JP3570113B2 - インターリーブ方式スイッチングコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に使用されるスイッチングコンバータを並列接続し、各スイッチングコンバータのスイッチング手段を順次オンオフするインターリーブ方式スイッチングコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
インターリーブ方式スイッチングコンバータは、例えば特開昭６１−２８８７８０号公報や特開平１−２３１６６１号公報、特開平１−２７０７６９号公報等に開示されているように、２台のスイッチングコンバータであれば１８０度、Ｎ台であれば３６０／Ｎ度の位相差をもって各スイッチングコンバータのスイッチング手段をオンオフさせることにより、入出力電流のリップルを軽減させるものである。
【０００３】
このような従来のインターリーブ方式スイッチングコンバータとして、２台の昇圧型スイッチングコンバータ（以後、昇圧コンバータと略称する）で構成したインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路構成を図１２に示し、その各部動作波形を図１３に示す。
【０００４】
図１２において、１は入力直流電源、２は出力コンデンサ、３は負荷である。１０は第１の昇圧コンバータであり、第１のチョーク１１、第１のスイッチング手段１２、第１のダイオード１３、第１の電流検出回路１５、第１のＰＷＭ回路１６から構成される。２０は第２の昇圧コンバータであり、第２のチョーク２１、第２のスイッチング手段２２、第２のダイオード２３、第２の電流検出回路２５、第２のＰＷＭ回路２６から構成される。３０は電圧検出回路、５０はクロック回路、５１は分周回路である。
【０００５】
以下、前記回路の動作について説明すると、入力直流電源１の電圧は第１のスイッチング手段１２がオンの時に第１のチョーク１１に印加され、第２のスイッチング手段２２がオンの時に第２のチョーク２１に印加され、各チョーク１１，２１に励磁電流が流れる。第１のスイッチング手段１２がオフすると入力直流電源１から第１のチョーク１１、第１のダイオード１３を通して電流が流れ、第１のチョーク１１を消磁する。第２のスイッチング手段２２がオフすると入力直流電源１から第２のチョーク２１、第２のダイオード２３を通して電流が流れ、第２のチョーク２１を消磁する。
【０００６】
電圧検出回路３０は出力コンデンサ２から負荷３へ供給される出力直流電圧を検出し、基準電圧と比較増幅した電圧誤差信号Ｖｅを第１及び第２のＰＷＭ回路１６，２６へ出力する。
【０００７】
クロック回路５０からのクロック信号Ｖｃｋを受電する分周回路５１は、図１３（ａ）〜（ｃ）に示すようにこれを分周して第１及び第２のクロック信号Ｖｃｋ１，Ｖｃｋ２をそれぞれ第１及び第２のＰＷＭ回路１６，２６へ出力する。第１及び第２の電流検出回路１５，２５はそれぞれ第１及び第２のスイッチング手段１２，２２の電流を検出して、図１３（ｆ），（ｇ）に示すように第１及び第２の電流信号Ｖｉ１，Ｖｉ２をそれぞれ第１及び第２のＰＷＭ回路１６，２６へ出力する。第１及び第２のＰＷＭ回路１６，２６はクロック信号Ｖｃｋ１，Ｖｃｋ２を受電すると、それぞれ第１及び第２のスイッチング手段１２，２２をオンするとともに、電圧信号Ｖｅと第１及び第２の電流信号Ｖｉ１，Ｖｉ２を比較して、電流信号が電圧信号Ｖｅに達するとスイッチング手段をオフする駆動信号Ｖｄｒ１，Ｖｄｒ２を図１３（ｄ），（ｅ）に示すように発生する。
【０００８】
電圧誤差信号Ｖｅは出力直流電圧が上昇すると低下し、低下すると上昇するので、出力直流電圧が安定化するように各スイッチング手段１２，２２のデューティ比が制御される。以上のような動作により、第１の昇圧コンバータ１０の入力電流Ｉｉ１、第２の昇圧コンバータ２０の入力電流Ｉｉ２、入力電流Ｉｉ＝Ｉｉ１＋Ｉｉ２は図１３（ｈ）〜（ｊ）のようになり、第１の昇圧コンバータ１０の出力コンデンサへの充電電流Ｉｄ１、第２の昇圧コンバータ２０の出力コンデンサへの充電電流Ｉｄ２、Ｉｃ＝Ｉｄ１＋Ｉｄ２は図１３（ｋ）〜（ｍ）のようになり、その脈流成分は１台のスイッチングコンバータでまかなう場合の半分で済むものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このようなインターリーブ方式スイッチングコンバータは、クロック回路５０、分周回路５１を必要とするとともに、出力直流電圧も安定化させる必要があるため、制御系が複雑になるという課題を有するとともに、スイッチング周波数も当然固定する必要があるものであった。
【００１０】
本発明は、簡易な制御方式によって任意の位相差を有し、さらにスイッチング周波数の変動するようなスイッチングコンバータにも適用できるインターリーブ方式スイッチングコンバータの提供を目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明のインターリーブ方式スイッチングコンバータは、スイッチング周波数が変動するインターリーブ方式スイッチングコンバータであって、少なくとも第１のスイッチング手段と所定のデューティ比を有する第１の駆動信号を出力して前記第１のスイッチング手段を駆動する第１の制御駆動回路を有する第１のスイッチングコンバータと、前記第１のスイッチングコンバータと並列に接続された少なくとも第２のスイッチング手段と所定のオン期間を有する第２の駆動信号を出力して前記第２のスイッチング手段を駆動する第２の制御駆動回路を有する第２のスイッチングコンバータと、第１及び第２のコンデンサと、前記第１の駆動信号の立ち上がりに同期して前記第１のコンデンサを繰り返し充放電するとともに前記第１のコンデンサを充電する時は前記第２のコンデンサを放電し、前記第１のコンデンサを放電する時は前記第２のコンデンサを充電する充放電回路とから構成され、前記第２の制御駆動回路は、前記第１及び第２のコンデンサの電圧を比較し、両電圧差の反転に同期して第２の駆動信号を出力する機能を有し、さらに 第１、第２のコンデンサに放電時において両電圧差の反転検出から充電開始までの期間内に零電圧又は零電圧近くまで放電する手段を設けたものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、スイッチング周波数が変動するインターリーブ方式スイッチングコンバータであって、少なくとも第１のスイッチング手段と所定のデューティ比を有する第１の駆動信号を出力して前記第１のスイッチング手段を駆動する第１の制御駆動回路を有する第１のスイッチングコンバータと、前記第１のスイッチングコンバータと並列に接続された少なくとも第２のスイッチング手段と所定のオン期間を有する第２の駆動信号を出力して前記第２のスイッチング手段を駆動する第２の制御駆動回路を有する第２のスイッチングコンバータと、第１及び第２のコンデンサと、前記第１の駆動信号の立ち上がりに同期して前記第１のコンデンサを繰り返し充放電するとともに前記第１のコンデンサを充電する時は前記第２のコンデンサを放電し、前記第１のコンデンサを放電する時は前記第２のコンデンサを充電する充放電回路とから構成され、前記第２の制御駆動回路の出力は、前記第１及び第２のコンデンサの電圧を比較し、両電圧差の反転に同期して行われ、さらに 第１、第２のコンデンサに放電時において両電圧差の反転検出から充電開始までの期間内に零電圧又は零電圧近くまで放電する手段を設けたるものであり、上記第１の駆動信号に同期して充放電を行う充放電回路とこの充放電回路に依存して駆動する第２の制御駆動回路を設け、上記充放電回路の充放電電流を適宜選択することによって、極めて簡易な制御方式のインターリーブ方式スイッチングコンバータとすることができるものである。さらに、入出力条件の変動に伴うスイッチング周期の変動に対し、各コンデンサが必ず零電位近辺から充電されるので、第１及び第２のコンデンサの充放電バランスを速やかに取ることができるものである。
