KR101282259B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 - Google Patents

Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 Download PDF

Info

Publication number
KR101282259B1
KR101282259B1 KR1020060135044A KR20060135044A KR101282259B1 KR 101282259 B1 KR101282259 B1 KR 101282259B1 KR 1020060135044 A KR1020060135044 A KR 1020060135044A KR 20060135044 A KR20060135044 A KR 20060135044A KR 101282259 B1 KR101282259 B1 KR 101282259B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switching
switching unit
converter
unit
driving signal
Prior art date
Application number
KR1020060135044A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20080060671A (ko
Inventor
이제환
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020060135044A priority Critical patent/KR101282259B1/ko
Publication of KR20080060671A publication Critical patent/KR20080060671A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101282259B1 publication Critical patent/KR101282259B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

본 발명은 DC-DC 컨버터에 관한 것이다. DC-DC 컨버터에 있어서, 복수의 스위칭 소자를 갖는 상위스위칭부와; 적어도 하나의 스위칭 소자를 갖는 하위스위칭부와; 상기 상위스위칭부의 온타임의 경우, 상기 복수의 스위칭 소자에 순차적인 구동신호를 출력하고, 상기 하위스위칭부의 온타임의 경우, 상기 적어도 하나의 스위칭 소자에 동시적인 구동신호를 출력하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다. 이에 의하여, 스위칭손실을 줄여 효율을 개선하고 스위칭 소자의 열적 스트레스를 경감할 수 있다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터{DC-DC CONVERTOR}
도 1a와 도 1b와 도 1c는 종래의 DC-DC 컨버터의 회로도이고,
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 회로도이며,
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 구동신호를 도시한 도면이고,
도 4a와 도 4b는 종래의 DC-DC 컨버터와 본 발명의 일실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 손실을 비교한 그래프이다.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
100 : DC-DC 컨버터 110 : 상위스위칭부
120 : 하위스위칭부 130 : 제어부
140 : 피드백회로 150 : LC 필터부
본 발명은 DC-DC 컨버터에 관한 것이다. 더욱 상세하게는, 본 발명은 스위칭손실을 줄여 효율을 개선하고 스위칭 소자의 열적 스트레스를 경감할 수 있는 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로 DC-DC 컨버터는 외부로부터 입력되는 직류전원을 소정의 직류전 원으로 변환한다. 이러한 DC-DC 컨버터에는 입력직류전원을 승압하기 위한 부스트(boost) 컨버터와, 입력직류전원을 강압하기 위한 벅(buck) 컨버터 등이 있다. 이하에서는 동기형 벅 컨버터(synchronous buck converter)를 예로 들어 설명한다.
