このピーク電圧ＶＰの信号を基にサイリスタ１０１の導通状態を制御する。
これにより、電力変換装置１００においてバッテリ外れが発生した場合に、電力変換装置１００から出力される出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰ（ピーク値）を制御（制限）することができる。このため、定格電源電圧が制約されている電子機器等の負荷に高電圧が印加されることを抑制することができる。

（２）また、上記実施形態において、電力変換装置１００は、発電機１０の出力部と負荷（バッテリ２００及び負荷ＲＬ）との間に接続され、交流電圧ＶＡを整流及び位相制御して負荷（バッテリ２００及び負荷ＲＬ）に直流電圧（出力電圧Ｖｏ）を供給するサイリスタ１０１と、発電機１０から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧ＶＢを発生する三角波発生回路１２５と、上記負荷に印加される出力電圧Ｖｏの実効値電圧ＶＲ’の信号を生成する電圧変換回路１２１と、上記負荷に印加される実効値電圧ＶＲ’と所定の目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤに基づき、サイリスタ１０１の導通状態を制御するための第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）を生成する差動増幅回路（差動回路１２３と増幅回路１２４）と、上記負荷に印加される電圧のピーク電圧ＶＰを検出しこのピーク電圧ＶＰの信号を保持するピーク値ホールド回路１３１と、ピーク電圧ＶＰＨ（ＶＰのホールド信号）と所定のピーク目標電圧ＶＰＴとの差分電圧ＶＰＤに基づき、サイリスタ１０１の導通状態を制御するための第２の電圧信号（ピーク差分電圧ＶＰＤ’）を生成するピーク値差動増幅回路（ピーク値差動回路１３３及び増幅回路１３４）と、上記第１の電圧信号ＶＤ’と第２の電圧信号ＶＰＤ’とを比較し、信号レベルの大小関係に基づきいずれか一方の電圧信号を選択するとともに、この選択した電圧信号と三角波電圧ＶＢとを比較し、サイリスタ１０１の導通状態を制御する比較回路１２６と、を備える。

このような構成の電力変換装置１００では、図７に示すように、三角波発生回路１２５により、三角波電圧ＶＢを交流電圧ＶＡと同位相でピーク値一定で生成する。また、電圧変換回路１２１により、出力電圧Ｖｏの実効値電圧ＶＲ’の信号を生成し、差動回路１２３及び増幅回路１２４により、実効値電圧ＶＲ’と目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤ’の信号を、第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）として生成する。
また、ピーク値ホールド回路１３１により、出力電圧Ｖｏにおいて、１つ前のサイクルで出力しているピーク電圧ＶＰをホールド（保持）する。例えば、交流電圧ＶＡの周期Ｔ１において生じているピーク電圧ＶＰ１を、次の周期Ｔ２の期間、ピーク電圧ＶＰＨとしてホールドする。同じく、交流電圧ＶＡの周期Ｔ２において生じているピーク電圧ＶＰ２を、次の周期Ｔ３の期間、ピーク電圧ＶＰＨとしてホールドする。また、ピーク値差動回路１３３及び増幅回路１３４により、ホールドしたピーク電圧ＶＰＨと、ピーク目標電圧ＶＰＴとのピーク差分電圧ＶＰＤ’の信号を、第２の電圧信号（ピーク差分電圧ＶＰＤ’）として生成する。

そして、比較回路１２６では、第１の電圧信号ＶＤ’と第２の電圧信号ＶＰＤ’とを比較し、信号レベルの大小関係に基づきいずれか一方の電圧信号を選択する。例えば、信号レベルの大きい方の信号を選択する。そして、この選択した電圧信号よりも三角波電圧ＶＢが大きい区間で、パルス信号ＶＳＣＲをハイレベル（サイリスタ１０１を導通）とする。それ以外の区間ではローレベルとする。そして、バッテリ外れが発生した場合は、バッテリ２００による出力電圧Ｖｏの平滑作用が失われ、出力電圧Ｖｏのピーク値が増大し、第２の電圧信号ＶＰＤ’の方が第１の電圧信号ＶＤ’よりも大きくなる。このため、比較回路１２６では第２の電圧信号ＶＰＤ’を選択し、この第２の電圧信号ＶＰＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較し、この選択した電圧信号ＶＰＤ’よりも三角波電圧ＶＢが大きい区間で、パルス信号ＶＳＣＲをハイレベル（サイリスタ１０１を導通）とする。それ以外の区間ではローレベルとする。このように、バッテリ外れが発生した場合は、第２の電圧信号ＶＰＤ’を基にサイリスタ１０１の導通状態を制御することにより、出力電圧Ｖｏのピーク値がピーク目標電圧ＶＰＴに近づくように制御する。
これにより、電力変換装置１００においてバッテリ外れが発生した場合に、電力変換装置１００から出力される出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰ（ピーク値）をピーク目標電圧ＶＰＴになるように制御（制限）することができる。このため、定格電源電圧が制約されている電子機器等の負荷に高電圧が印加されることを抑制することができる。