【００１４】
以下、本発明の一実施の形態について、図１から図１１により説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明のインターリーブ方式スイッチングコンバータとして、２台の昇圧コンバータで構成した一実施の形態のインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路構成図であり、その各部動作波形を図２に示す。図１において、１は入力直流電源、２は出力コンデンサ、３は負荷である。１０は第１の昇圧コンバータであり、第１のチョーク１１、第１のスイッチング手段１２、第１のダイオード１３、第１の制御駆動回路１４、第１の電流検出回路１５から構成される。第１の電流検出回路１５は第１のスイッチング手段１２の電流を検出し、第１の電流信号Ｖｉ１を出力する。
【００１５】
２０は第２の昇圧コンバータであり、第２のチョーク２１、第２のスイッチング手段２２、第２のダイオード２３、第２の制御駆動回路２４、第２の電流検出回路２５から構成される。第２の電流検出回路２５は第２のスイッチング手段２２の電流を検出し、第２の電流信号Ｖｉ２を出力する。
【００１６】
３０は電圧検出回路であり、出力コンデンサ２から負荷３へ供給される出力直流電圧を検出し、基準電圧と比較増幅した電圧信号Ｖｅを出力する。第１の制御駆動回路１４は、第１の電流信号Ｖｉ１と電圧信号Ｖｅを受電し、所定の周期とデューティ比を有する第１の駆動信号Ｖｄｒ１を出力する。第１のスイッチング手段１２は第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電してオンオフする。
【００１７】
４０は充放電回路、４１は第１のコンデンサ、４２は第２のコンデンサである。充放電回路４０は、第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電し、その立ち上がりに同期して第１及び第２のコンデンサ４１，４２を所定の電流で充放電する。第１のコンデンサ４１が放電されている時は第２のコンデンサ４２を充電し、第１のコンデンサ４１を充電している時は第２のコンデンサ４２を放電する。第２の制御駆動回路２４は第１のコンデンサ４１の電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサ４２の電圧Ｖｃ２、第２の電流信号Ｖｉ２、電圧信号Ｖｅを受電し、Ｖｃ１とＶｃ２が交差する時点で立ち上がり、所定のオン期間を有する第２の駆動信号Ｖｄｒ２を出力する。第２のスイッチング手段２２は第２の駆動信号Ｖｄｒ２を受電してオンオフする。
【００１８】
以上のように構成されたインターリーブ方式スイッチングコンバータについて、図２も加えてより詳細な動作について説明する。図２（ａ）は第１の制御駆動回路１４から出力される第１の駆動信号Ｖｄｒ１である。Ｖｄｒ１が立ち上がると第１のスイッチング手段１２がオンし、第１のチョーク１１に励磁電流が流れる。この電流を第１の電流検出手段１５が検出して、図２（ｄ）のような第１の電流信号Ｖｉ１を出力する。Ｖｉ１は電圧信号Ｖｅと比較されて、Ｖｉ１がＶｅを越えるとＶｄｒ１は立ち下がり、第１のスイッチング手段１２はオフする。
【００１９】
第１のチョーク１１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出され、図２（ｉ）のように消磁電流Ｉｄ１が第１のダイオード１３を流れる。従って第１のスイッチングコンバータ１０の入力電流Ｉｉ１は図２（ｆ）のようになる。
【００２０】
図２（ｂ）は第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２である。第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電した充放電回路４０によって、Ｖｄｒ１の立ち上がりに同期して各々充放電される。
【００２１】
Ｖｃ１とＶｃ２を受電した第２の制御駆動回路２４は、図２（ｃ）のように両者の交差時点で第２の駆動信号Ｖｄｒ２を立ち上げる。Ｖｄｒ２を受電した第２のスイッチング手段２２はオンし、第２のチョーク２１に励磁電流が流れる。この電流を第２の電流検出手段２５が検出して、図２（ｅ）のような第２の電流信号Ｖｉ２を出力する。Ｖｉ２は電圧信号Ｖｅと比較されて、Ｖｉ２がＶｅを越えるとＶｄｒ２は立ち下がり、第２のスイッチング手段２２はオフする。
【００２２】
第２のチョーク２１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出され、図２（ｊ）のように消磁電流Ｉｄ２が第２のダイオード２３を流れる。従って第２の昇圧コンバータ２０の入力電流Ｉｉ２は図２（ｇ）のようになる。電圧信号Ｖｅは出力直流電圧が上昇すると低下し、低下すると上昇するので出力直流電圧が安定化するように各スイッチング手段１２，２２のデューティ比が制御される。第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電電流が等しい定電流であるとすると、第１の駆動信号Ｖｄｒ１の立ち上がりから半スイッチング周期遅れた時点でＶｃ１とＶｃ２は交差する。
【００２３】
即ち、第１及び第２の昇圧コンバータ１０，２０は、半スイッチング周期の位相差を有するインターリーブ方式スイッチングコンバータを構成する。このコンバータの入力電流ＩｉはＩｉ１＋Ｉｉ２であるから図２（ｈ）のようになり、出力コンデンサ２への充電電流ＩｃはＩｄ１＋Ｉｄ２であるから図２（ｋ）のようになる。
【００２４】