벅 컨버터는, 도 1a에 도시된 바와 같이, 제어부(controller)에서 출력되는 PWM(Pulse Width Modulation) 신호에 따라 교번적으로 동작하여 입력직류전원(Vin) 공급을 단속하는 한 쌍의 스위치(Qt1, Qb1)와, 스위치(Qt1, Qb1) 사이의 공통노드(common node)에 접속된 인덕터(Lo)와, 인덕터(Lo)와 접지 사이에 접속된 커패시터(Co)를 포함한다.
상기와 같이 구성된 벅 컨버터의 동작과정을 설명하면 다음과 같다. 벅 컨버터는 각 스위치(Qt1, Qb1)의 온/오프(on/off) 상태에 따라 두 가지 모드로 동작된다. 제1모드는 상위 스위치(Qt1)가 온되고, 하위 스위치(Qb1)가 오프될 때의 동작모드로서, 입력단으로부터의 직류전원(Vin)이 인덕터(Lo)에 인가됨으로써 인덕터(Lo)에 흐르는 전류는 증가하게 되고, 이로 인해 인덕터(Lo)에는 에너지가 축적됨과 아울러 상기 에너지는 출력단으로 전달되어 출력전압(Vo)이 증가한다. 제2모드는 상위 스위치(Qt1)가 오프되고 하위 스위치(Qb1)가 온될 때의 동작모드로서, 인덕터(Lo) 및 커패시터(Co)를 통해 폐회로가 형성된다. 이 때, 인덕터(Lo)에 흐르는 전류는 상위 스위치(Qt1)가 다음 주기에서 온될 때까지 폐회로를 통하여 계속 흘러 감소하게 되므로 출력전압(Vo)은 감소하게 된다.
이러한 원리를 기초로 하여 제어부는 출력전압(Vo)을 감지하여 출력전압(Vo)이 낮으면 상위 스위치(Qt1)의 도통시간을 늘리고 하위 스위치(Qb1)의 도통시간을 줄여 출력전압(Vo)을 증가시키도록 하며, 출력전압(Vo)이 높으면 상위 스위치(Qt1)의 도통시간을 줄이고 하위 스위치(Qb1)의 도통시간을 늘려 출력전압(Vo)을 감소시키도록 한다. 즉, 제어부는 출력전압(Vo)에 따라 각 스위치(Qt1,Qb1)에 출력되는 PWM 신호의 듀티비(duty ratio)를 조정함으로써 일정한 전압이 부하(도시 안 됨)에 공급되도록 한다.
벅 컨버터에서 스위치에서 발생되는 주요 손실은 (1)식에서와 같이 스위치가 온되어 전류 도통시 발생되는 구동손실(Pcond), (2)식에서와 같이 스위치 온/오프 전이시 발생되는 스위칭손실(Psw), 그리고 (3)식에서와 같이 스위치를 구동시키기 위한 구동펄스 생성으로 인해 발생되는 구동손실(Pdrv)로 구분될 수 있다.
Figure 112006097026149-pat00001
여기서 Rds(on)은 스위치 온 상태에서의 저항, fsw는 벅컨버터의 스위칭 주파수, tr은 스위칭 전류의 상승시간, tf는 스위칭 전압의 하강시간, Qg는 스위치의 게이트 전하량, 그리고 Vdd는 게이트 전압을 나타낸다.
(2)식,(3)식을 통해 스위칭 주파수와 손실이 비례함을 알 수 있다. 따라서 스위칭 주파수를 높일수록 전력밀도는 높아지게 되나 스위칭 반도체의 손실이 비례적으로 발생하게 되며 또한 입력전압이 올라가게 되면, 도통손실은 감소하고 스위칭 손실은 증가하는 것을 알 수 있다.
스위치가 발열이 심할 경우, 열적 스트레스의 경감을 위해 도 1b에 도시된 바와 같이, 스위치를 병렬로 추가하는 방법이 있다. 그러나 상위부나 하위부 어느 한쪽의 스위칭 손실의 비중이 큰 경우, 스위치의 개당 손실은 분산시키게 되나, 스위치의 기생성분이 증가해 tr, tf, Qg가 증가하게 됨으로써 회로의 전체적인 효율은 떨어지게 된다.
추가적인 개선책으로 도 1c에 도시된 바와 같이, 스위칭 주파수를 각 컨버터 셀(cell)마다 분주 시키는 방법을 사용하게 되지만, 구동회로가 늘어나야 하고, 제어방식에 따라 검출정보의 피드백(feedback)수가 늘어나게 되며, 주파수가 낮아져 수동부품의 사이즈가 커지게 되고, 부품의 수 증가로 인한 실장면적 증가와 부품 배치로 인한 불가피한 PCB 패턴손실 및 스트레이(stray) 인덕턴스 등의 기생요소 발생이라는 단점을 가지게 된다. 또한 각 셀 간의 인덕턴스 분배에 불평형 등을 고려해야 하는 설계상의 문제도 안고 있다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 스위칭손실을 줄여 효율을 개선하고 스위칭 소자의 열적 스트레스를 경감할 수 있는 DC-DC 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은, DC-DC 컨버터에 있어서, 복수의 스위칭 소자를 갖는 상위스위칭부와; 적어도 하나의 스위칭 소자를 갖는 하위스위칭부와; 상위 스위칭부의 온타임의 경우, 복수의 스위칭 소자에 순차적인 구동신호를 출력하고, 하위 스위칭부의 온타임의 경우, 적어도 하나의 스위칭 소자에 동시적인 구동신호를 출력하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제공한다.