（３）また、上記実施形態において、比較回路１２６は第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）と第２の電圧信号（ピーク差分電圧ＶＰＤ’）の信号レベルを比較し、信号レベルの大きい方の電圧信号を選択し、この選択した電圧信号と三角波電圧ＶＢとを比較して交差するタイミングを求め、このタイミングに基づいてサイリスタ１０１の導通状態を制御する信号ＶＳＣＲを生成する。
このような構成の電力変換装置１００では、実効値電圧ＶＲ’と目標電圧ＶＴとを基に第１の電圧信号（差分電圧ＶＤ’）を生成する。また、ピーク電圧ＶＰとピーク目標電圧ＶＰＴとを基に第２の電圧信号（ピーク差分電圧ＶＰＤ’）を生成する。そして、通常動作時においては、バッテリ２００の影響によりピーク電圧ＶＰは低く、第１の電圧信号ＶＤ’の方が第２の電圧信号ＶＰＤ’よりも大きくなるため、第１の電圧信号ＶＤ’を選択し、この第１の電圧信号ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較して、出力電圧Ｖｏの実効値電圧ＶＲ’を制御する。一方、バッテリ外れ時には、バッテリ２００の影響がなくなりピーク電圧ＶＰが増大し、第２の電圧信号ＶＰＤ’の方が第１の電圧信号ＶＤ’よりも大きくなるため、第２の電圧信号ＶＰＤ’を選択し、この第２の電圧信号ＶＰＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較して、出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰを制御する。
これにより、電力変換装置１００においてバッテリ外れが発生した場合に、電力変換装置１００から出力される出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰをピーク目標電圧ＶＰＴに近づくように制御（制限）することができる。このため、定格電源電圧が制約されている電子機器等の負荷に高電圧が印加されることを抑制することができる。

（４）また、上記実施形態において、交流電圧ＶＡは単相交流電圧であり、交流電圧ＶＡの正相または負相の半波のいずれか一方をサイリスタ１０１により整流及び位相制御して負荷（バッテリ２００及び負荷ＲＬ）に直流電圧を印加する。
これにより、車両（例えば、２輪車）に搭載された単相交流の発電機から出力される交流電圧ＶＡをサイリスタ１０１を用いて直流電圧に変換する電力変換装置１００において、バッテリ外れが発生した場合に、電力変換装置１００から出力される出力電圧Ｖｏのピーク電圧ＶＰをピーク目標電圧ＶＰＴに近づくように制御（制限）することができる。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変形可能である。

例えば、図１に示す実施形態では、発電機１０から出力される交流電力の正相成分についてのみサイリスタ１０１を介して負荷に電力を供給するものとし、発電機１０の出力を半波整流する場合を説明したが、これに限定されることなく、発電機１０から出力された交流電力の負相成分について同様に半波整流することにより、全波整流するように構成することもできる。また、図１に示した実施形態では、単相の交流電力を変換するものとしたが、多相の交流電力に対しても適用することができる。

また、例えば、図１に示す実施形態では、出力電圧Ｖｏの実効値ＶＲ’を求める例について説明したが、本発明は、出力電圧Ｖｏの平均値を算出する場合にも同様に適用できるものである。出力電圧Ｖｏの平均値を生成するための構成としては公知技術を利用できる。

１０ 発電機
１１ コイル
１００，１００Ａ 電力変換装置
１０１ サイリスタ
１２０ ゲート制御部
１２１ 電圧変換回路
１２２ 基準電圧発生回路
１２３ 差動回路
１２４ 増幅回路
１２５ 三角波発生回路
１２６ 比較回路
１３１ ピーク値ホールド回路
１３２ ピーク値基準電圧発生回路
１３３ ピーク値差動回路
１３４ 増幅回路
２００ バッテリ
ＶＰ ピーク電圧
ＶＤ，ＶＤ’ 差分信号
ＶＰＤ，ＶＰＤ’ ピーク差分信号
ＶＰＴ ピーク目標電圧
ＶＲ’ 実効値電圧
ＶＳＣＲ ゲートパルス信号
ＶＴ 目標電圧