図３は充放電回路４０と第２の制御駆動回路２４のより具体的な回路構成例を示す。図３において、４００は制御回路用バイアス電源であり、通常チョークなどに別巻線を設けてコンバータ動作中に発生する電圧を整流平滑して得る。４０１はＤ形フリップフロップ、４０２〜４０５は抵抗、４０６〜４１１はダイオード、４１２〜４１５はトランジスタ、４１６、４１７は充放電電流を制御する抵抗であり、以上の部品で充放電回路４０を構成する。２４１はコンパレータ、２４２はインバータ、２４３はＥＸ−ＯＲ回路で、その出力を反転している。２４４はコンパレータ、２４５はＲＳフリップフロップで、以上の部品で第２の制御駆動回路２４を構成している。
【００２５】
その要部波形を図４に示し、図３の回路の動作を図４を用いて以下に説明する。
【００２６】
図４（ａ）は第１の駆動信号Ｖｄｒ１である。これをＣＫ端子で受電したＤ形フリップフロップ４０１は、図４（ｂ）及び図４（ｃ）のようにＶｄｒ１の立ち上がりに同期して反転する信号Ｖ１及びＶ２を出力する。
【００２７】
図４（ｄ）はトランジスタ４１２〜４１５のオンオフの状態を示す。Ｖ１：Ｈ、Ｖ２：Ｌの時、ＰＮＰトランジスタ４１２とＮＰＮトランジスタ４１５はオフ、ＮＰＮトランジスタ４１３とＰＮＰトランジスタ４１４がオンしているので、第１のコンデンサ４１は放電、第２のコンデンサ４２は充電され、逆にＶ１：Ｌ、Ｖ２：Ｈの時は第１のコンデンサ４１は充電、第２のコンデンサ４２は放電される。
【００２８】
図４（ｅ）はこの充放電の様子を示す。抵抗４１６と４１７の抵抗値をＲ、ダイオード４０６〜４１１の順方向電圧降下とトランジスタ４１２〜４１５のベース・エミッタ電圧が等しくＶｄであるとすると、充放電電流はＶｄ／Ｒの定電流となる。コンパレータ２４１は第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を入力され、図４（ｆ）のように両電圧の交差時点で反転する信号Ｖ３を出力する。
【００２９】
インバータ２４２とＥＸ−ＯＲ回路２４３は信号Ｖ３を入力され、図４（ｇ）のようにＶ３の反転に同期したワンショットパルスＶ４を出力する。ＲＳフリップフロップ２４５はワンショットパルスＶ４をセット端子に入力され、これに同期してその出力即ち第２の駆動信号Ｖｄｒ２を立ち上げる。一方、リセット端子には、図４（ｈ），（ｉ）のように第２の電流信号Ｖｉ２と電圧信号Ｖｅとを比較したコンパレータ２４４の出力Ｖ５が入力され、図４（ｊ）のようにＶｄｒ２をＶ５に同期して立ち下げる。
【００３０】
なお、図２（ｂ）や図４（ｅ）のように第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧が浮いていると、入出力条件の急変などでスイッチング周期が急変するような場合、図５のように充放電のバランスが偏ってしまうことがある。このような問題を解決するには、第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電において充電電流より放電電流を若干多く設定すればよい。このようにすれば過渡的にバランスを崩すことはあっても、いずれ放電終了時のコンデンサの電圧は零電圧近辺に落ち着く。
【００３１】
またＶｃ１とＶｃ２の交差時点が早くなるので、Ｖｄｒ２が立ち上がるまでの遅れ時間を補正することができる。
【００３２】
さらに、第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電において、充電電流より放電電流を多く設定することを積極的に利用すれば、半スイッチング周期内の任意の遅れ時間で第２の駆動信号を立ち上げることが可能である。この様子を図６に示す。
【００３３】
第１及び第２のコンデンサ４１，４２のキャパシタンスをＣ、スイッチング周期をＴｓ、充電電流をＩｃｈとすると、充電時の第１のコンデンサ電圧Ｖｃ１は、Ｖｃ１＝Ｉｃｈ・ｔ／Ｃ、充電終了時の電圧Ｖｃｈは、Ｖｃｈ＝Ｉｃｈ・Ｔｓ／Ｃで表される。一方、放電電流をＡ・Ｉｃｈ（Ａ＞１）とすると、放電時の第２のコンデンサの電圧Ｖｃ２は、Ｖｃ２＝Ｉｃｈ・Ｔｓ／Ｃ−Ａ・Ｉｃｈ・ｔ／Ｃ＝（Ｔｓ−Ａ・ｔ）・Ｉｃｈ／Ｃとなる。交差時点は、Ｖｃ１＝Ｖｃ２より、ｔ＝Ｔｓ／（１＋Ａ）となる。即ち、遅れ時間Ｔｄをスイッチング周期の１／（１＋Ａ）にできる。
【００３４】
（実施の形態２）
図７は本発明のインターリーブ方式スイッチングコンバータの他の実施の形態の回路構成図、図８及び図９は各部動作波形図を示す。図７において、図１と異なるのは、第１のチョーク１１にリセット検出巻線１１１が施されている点である。
【００３５】
また、リセット検出巻線１１１の電圧を受電する第１の制御駆動回路１４は、第１のダイオード１３が消磁電流を流し終えてオフすることによる第１のチョーク１１の電圧反転を検出し、第１の駆動信号Ｖｄｒ１を立ち上げる機能を有する。
【００３６】
即ち、第１の昇圧コンバータ１０は臨界モード動作をする。臨界モードでは、ダイオードリカバリーノイズが発生しないという長所があるが、入出力リップル電流が大きいという短所と、入力電圧が高いほど、また出力電流が小さいほどスイッチング周波数が高くなるという特性がある。
【００３７】
以下に、本発明ではスイッチング周波数が変動しても、スイッチング周期の所定の割合の時間だけ遅れて第２の昇圧コンバータが動作できることを図８と図９を用いて説明する。
【００３８】
図８において（ａ）は第１の駆動信号Ｖｄｒ１である。Ｖｄｒ１が立ち上がると第１のスイッチング手段１２がオンし、第１のチョーク１１にゼロから直線的に増加する励磁電流が流れる。この電流を第１の電流検出手段１５が検出し、第１の制御駆動回路１４によって電圧信号Ｖｅと比較され、所定値に達するとＶｄｒ１は立ち下がり、第１のスイッチング手段１２はオフする。第１のチョーク１１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出され、図８（ｆ）のように消磁電流Ｉｄ１が第１のダイオード１３を流れる。
【００３９】
この消磁電流が流れ終わって第１のチョーク１１の電圧が反転すると、この電圧反転をリセット検出巻線１１１を介して検出した第１の制御駆動回路１４は再び第１の駆動信号Ｖｄｒ１を立ち上げ、上記動作を繰り返す。
【００４０】
従って、第１の昇圧コンバータ１０の入力電流Ｉｉ１は図８（ｄ）のようになる。図８（ｂ）は第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２である。第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電した充放電回路４０によって、Ｖｄｒ１の立ち上がりに同期して各々充放電される。Ｖｃ１とＶｃ２を受電した第２の制御駆動回路２４は、図８（ｃ）のように両者の交差時点で第２の駆動信号Ｖｄｒ２を立ち上げる。Ｖｄｒ２を受電した第２のスイッチング手段２２はオンし、第２のチョーク２１にゼロから直線的に増加する励磁電流が流れる。この電流を第２の電流検出手段２５が検出して、第２の制御駆動回路２４によって電圧信号Ｖｅと比較される。
【００４１】