그리고 DC-DC 컨버터는 출력전압을 검출하는 피드백회로를 더 포함할 수 있고, 제어부는, 검출된 출력전압에 따라 상위스위칭부의 스위칭 소자의 온타임을 조절하도록 상위스위칭부를 제어할 수 있다.
또한 제어부는, 검출된 출력전압이 소정의 전압 이하인 경우, 상위스위칭부의 복수의 스위칭 소자에 동시적인 구동신호를 출력할 수 있다.
그리고 DC-DC 컨버터는 출력단에 LC 필터부를 더 포함할 수 있다.
또한 제어부는 IC를 포함할 수 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 관하여 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 회로도이며, 도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 구동신호를 도시한 도면이고, 도 4a와 도 4b는 종래의 DC-DC 컨버터와 본 발명의 일실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 손실을 비교한 그래프이다. 본 발명의 일실시예에 따른 DC-DC 컨버터는 동기형 벅 컨버터로 구현될 수 있 다.
도 2에 도시된 바와 같이, DC-DC 컨버터(100)는 상위스위칭부(110), 하위스위칭부(120) 및 제어부(130)를 포함한다. 그리고 DC-DC 컨버터(100)는 출력전압을 검출하는 피드백회로(140) 및 LC 필터부(150)를 더 포함할 수 있다.
상위스위칭부(110)는 복수의 스위칭 소자(Qt1~Qtn)를 갖는다. 상위스위칭부(110)는 입력전압(Vin)으로부터 인덕터(Lo)와 캐패시터(Co)로 에너지를 전달한다. 상위스위칭부(110)는 상위 스위칭 소자(Qt1)의 드레인(drain)과 소스(source)에 병렬로 연결된 n개의 스위칭 소자(Qt2~Qtn)를 포함한다. 복수의 스위칭 소자(Qt1~Qtn)는 병렬로 연결되어 있고, 하나의 구동신호 입력선이 있는 종래와 달리, 각각의 스위칭 소자(Qt1~Qtn)의 게이트(gate)에 구동신호 입력선이 연결되어 있다. 스위칭 소자(Qt1~Qtn)는 입력받은 구동신호에 따라 스위칭 동작을 한다. 예컨대, 스위칭 소자(Qt1~Qtn)는 FET(Field Effect Transistor)로 구현될 수 있다. 또는 구동신호의 상태에 따라 온/오프되어 질수 있는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등의 3단자 스위칭 소자로 대체될 수 있다.
하위스위칭부(120)는 적어도 하나의 스위칭 소자(Qb1~Qbn)를 갖는다. 하위스위칭부(120)는 상위스위칭부(110)가 오프일 경우, 인덕터(Lo)에 저장되어 있는 에너지를 환류시키는 패스로 사용된다. 하위스위칭부(120)는 하위 스위칭 소자(Qb1)의 게이트, 드레인 및 소스에 병렬로 연결된 n개의 스위칭 소자(Qb2~Qbn)를 포함한다. 각각의 상위 스위칭 소자(Qt1~Qtn)의 게이트에 구동신호 입력선이 연결된 상위스위칭부(110)와 달리, 모든 하위 스위칭 소자(Qb1~Qbn)의 게이트(gate)에 하나의 구동신호 입력선이 연결되어 있다. 상위 스위칭 소자(Qt1~Qtn)와 마찬가지로 하위 스위칭 소자(Qb1~Qbn) 역시, 입력받은 구동신호에 따라 스위칭 동작을 한다. 예컨대, 하위 스위칭 소자(Qb1~Qbn)는 FET(Field Effect Transistor)로 구현될 수 있다. 또한, 하위 스위칭 소자는(Qb1~Qbn)는 다이오드(diode)로 대체될 수 있다. 이때 다이오드에 대한 구동신호는 필요하지 않다.
제어부(130)는 상위스위칭부(110)의 온타임의 경우, 복수의 스위칭 소자(Qt1~Qtn)에 순차적인 구동신호를 출력하고, 하위스위칭부(120)의 온타임의 경우, 상기 적어도 하나의 스위칭 소자(Qb1~Qbn)에 동시적인 구동신호를 출력한다. 제어부(130)는 IC로 구현될 수 있다.
제어부(130)는 PWM방식의 구동 펄스를 출력하여 스위칭 소자를 제어한다. PWM는 펄스 변조 방식의 하나로, 변조 신호의 크기에 따라서 펄스의 폭을 변화시켜 변조한다. 신호파의 진폭이 클 때는 펄스의 폭이 넓어지고, 진폭이 작을 때는 펄스의 폭이 좁아진다. 단, 펄스의 위치나 진폭은 변하지 않는다.