Claims (6)

1. 発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に出力電圧を供給する電力変換装置であって、
   前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続されるスイッチ部と、
   前記交流電圧の各周期ごとに、前記負荷に印加される出力電圧のピーク電圧を検出すると共に、前記出力電圧の実効値電圧を検出し、前記実効値電圧と所定の目標電圧との第１の差分電圧と、前記ピーク電圧と所定のピーク目標電圧との第２の差分電圧とが、前記バッテリに対する接続が開放された状態を示す場合、前記第２の差分電圧に基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する制御部と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に出力電圧を供給する電力変換装置であって、
   前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続され、前記交流電圧を整流及び位相制御して前記負荷に直流電圧を供給するスイッチ回路と、
   前記負荷に印加される実効値電圧と所定の目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチ回路の導通状態を制御するための第１の電圧信号を生成する差動増幅回路と、
   前記負荷に印加されるピーク電圧と所定のピーク目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチ回路の導通状態を制御するための第２の電圧信号を生成するピーク値差動増幅回路と、
   前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号の信号レベルを比較し、信号レベルの大きい方の電圧信号を選択し、この選択した電圧信号と三角波電圧とを比較して交差するタイミングを求め、このタイミングに基づいて前記スイッチ回路の導通状態を制御する信号を生成する比較回路と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
3. 発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に出力電圧を供給する電力変換装置であって、
   前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続されるスイッチ部と、
   前記交流電圧の各周期ごとに、前記負荷に印加される出力電圧のピーク電圧を検出すると共に、前記出力電圧の実効値電圧を検出し、所定の制御則により、前記ピーク電圧または前記実効値電圧のいずれか一方の信号を選択し、この選択した信号に基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記発電機から出力された交流電圧の各周期に対応したピーク電圧一定の三角波電圧を発生する三角波発生回路と、
   前記負荷に印加される実効値電圧と所定の目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチ部の導通状態を制御するための第１の電圧信号を生成する差動増幅回路と、
   前記負荷に印加される電圧のピーク電圧を検出しこのピーク電圧の信号を保持するピーク値保持回路と、
   前記ピーク電圧と所定のピーク目標電圧との差分電圧に基づき、前記スイッチ部の導通状態を制御するための第２の電圧信号を生成するピーク値差動増幅回路と、
   前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号とを比較し、信号レベルの大小関係に基づきいずれか一方の電圧信号を選択するとともに、この選択した電圧信号と前記三角波電圧とを比較し、前記スイッチ部の導通状態を制御する比較回路と、
   を備え、
   前記比較回路は、
   前記第１の電圧信号と前記第２の電圧信号の信号レベルを比較し、信号レベルの大きい方の電圧信号を選択し、この選択した電圧信号と前記三角波電圧とを比較して交差するタイミングを求め、このタイミングに基づいて前記スイッチ部の導通状態を制御する信号を生成する
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 前記交流電圧は単相交流電圧であり、前記交流電圧の正相または負相の半波のいずれか一方を前記スイッチ部により整流及び位相制御して前記負荷に直流電圧を印加する
   ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチ回路がサイリスタ素子であり、
   前記比較回路では、前記サイリスタの点弧タイミングを制御する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
6. 発電機から出力された交流電圧を入力とし、該交流電圧を整流及び位相制御してバッテリを含む負荷に出力電圧を供給する電力変換装置の出力電圧制御方法において、
   前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続されたスイッチ部を介して、前記発電機から出力された交流電圧を整流及び位相制御して負荷に出力電圧を印加する手順と、
   前記交流電圧の各周期ごとに、前記負荷に印加される出力電圧のピーク電圧を検出すると共に、前記出力電圧の実効値電圧を検出し、前記実効値電圧と所定の目標電圧との第１の差分電圧と、前記ピーク電圧と所定のピーク目標電圧との第２の差分電圧とが、前記バッテリに対する接続が開放された状態を示す場合、前記第２の差分電圧に基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する制御手順と、
   を含むことを特徴とする出力電圧制御方法。

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