第２のスイッチング手段２２に流れる電流が所定値になるとＶｄｒ２は立ち下がり、第２のスイッチング手段２２はオフする。第２のチョーク２１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出され、図８（ｆ）のように消磁電流Ｉｄ２が第２のダイオード２３を流れる。第２のチョーク２１のインダクタンスを第１のチョーク１１のインダクタンスと等しいかそれ以下に設定しておけば、第２のチョーク２１に蓄えられるエネルギーは第１のチョーク１１に蓄えられるエネルギーと等しいかそれ以下となるので、再びＶｄｒ２が立ち上がる時には第２のチョーク２１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出され終わっている。従って第２の昇圧コンバータ２０の入力電流Ｉｉ２は図８（ｄ）のようになる。
【００４２】
第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電電流が充電電流より放電電流が若干多い定電流であるとすると、第１の駆動信号Ｖｄｒ１の立ち上がりから約半スイッチング周期遅れた時点で、Ｖｃ１とＶｃ２は交差する。即ち第１及び第２の昇圧コンバータ１０，２０は、半スイッチング周期の位相差を有するインターリーブ方式スイッチングコンバータを構成する。このコンバータの入力電流ＩｉはＩｉｌ＋Ｉｉ２であるから図８（ｅ）のようになり、出力コンデンサ２への充電電流ＩｃはＩｄ１＋Ｉｄ２であるから図８（ｇ）のようになる。
【００４３】
次に図９は図８の動作から出力電流が小さくなった条件での各部動作波形を示す。スイッチング周期が短くなるが、図９（ｂ）のように第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅が小さくなり、それらの交差時点はやはりスイッチング周期のほぼ半分に落ち着いている。
【００４４】
即ち、本発明は、臨界モードのようにスイッチング周期の変動するようなスイッチングコンバータに対しても、そのスイッチング周期の所定の割合の時間だけ遅れて第２のスイッチングコンバータが動作できる。
【００４５】
（実施の形態３）
図１０は本発明のインターリーブ方式スイッチングコンバータの一実施の形態の要部である充放電回路と第２の制御駆動回路の回路構成であり、図１１はその各部動作波形図である。図１０は図３の回路に、Ｄ形フリップフロップ４０１の出力Ｖ１とコンパレータ２４１の出力Ｖ３を入力されるＡＮＤ回路４１８とＮＯＲ回路４１９、抵抗４２０と４２１、第１のコンデンサ４１を急速放電するトランジスタ４２２とダイオード４２３、第２のコンデンサ４２を急速放電するトランジスタ４２４とダイオード４２５が急速に放電する手段として付加されたものである。
【００４６】
なお、図１０中において図３と共通する構成要素４００、４０２〜４１７、２４２〜２４５は省略した。以下に図１１を用いて動作を説明する。
【００４７】
図１１（ａ）は第１の駆動信号Ｖｄｒ１である。これをＣＫ端子で受電したＤ形フリップフロップ４０１は、図１１（ｂ）のようにＶｄｒ１の立ち上がりに同期して反転する信号Ｖ１を出力する。第１及び第２のコンデンサ４１，４２は信号Ｖ１に基づき、充放電されることは図３の回路と同様である。図１１（ｄ）は図１１（ｃ）に示す第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を受電するコンパレータ２４１の出力Ｖ３であり、信号Ｖ３に基づき、図１１（ｇ）のように第２のドライブ信号Ｖｄｒ２が得られることも図３の回路と同様である。
【００４８】
図１１（ｅ）はＶ１とＶ３を入力されたＡＮＤ回路４１８の出力信号Ｖ６、図１１（ｆ）はＶ１とＶ３を入力されたＮＯＲ回路の出力信号Ｖ７である。信号Ｖ６によって駆動されたトランジスタ４２２は、放電状態にあったＶｃ１がＶｃ２を下回った後、充電を開始されるまでの期間第１のコンデンサ４１を零電位近辺まで急速放電する。
【００４９】
一方、信号Ｖ７によって駆動されたトランジスタ４２４は、放電状態にあったＶｃ２がＶｃ１を下回った後、充電を開始されるまでの期間第２のコンデンサ４２を零電位近辺まで急速放電する。
【００５０】
以上のように、定常状態では図３の回路との差異はないが、入出力条件の変動に伴うスイッチング周期の変動に対し、各コンデンサが必ず零電位近辺から充電されるので、第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電バランスが速やかに取れる。即ち第２の昇圧コンバータ２０の遅れ時間を過渡状態においても安定させることができる。
【００５１】
なお、実施の形態１から２において、スイッチングコンバータに昇圧コンバータを用いて説明してきたが、その他のスイッチングコンバータにも本発明が適用できることは言うまでもあるまい。
【００５２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、簡易な制御方式によるインターリーブ方式スイッチングコンバータが提供できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態によるインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路構成図
【図２】同各部の動作波形図
【図３】同要部である充放電回路と第２の制御駆動回路の具体的な回路構成図
【図４】同各部動作波形図
【図５】第１及び第２のコンデンサの充放電バランスが崩れた状態を説明する動作波形図
【図６】同応用展開例の動作波形図
【図７】本発明の他の実施の形態のインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路構成図
【図８】同各部動作波形図
【図９】同各部動作波形図
【図１０】本発明の他の実施の形態のインターリーブ方式スイッチングコンバータの要部である充放電回路と第２の制御駆動回路の回路構成図
【図１１】同各部動作波形図
【図１２】従来のインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路構成図
【図１３】同各部動作波形図
【符号の説明】
１０ 第１のスイッチングコンバータ
１２ 第１のスイッチング手段
１４ 第１の制御駆動回路
２０ 第２のスイッチングコンバータ
２２ 第２のスイッチング手段
２４ 第２の制御駆動回路
４０ 充放電回路
４１ 第１のコンデンサ
４２ 第２のコンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に使用されるスイッチングコンバータを並列接続し、各スイッチングコンバータのスイッチング手段を順次オンオフするインターリーブ方式スイッチングコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
インターリーブ方式スイッチングコンバータは、例えば特開昭６１−２８８７８０号公報や特開平１−２３１６６１号公報、特開平１−２７０７６９号公報等に開示されているように、２台のスイッチングコンバータであれば１８０度、Ｎ台であれば３６０／Ｎ度の位相差をもって各スイッチングコンバータのスイッチング手段をオンオフさせることにより、入出力電流のリップルを軽減させるものである。