도 3에 도시된 바와 같이, PWM_T1, PWM_T2, PWM_T3, PWM_Tn은 상위스위칭부(110)의 각각의 스위칭 소자(Qt1~Qtn)를 온/오프시키는 구동 펄스이고, PWM_B는 하위스위칭부(120)를 온/오프시키는 구동 펄스이다. 제어부(130)에서 구동 펄스가 출력되는 순서는 PWM_T1, PWM_B, PWM_T2, PWM_B, PWM_T3, PWM_B, PWM_Tn, PWM_B이다. 제어부(130)는 상위스위칭부(110)와 하위스위칭부(120)에 교번적으로 구동신호를 출력한다.
피드백회로(140)는 출력전압(Vo)을 검출한다. 피드백회로(140)는 출력전 압(Vo)을 검출하여 제어부(130)에 제공한다. 그리고 제어부(130)는 검출된 출력전압(Vo)에 따라 상위스위칭부(110)의 스위칭 소자(Qt1~Qtn)의 온타임을 조절하도록 상위스위칭부(110)를 제어할 수 있다.
또한 제어부(130)는 검출된 출력전압(Vo)이 소정의 전압 이하인 경우, 상위스위칭부(110)의 복수의 스위칭 소자(Qt1~Qtn)에 동시적인 구동신호를 출력할 수 있다. 예컨대, 제어부(130)는 출력전압(Vo)이 소정치보다 낮아져 출력전류(Io)가 높아질 경우, 상위스위칭부(110)의 온타임시, 두 개 이상의 스위칭 소자를 동시에 온 시킴으로써 하나의 스위칭 소자에 가해지는 열적 스트레스를 분산시킬 수 있다.
한편, DC-DC 컨버터(100)는 출력단에 LC 필터부(150)를 더 포함할 수 있다. LC 필터부(150)는 인턱터(Lo)와 캐패시터(Co)를 포함한다. LC 필터부(150)는 전류의 급격한 흐름 및 차단을 완화하여 전류를 평활하는 작용을 한다.
DC-DC 컨버터(100)의 동작은 두 가지 모드로 구분될 수 있다. 상위스위칭부(110)에 포함된 어느 하나의 상위 스위칭 소자(Qtn)가 온이고, 하위스위칭부(120)가 오프인 상태를 제1모드라 하고, 상위스위칭부(110)에 포함된 모든 상위 스위칭 소자(Qtn)가 오프이고, 하위스위칭부(120)가 온인 상태를 제2모드라 가정하자. 제1모드에서는 제어부(130)에서 발생되는 구동신호 PWM_Tn에 의해 상위 스위칭 소자(Qtn)가 온 상태가 되고, 입력전압(Vin)으로부터 상위 스위칭 소자(Qtn)을 통해 인덕터(Lo)와 캐패시터(Co)에 에너지가 저장된다. 이때 하위스위칭부(120)는 오프상태이다. 제2모드에서는 제어부(130)에서 발생되는 구동신호 PWM_B에 의해 하위스위칭부(120)가 온 상태가 되고, 상위스위칭부(110)는 구동신호 PWM_T에 의해 오 프상태가 된다. 이때, 인덕터(Lo)에 저장된 에너지가 인덕터(Lo), 캐패시터(Co), 하위스위칭부(120)의 경로로 환류하게 된다. DC-DC 컨버터(100)는 제1모드와 제2모드를 n회 순차적으로 반복하게 된다.
제2모드가 다음 제2모드로 동작하는 기간을 주기 T라고 한다면, 제2모드의 개별주기는 주기T의 n배가 된다. 즉 하위스위칭부(120)의 스위칭 주파수가 fsw라고 한다면, 상위스위칭부(110)에 포함된 각각의 스위칭 소자(Qt1~Qtn)의 스위칭 주파수는 fsw/n이 된다. 따라서 상위스위칭부(110)의 스위칭 주파수는 기본회로에 비해 1/n배로 감소하게 되어 스위칭 손실과 구동손실을 줄일 수 있으며, 하위 스위칭 주파수는 그대로 유지하게 되어 기본회로로부터 인덕터(Lo)와 캐패시터(Co)의 변경이 필요없게 된다.
도 4a와 도 4b에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 의한 컨버터는 종래기술에 의한 컨버터에 비해 손실을 줄이는 효과가 있다. 특히 입력전압(Vin)이 높을수록 그 효과는 큰 것으로 나타난다. 뿐만 아니라 복수의 스위칭 소자를 사용함으로써, 각각의 스위칭 소자가 받는 열적 스트레스를 감소시켜 회로의 안정성과 수명을 늘릴 수 있다.
이상, 바람직한 실시예를 통하여 본 발명에 관하여 상세히 설명하였으나, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니며 특허청구범위 내에서 다양하게 실시될 수 있다.
상기한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 스위칭손실을 줄여 효율을 개선하고 스위칭 소자의 열적 스트레스를 경감할 수 있는 DC-DC 컨버터를 제공할 수 있다.