【０００３】
このような従来のインターリーブ方式スイッチングコンバータとして、２台の昇圧型スイッチングコンバータ（以後、昇圧コンバータと略称する）で構成したインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路構成を図１２に示し、その各部動作波形を図１３に示す。
【０００４】
図１２において、１は入力直流電源、２は出力コンデンサ、３は負荷である。１０は第１の昇圧コンバータであり、第１のチョーク１１、第１のスイッチング手段１２、第１のダイオード１３、第１の電流検出回路１５、第１のＰＷＭ回路１６から構成される。２０は第２の昇圧コンバータであり、第２のチョーク２１、第２のスイッチング手段２２、第２のダイオード２３、第２の電流検出回路２５、第２のＰＷＭ回路２６から構成される。３０は電圧検出回路、５０はクロック回路、５１は分周回路である。
【０００５】
以下、前記回路の動作について説明すると、入力直流電源１の電圧は第１のスイッチング手段１２がオンの時に第１のチョーク１１に印加され、第２のスイッチング手段２２がオンの時に第２のチョーク２１に印加され、各チョーク１１，２１に励磁電流が流れる。第１のスイッチング手段１２がオフすると入力直流電源１から第１のチョーク１１、第１のダイオード１３を通して電流が流れ、第１のチョーク１１を消磁する。第２のスイッチング手段２２がオフすると入力直流電源１から第２のチョーク２１、第２のダイオード２３を通して電流が流れ、第２のチョーク２１を消磁する。
【０００６】
電圧検出回路３０は出力コンデンサ２から負荷３へ供給される出力直流電圧を検出し、基準電圧と比較増幅した電圧誤差信号Ｖｅを第１及び第２のＰＷＭ回路１６，２６へ出力する。
【０００７】
クロック回路５０からのクロック信号Ｖｃｋを受電する分周回路５１は、図１３（ａ）〜（ｃ）に示すようにこれを分周して第１及び第２のクロック信号Ｖｃｋ１，Ｖｃｋ２をそれぞれ第１及び第２のＰＷＭ回路１６，２６へ出力する。第１及び第２の電流検出回路１５，２５はそれぞれ第１及び第２のスイッチング手段１２，２２の電流を検出して、図１３（ｆ），（ｇ）に示すように第１及び第２の電流信号Ｖｉ１，Ｖｉ２をそれぞれ第１及び第２のＰＷＭ回路１６，２６へ出力する。第１及び第２のＰＷＭ回路１６，２６はクロック信号Ｖｃｋ１，Ｖｃｋ２を受電すると、それぞれ第１及び第２のスイッチング手段１２，２２をオンするとともに、電圧信号Ｖｅと第１及び第２の電流信号Ｖｉ１，Ｖｉ２を比較して、電流信号が電圧信号Ｖｅに達するとスイッチング手段をオフする駆動信号Ｖｄｒ１，Ｖｄｒ２を図１３（ｄ），（ｅ）に示すように発生する。
【０００８】
電圧誤差信号Ｖｅは出力直流電圧が上昇すると低下し、低下すると上昇するので、出力直流電圧が安定化するように各スイッチング手段１２，２２のデューティ比が制御される。以上のような動作により、第１の昇圧コンバータ１０の入力電流Ｉｉ１、第２の昇圧コンバータ２０の入力電流Ｉｉ２、入力電流Ｉｉ＝Ｉｉ１＋Ｉｉ２は図１３（ｈ）〜（ｊ）のようになり、第１の昇圧コンバータ１０の出力コンデンサへの充電電流Ｉｄ１、第２の昇圧コンバータ２０の出力コンデンサへの充電電流Ｉｄ２、Ｉｃ＝Ｉｄ１＋Ｉｄ２は図１３（ｋ）〜（ｍ）のようになり、その脈流成分は１台のスイッチングコンバータでまかなう場合の半分で済むものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このようなインターリーブ方式スイッチングコンバータは、クロック回路５０、分周回路５１を必要とするとともに、出力直流電圧も安定化させる必要があるため、制御系が複雑になるという課題を有するとともに、スイッチング周波数も当然固定する必要があるものであった。
【００１０】
本発明は、簡易な制御方式によって任意の位相差を有し、さらにスイッチング周波数の変動するようなスイッチングコンバータにも適用できるインターリーブ方式スイッチングコンバータの提供を目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明のインターリーブ方式スイッチングコンバータは、スイッチング周波数が変動するインターリーブ方式スイッチングコンバータであって、少なくとも第１のスイッチング手段と所定のデューティ比を有する第１の駆動信号を出力して前記第１のスイッチング手段を駆動する第１の制御駆動回路を有する第１のスイッチングコンバータと、前記第１のスイッチングコンバータと並列に接続された少なくとも第２のスイッチング手段と所定のオン期間を有する第２の駆動信号を出力して前記第２のスイッチング手段を駆動する第２の制御駆動回路を有する第２のスイッチングコンバータと、第１及び第２のコンデンサと、前記第１の駆動信号の立ち上がりに同期して前記第１のコンデンサを繰り返し充放電するとともに前記第１のコンデンサを充電する時は前記第２のコンデンサを放電し、前記第１のコンデンサを放電する時は前記第２のコンデンサを充電する充放電回路とから構成され、前記第２の制御駆動回路は、前記第１及び第２のコンデンサの電圧を比較し、両電圧差の反転に同期して第２の駆動信号を出力する機能を有し、さらに 第１、第２のコンデンサに放電時において両電圧差の反転検出から充電開始までの期間内に零電圧又は零電圧近くまで放電する手段を設けたものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、スイッチング周波数が変動するインターリーブ方式スイッチングコンバータであって、少なくとも第１のスイッチング手段と所定のデューティ比を有する第１の駆動信号を出力して前記第１のスイッチング手段を駆動する第１の制御駆動回路を有する第１のスイッチングコンバータと、前記第１のスイッチングコンバータと並列に接続された少なくとも第２のスイッチング手段と所定のオン期間を有する第２の駆動信号を出力して前記第２のスイッチング手段を駆動する第２の制御駆動回路を有する第２のスイッチングコンバータと、第１及び第２のコンデンサと、前記第１の駆動信号の立ち上がりに同期して前記第１のコンデンサを繰り返し充放電するとともに前記第１のコンデンサを充電する時は前記第２のコンデンサを放電し、前記第１のコンデンサを放電する時は前記第２のコンデンサを充電する充放電回路とから構成され、前記第２の制御駆動回路の出力は、前記第１及び第２のコンデンサの電圧を比較し、両電圧差の反転に同期して行われ、さらに 第１、第２のコンデンサに放電時において両電圧差の反転検出から充電開始までの期間内に零電圧又は零電圧近くまで放電する手段を設けたるものであり、上記第１の駆動信号に同期して充放電を行う充放電回路とこの充放電回路に依存して駆動する第２の制御駆動回路を設け、上記充放電回路の充放電電流を適宜選択することによって、極めて簡易な制御方式のインターリーブ方式スイッチングコンバータとすることができるものである。さらに、入出力条件の変動に伴うスイッチング周期の変動に対し、各コンデンサが必ず零電位近辺から充電されるので、第１及び第２のコンデンサの充放電バランスを速やかに取ることができるものである。
【００１４】
以下、本発明の一実施の形態について、図１から図１１により説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明のインターリーブ方式スイッチングコンバータとして、２台の昇圧コンバータで構成した一実施の形態のインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路構成図であり、その各部動作波形を図２に示す。図１において、１は入力直流電源、２は出力コンデンサ、３は負荷である。１０は第１の昇圧コンバータであり、第１のチョーク１１、第１のスイッチング手段１２、第１のダイオード１３、第１の制御駆動回路１４、第１の電流検出回路１５から構成される。第１の電流検出回路１５は第１のスイッチング手段１２の電流を検出し、第１の電流信号Ｖｉ１を出力する。
【００１５】
２０は第２の昇圧コンバータであり、第２のチョーク２１、第２のスイッチング手段２２、第２のダイオード２３、第２の制御駆動回路２４、第２の電流検出回路２５から構成される。第２の電流検出回路２５は第２のスイッチング手段２２の電流を検出し、第２の電流信号Ｖｉ２を出力する。
【００１６】
３０は電圧検出回路であり、出力コンデンサ２から負荷３へ供給される出力直流電圧を検出し、基準電圧と比較増幅した電圧信号Ｖｅを出力する。第１の制御駆動回路１４は、第１の電流信号Ｖｉ１と電圧信号Ｖｅを受電し、所定の周期とデューティ比を有する第１の駆動信号Ｖｄｒ１を出力する。第１のスイッチング手段１２は第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電してオンオフする。
【００１７】
４０は充放電回路、４１は第１のコンデンサ、４２は第２のコンデンサである。充放電回路４０は、第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電し、その立ち上がりに同期して第１及び第２のコンデンサ４１，４２を所定の電流で充放電する。第１のコンデンサ４１が放電されている時は第２のコンデンサ４２を充電し、第１のコンデンサ４１を充電している時は第２のコンデンサ４２を放電する。第２の制御駆動回路２４は第１のコンデンサ４１の電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサ４２の電圧Ｖｃ２、第２の電流信号Ｖｉ２、電圧信号Ｖｅを受電し、Ｖｃ１とＶｃ２が交差する時点で立ち上がり、所定のオン期間を有する第２の駆動信号Ｖｄｒ２を出力する。第２のスイッチング手段２２は第２の駆動信号Ｖｄｒ２を受電してオンオフする。
【００１８】
以上のように構成されたインターリーブ方式スイッチングコンバータについて、図２も加えてより詳細な動作について説明する。図２（ａ）は第１の制御駆動回路１４から出力される第１の駆動信号Ｖｄｒ１である。Ｖｄｒ１が立ち上がると第１のスイッチング手段１２がオンし、第１のチョーク１１に励磁電流が流れる。この電流を第１の電流検出手段１５が検出して、図２（ｄ）のような第１の電流信号Ｖｉ１を出力する。Ｖｉ１は電圧信号Ｖｅと比較されて、Ｖｉ１がＶｅを越えるとＶｄｒ１は立ち下がり、第１のスイッチング手段１２はオフする。
【００１９】
第１のチョーク１１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出され、図２（ｉ）のように消磁電流Ｉｄ１が第１のダイオード１３を流れる。従って第１のスイッチングコンバータ１０の入力電流Ｉｉ１は図２（ｆ）のようになる。
【００２０】
図２（ｂ）は第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２である。第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電した充放電回路４０によって、Ｖｄｒ１の立ち上がりに同期して各々充放電される。
【００２１】
Ｖｃ１とＶｃ２を受電した第２の制御駆動回路２４は、図２（ｃ）のように両者の交差時点で第２の駆動信号Ｖｄｒ２を立ち上げる。Ｖｄｒ２を受電した第２のスイッチング手段２２はオンし、第２のチョーク２１に励磁電流が流れる。この電流を第２の電流検出手段２５が検出して、図２（ｅ）のような第２の電流信号Ｖｉ２を出力する。Ｖｉ２は電圧信号Ｖｅと比較されて、Ｖｉ２がＶｅを越えるとＶｄｒ２は立ち下がり、第２のスイッチング手段２２はオフする。
【００２２】
第２のチョーク２１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出され、図２（ｊ）のように消磁電流Ｉｄ２が第２のダイオード２３を流れる。従って第２の昇圧コンバータ２０の入力電流Ｉｉ２は図２（ｇ）のようになる。電圧信号Ｖｅは出力直流電圧が上昇すると低下し、低下すると上昇するので出力直流電圧が安定化するように各スイッチング手段１２，２２のデューティ比が制御される。第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電電流が等しい定電流であるとすると、第１の駆動信号Ｖｄｒ１の立ち上がりから半スイッチング周期遅れた時点でＶｃ１とＶｃ２は交差する。
【００２３】
即ち、第１及び第２の昇圧コンバータ１０，２０は、半スイッチング周期の位相差を有するインターリーブ方式スイッチングコンバータを構成する。このコンバータの入力電流ＩｉはＩｉ１＋Ｉｉ２であるから図２（ｈ）のようになり、出力コンデンサ２への充電電流ＩｃはＩｄ１＋Ｉｄ２であるから図２（ｋ）のようになる。
【００２４】
図３は充放電回路４０と第２の制御駆動回路２４のより具体的な回路構成例を示す。図３において、４００は制御回路用バイアス電源であり、通常チョークなどに別巻線を設けてコンバータ動作中に発生する電圧を整流平滑して得る。４０１はＤ形フリップフロップ、４０２〜４０５は抵抗、４０６〜４１１はダイオード、４１２〜４１５はトランジスタ、４１６、４１７は充放電電流を制御する抵抗であり、以上の部品で充放電回路４０を構成する。２４１はコンパレータ、２４２はインバータ、２４３はＥＸ−ＯＲ回路で、その出力を反転している。２４４はコンパレータ、２４５はＲＳフリップフロップで、以上の部品で第２の制御駆動回路２４を構成している。
【００２５】
その要部波形を図４に示し、図３の回路の動作を図４を用いて以下に説明する。
【００２６】
図４（ａ）は第１の駆動信号Ｖｄｒ１である。これをＣＫ端子で受電したＤ形フリップフロップ４０１は、図４（ｂ）及び図４（ｃ）のようにＶｄｒ１の立ち上がりに同期して反転する信号Ｖ１及びＶ２を出力する。
【００２７】