Claims (5)

  1. DC-DC 컨버터에 있어서,
    복수의 스위칭 소자를 갖는 상위스위칭부와;
    적어도 하나의 스위칭 소자를 갖는 하위스위칭부와;
    상기 상위스위칭부의 온타임의 경우, 상기 복수의 스위칭 소자에 순차적인 구동신호를 출력하고, 상기 하위스위칭부의 온타임의 경우, 상기 적어도 하나의 스위칭 소자에 동시적인 구동신호를 출력하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    출력전압을 검출하는 피드백회로를 더 포함하고,
    상기 제어부는, 상기 검출된 출력전압에 따라 상기 상위스위칭부의 스위칭 소자의 온타임을 조절하도록 상기 상위스위칭부를 제어하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 검출된 출력전압이 소정의 전압 이하인 경우, 상기 상위스위칭부의 복수의 스위칭 소자에 동시적인 구동신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    출력단에 LC 필터부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제어부는 IC를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
KR1020060135044A 2006-12-27 2006-12-27 Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 KR101282259B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020060135044A KR101282259B1 (ko) 2006-12-27 2006-12-27 Ｄｃ-ｄｃ 컨버터

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020060135044A KR101282259B1 (ko) 2006-12-27 2006-12-27 Ｄｃ-ｄｃ 컨버터

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20080060671A KR20080060671A (ko) 2008-07-02
KR101282259B1 true KR101282259B1 (ko) 2013-07-10

Family

ID=39813169

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020060135044A KR101282259B1 (ko) 2006-12-27 2006-12-27 Ｄｃ-ｄｃ 컨버터