図４（ｄ）はトランジスタ４１２〜４１５のオンオフの状態を示す。Ｖ１：Ｈ、Ｖ２：Ｌの時、ＰＮＰトランジスタ４１２とＮＰＮトランジスタ４１５はオフ、ＮＰＮトランジスタ４１３とＰＮＰトランジスタ４１４がオンしているので、第１のコンデンサ４１は放電、第２のコンデンサ４２は充電され、逆にＶ１：Ｌ、Ｖ２：Ｈの時は第１のコンデンサ４１は充電、第２のコンデンサ４２は放電される。
【００２８】
図４（ｅ）はこの充放電の様子を示す。抵抗４１６と４１７の抵抗値をＲ、ダイオード４０６〜４１１の順方向電圧降下とトランジスタ４１２〜４１５のベース・エミッタ電圧が等しくＶｄであるとすると、充放電電流はＶｄ／Ｒの定電流となる。コンパレータ２４１は第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を入力され、図４（ｆ）のように両電圧の交差時点で反転する信号Ｖ３を出力する。
【００２９】
インバータ２４２とＥＸ−ＯＲ回路２４３は信号Ｖ３を入力され、図４（ｇ）のようにＶ３の反転に同期したワンショットパルスＶ４を出力する。ＲＳフリップフロップ２４５はワンショットパルスＶ４をセット端子に入力され、これに同期してその出力即ち第２の駆動信号Ｖｄｒ２を立ち上げる。一方、リセット端子には、図４（ｈ），（ｉ）のように第２の電流信号Ｖｉ２と電圧信号Ｖｅとを比較したコンパレータ２４４の出力Ｖ５が入力され、図４（ｊ）のようにＶｄｒ２をＶ５に同期して立ち下げる。
【００３０】
なお、図２（ｂ）や図４（ｅ）のように第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧が浮いていると、入出力条件の急変などでスイッチング周期が急変するような場合、図５のように充放電のバランスが偏ってしまうことがある。このような問題を解決するには、第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電において充電電流より放電電流を若干多く設定すればよい。このようにすれば過渡的にバランスを崩すことはあっても、いずれ放電終了時のコンデンサの電圧は零電圧近辺に落ち着く。
【００３１】
またＶｃ１とＶｃ２の交差時点が早くなるので、Ｖｄｒ２が立ち上がるまでの遅れ時間を補正することができる。
【００３２】
さらに、第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電において、充電電流より放電電流を多く設定することを積極的に利用すれば、半スイッチング周期内の任意の遅れ時間で第２の駆動信号を立ち上げることが可能である。この様子を図６に示す。
【００３３】
第１及び第２のコンデンサ４１，４２のキャパシタンスをＣ、スイッチング周期をＴｓ、充電電流をＩｃｈとすると、充電時の第１のコンデンサ電圧Ｖｃ１は、Ｖｃ１＝Ｉｃｈ・ｔ／Ｃ、充電終了時の電圧Ｖｃｈは、Ｖｃｈ＝Ｉｃｈ・Ｔｓ／Ｃで表される。一方、放電電流をＡ・Ｉｃｈ（Ａ＞１）とすると、放電時の第２のコンデンサの電圧Ｖｃ２は、Ｖｃ２＝Ｉｃｈ・Ｔｓ／Ｃ−Ａ・Ｉｃｈ・ｔ／Ｃ＝（Ｔｓ−Ａ・ｔ）・Ｉｃｈ／Ｃとなる。交差時点は、Ｖｃ１＝Ｖｃ２より、ｔ＝Ｔｓ／（１＋Ａ）となる。即ち、遅れ時間Ｔｄをスイッチング周期の１／（１＋Ａ）にできる。
【００３４】
（実施の形態２）
図７は本発明のインターリーブ方式スイッチングコンバータの他の実施の形態の回路構成図、図８及び図９は各部動作波形図を示す。図７において、図１と異なるのは、第１のチョーク１１にリセット検出巻線１１１が施されている点である。
【００３５】
また、リセット検出巻線１１１の電圧を受電する第１の制御駆動回路１４は、第１のダイオード１３が消磁電流を流し終えてオフすることによる第１のチョーク１１の電圧反転を検出し、第１の駆動信号Ｖｄｒ１を立ち上げる機能を有する。
【００３６】
即ち、第１の昇圧コンバータ１０は臨界モード動作をする。臨界モードでは、ダイオードリカバリーノイズが発生しないという長所があるが、入出力リップル電流が大きいという短所と、入力電圧が高いほど、また出力電流が小さいほどスイッチング周波数が高くなるという特性がある。
【００３７】
以下に、本発明ではスイッチング周波数が変動しても、スイッチング周期の所定の割合の時間だけ遅れて第２の昇圧コンバータが動作できることを図８と図９を用いて説明する。
【００３８】
図８において（ａ）は第１の駆動信号Ｖｄｒ１である。Ｖｄｒ１が立ち上がると第１のスイッチング手段１２がオンし、第１のチョーク１１にゼロから直線的に増加する励磁電流が流れる。この電流を第１の電流検出手段１５が検出し、第１の制御駆動回路１４によって電圧信号Ｖｅと比較され、所定値に達するとＶｄｒ１は立ち下がり、第１のスイッチング手段１２はオフする。第１のチョーク１１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出され、図８（ｆ）のように消磁電流Ｉｄ１が第１のダイオード１３を流れる。
【００３９】
この消磁電流が流れ終わって第１のチョーク１１の電圧が反転すると、この電圧反転をリセット検出巻線１１１を介して検出した第１の制御駆動回路１４は再び第１の駆動信号Ｖｄｒ１を立ち上げ、上記動作を繰り返す。
【００４０】
従って、第１の昇圧コンバータ１０の入力電流Ｉｉ１は図８（ｄ）のようになる。図８（ｂ）は第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２である。第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電した充放電回路４０によって、Ｖｄｒ１の立ち上がりに同期して各々充放電される。Ｖｃ１とＶｃ２を受電した第２の制御駆動回路２４は、図８（ｃ）のように両者の交差時点で第２の駆動信号Ｖｄｒ２を立ち上げる。Ｖｄｒ２を受電した第２のスイッチング手段２２はオンし、第２のチョーク２１にゼロから直線的に増加する励磁電流が流れる。この電流を第２の電流検出手段２５が検出して、第２の制御駆動回路２４によって電圧信号Ｖｅと比較される。
【００４１】
第２のスイッチング手段２２に流れる電流が所定値になるとＶｄｒ２は立ち下がり、第２のスイッチング手段２２はオフする。第２のチョーク２１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出され、図８（ｆ）のように消磁電流Ｉｄ２が第２のダイオード２３を流れる。第２のチョーク２１のインダクタンスを第１のチョーク１１のインダクタンスと等しいかそれ以下に設定しておけば、第２のチョーク２１に蓄えられるエネルギーは第１のチョーク１１に蓄えられるエネルギーと等しいかそれ以下となるので、再びＶｄｒ２が立ち上がる時には第２のチョーク２１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出され終わっている。従って第２の昇圧コンバータ２０の入力電流Ｉｉ２は図８（ｄ）のようになる。
【００４２】
第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電電流が充電電流より放電電流が若干多い定電流であるとすると、第１の駆動信号Ｖｄｒ１の立ち上がりから約半スイッチング周期遅れた時点で、Ｖｃ１とＶｃ２は交差する。即ち第１及び第２の昇圧コンバータ１０，２０は、半スイッチング周期の位相差を有するインターリーブ方式スイッチングコンバータを構成する。このコンバータの入力電流ＩｉはＩｉｌ＋Ｉｉ２であるから図８（ｅ）のようになり、出力コンデンサ２への充電電流ＩｃはＩｄ１＋Ｉｄ２であるから図８（ｇ）のようになる。
【００４３】
次に図９は図８の動作から出力電流が小さくなった条件での各部動作波形を示す。スイッチング周期が短くなるが、図９（ｂ）のように第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅が小さくなり、それらの交差時点はやはりスイッチング周期のほぼ半分に落ち着いている。
【００４４】
即ち、本発明は、臨界モードのようにスイッチング周期の変動するようなスイッチングコンバータに対しても、そのスイッチング周期の所定の割合の時間だけ遅れて第２のスイッチングコンバータが動作できる。
【００４５】
（実施の形態３）
図１０は本発明のインターリーブ方式スイッチングコンバータの一実施の形態の要部である充放電回路と第２の制御駆動回路の回路構成であり、図１１はその各部動作波形図である。図１０は図３の回路に、Ｄ形フリップフロップ４０１の出力Ｖ１とコンパレータ２４１の出力Ｖ３を入力されるＡＮＤ回路４１８とＮＯＲ回路４１９、抵抗４２０と４２１、第１のコンデンサ４１を急速放電するトランジスタ４２２とダイオード４２３、第２のコンデンサ４２を急速放電するトランジスタ４２４とダイオード４２５が急速に放電する手段として付加されたものである。
【００４６】
なお、図１０中において図３と共通する構成要素４００、４０２〜４１７、２４２〜２４５は省略した。以下に図１１を用いて動作を説明する。
【００４７】
図１１（ａ）は第１の駆動信号Ｖｄｒ１である。これをＣＫ端子で受電したＤ形フリップフロップ４０１は、図１１（ｂ）のようにＶｄｒ１の立ち上がりに同期して反転する信号Ｖ１を出力する。第１及び第２のコンデンサ４１，４２は信号Ｖ１に基づき、充放電されることは図３の回路と同様である。図１１（ｄ）は図１１（ｃ）に示す第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を受電するコンパレータ２４１の出力Ｖ３であり、信号Ｖ３に基づき、図１１（ｇ）のように第２のドライブ信号Ｖｄｒ２が得られることも図３の回路と同様である。
【００４８】
図１１（ｅ）はＶ１とＶ３を入力されたＡＮＤ回路４１８の出力信号Ｖ６、図１１（ｆ）はＶ１とＶ３を入力されたＮＯＲ回路の出力信号Ｖ７である。信号Ｖ６によって駆動されたトランジスタ４２２は、放電状態にあったＶｃ１がＶｃ２を下回った後、充電を開始されるまでの期間第１のコンデンサ４１を零電位近辺まで急速放電する。
【００４９】
一方、信号Ｖ７によって駆動されたトランジスタ４２４は、放電状態にあったＶｃ２がＶｃ１を下回った後、充電を開始されるまでの期間第２のコンデンサ４２を零電位近辺まで急速放電する。
【００５０】
以上のように、定常状態では図３の回路との差異はないが、入出力条件の変動に伴うスイッチング周期の変動に対し、各コンデンサが必ず零電位近辺から充電されるので、第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電バランスが速やかに取れる。即ち第２の昇圧コンバータ２０の遅れ時間を過渡状態においても安定させることができる。
【００５１】
なお、実施の形態１から２において、スイッチングコンバータに昇圧コンバータを用いて説明してきたが、その他のスイッチングコンバータにも本発明が適用できることは言うまでもあるまい。
【００５２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、簡易な制御方式によるインターリーブ方式スイッチングコンバータが提供できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態によるインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路構成図
【図２】同各部の動作波形図
【図３】同要部である充放電回路と第２の制御駆動回路の具体的な回路構成図
【図４】同各部動作波形図
【図５】第１及び第２のコンデンサの充放電バランスが崩れた状態を説明する動作波形図
【図６】同応用展開例の動作波形図
【図７】本発明の他の実施の形態のインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路構成図
【図８】同各部動作波形図
【図９】同各部動作波形図
【図１０】本発明の他の実施の形態のインターリーブ方式スイッチングコンバータの要部である充放電回路と第２の制御駆動回路の回路構成図
【図１１】同各部動作波形図
【図１２】従来のインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路構成図
【図１３】同各部動作波形図
【符号の説明】
１０ 第１のスイッチングコンバータ
１２ 第１のスイッチング手段
１４ 第１の制御駆動回路
２０ 第２のスイッチングコンバータ
２２ 第２のスイッチング手段
２４ 第２の制御駆動回路
４０ 充放電回路
４１ 第１のコンデンサ
４２ 第２のコンデンサ
Claims (1)
- スイッチング周波数が変動するインターリーブ方式スイッチングコンバータであって、少なくとも第１のスイッチング手段と所定のデューティ比を有する第１の駆動信号を出力して前記第１のスイッチング手段を駆動する第１の制御駆動回路を有する第１のスイッチングコンバータと、前記第１のスイッチングコンバータと並列に接続された少なくとも第２のスイッチング手段と所定のオン期間を有する第２の駆動信号を出力して前記第２のスイッチング手段を駆動する第２の制御駆動回路を有する第２のスイッチングコンバータと、第１及び第２のコンデンサと、前記第１の駆動信号の立ち上がりに同期して前記第１のコンデンサを繰り返し充放電するとともに前記第１のコンデンサを充電する時は前記第２のコンデンサを放電し、前記第１のコンデンサを放電する時は前記第２のコンデンサを充電する充放電回路とから構成され、前記第２の制御駆動回路の第２の駆動信号の出力は、前記第１及び第２のコンデンサの電圧を比較し両電圧差の反転に同期して行われ、さらに 第１、第２のコンデンサに放電時において両電圧差の反転検出から充電開始までの期間内に零電圧又は零電圧近くまで放電する手段を設けたインターリーブ方式スイッチングコンバータ。
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