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101282259B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20200063038A (ko) * 2018-11-27 2020-06-04 한양대학교 에리카산학협력단 임피던스 매칭을 이용한 과전류 제어 장치

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102075991B1 (ko) * 2012-09-07 2020-02-11 삼성전자주식회사 광원장치 및 발광다이오드 패키지

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5905369A (en) 1996-10-17 1999-05-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Variable frequency switching of synchronized interleaved switching converters
US6211657B1 (en) 2000-05-18 2001-04-03 Communications & Power Industries, Inc. Two stage power converter with interleaved buck regulators
JP2001136737A (ja) 1999-11-02 2001-05-18 Fairchild Semiconductor Corp 低い衝撃係数および高いクロック周波数で動作するバック変換器内の無損失電流検出
JP2004056982A (ja) 2002-07-24 2004-02-19 Seiko Epson Corp 電源回路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5905369A (en) 1996-10-17 1999-05-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Variable frequency switching of synchronized interleaved switching converters
JP2001136737A (ja) 1999-11-02 2001-05-18 Fairchild Semiconductor Corp 低い衝撃係数および高いクロック周波数で動作するバック変換器内の無損失電流検出
US6211657B1 (en) 2000-05-18 2001-04-03 Communications & Power Industries, Inc. Two stage power converter with interleaved buck regulators
JP2004056982A (ja) 2002-07-24 2004-02-19 Seiko Epson Corp 電源回路

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20200063038A (ko) * 2018-11-27 2020-06-04 한양대학교 에리카산학협력단 임피던스 매칭을 이용한 과전류 제어 장치
KR102186028B1 (ko) 2018-11-27 2020-12-03 한양대학교 에리카산학협력단 임피던스 매칭을 이용한 과전류 제어 장치

Also Published As

Publication number Publication date
KR20080060671A (ko) 2008-07-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9124177B2 (en) Systems and methods of smooth light load operation in a DC/DC converter
JP6367814B2 (ja) 自己発振共振電力変換器
US20170302183A1 (en) Pulsed linear power converter
US7956586B2 (en) Step-up/step-down type DC-DC converter, and control circuit and control method of the same
KR101324806B1 (ko) 동기식 프리휠링 ｍｏｓｆｅｔ를 구비한 부스트 및 업다운 스위칭 레귤레이터
US7746042B2 (en) Low-noise DC/DC converter with controlled diode conduction
US8035364B2 (en) Step-down switching regulator with freewheeling diode
US8618781B2 (en) Output voltage controller, electronic device, and output voltage control method
US20110181255A1 (en) Semiconductor device and power supply unit using the same
US7456624B2 (en) PWM control scheme under light load
US8089254B2 (en) Digital control of power converters
US20180205307A1 (en) Systems and methods for reducing switch stress in switched mode power supplies
US20090021227A1 (en) Power-supply device, ic circuit, and information processing apparatus, and soft-start control method
KR20010098640A (ko) 전원 회로 및 그 구동 방법 그리고 전원용 전자부품
US20080074093A1 (en) System and method for reducing body diode conduction
US20060208719A1 (en) Circuit arrangement for controlling voltages
US9608517B2 (en) System and method to eliminate transition losses in DC/DC converters
US6714426B1 (en) Multiple-phase, multi-module power supply system for high frequency operation
Gu et al. A multi-resonant gate driver for Very-High-Frequency (VHF) resonant converters
US20220209667A1 (en) Progressive power converter drive
KR101282259B1 (ko) Ｄｃ-ｄｃ 컨버터
WO2008105741A1 (en) Self-coupled driver used in dual-switch forward power converter
US7688044B2 (en) Device for transforming and stabilizing a primary AC voltage for supplying an electric load
Nour et al. Integrated ZVS POL synchronous buck converter for portable applications
US20220200455A1 (en) Boost off time adaptive adjustment unit and power converter comprising the same

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160530

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170529

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180530

Year of fee payment: 6