JPH03503713A - 制御されたスロープ補償を備えた電流モード・コンバータ - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 制御されたスロープ補（ｊｔヲ 備えた電流モード・コンバータ 発明の分野 本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの分野に関し、特に、電流モード・コンバータ の安定性及び電力ファクターを改良するための方法及び装置に関する。

発明の背景 電流モード・コンバータは、動作状態の広い範囲にわたって効率的な動作を与え る電源を切換える周知のタイプである。これらのコンバータは、電圧ステップ・ アップ（ブースト）又は電圧ステップ・ダウン（ブック）の構成のいずれかで設 計される。

典型的な電圧モード・ブースト・コンバータにおいて、インダクタは、電源とス イッチング・トランジスタのドレインとの間に置かれる。ダイオードは、インダ クタ／ドレイン共通端子とコンバータの出力との間に接続される。スイッチング ・トランジスタがパルス幅変調器の制御のもとでターン・オン及びターン・オフ されると、インダクタは、このインダクタとスイッチング・トランジスタを介し て接地に流れる電流で付勢され、インダクタのコアに磁束の形態でエネルギを蓄 積する。スイッチング・トランジスタがターン・オフされると、電流はインダク タを流れ続ける。磁界が減衰するにつれて、ダイオードを介して負荷に与えられ る電圧がインダクタに現われる。典型的には、大容量のコンデンサがコンバータ の出力に設けられ、スイッチング・トランジスタがインダクタをチャージしてい る期間中、コンバータの出力電圧を所定のレベルに維持する。電圧制御コンバー タにおいて、負荷に現われる電圧は、分圧凹路網を介してエラー増幅器によって 感知される。エラー増幅器は、コンバータの出力に現われる電圧に関するエラー 電圧を発生する。コンバータの出力に現われるわずかな電圧変化は、エラー増幅 器によって比較的大きな電圧変化に変えられる。エラー増幅器の出力は比較器の 一方の端子に接続され、その他方の端子は一定周波数のランプ信号に接続される 。エラー増幅器の出力に現われる電圧がランプ信号電圧に関して上昇し且つ下降 すると、比較器の出力は、パルス幅変調された波形で状態を変化する。この信号 は、スイッチング・トランジスタに接続されて、その切換えを実行し、調整器ル ープを完了する。

電流モード・コンバータにおいて、ピーク電流検出法がパルス幅変調制御信号の 発生に使用される。特に、感知抵抗が、スイッチング・トランジスタ及びインダ クタと直列に設けられる。

直列の抵抗は、インダクタの電流を感知する。スイッチング・トランジスタは典 型的には、フリップ／フロップで制御され、このフリップ／フロップは、所定の 周波数を有するクロック信号によって高出力を与えるように設定される。フリッ プ・フロップの出力が高いときは常に、スイッチング・トランジスタはターン・ オンする。スイッチング・トランジスタがターン・オンすると、インダクタとス イッチング・トランジスタに電流が流れ始める。電流感知抵抗に現われる電圧は 、所定の電圧レベルを検出する比較器に接続される。感知抵抗に現われる電圧が 所定の電圧レベル以上に上昇すると、比較器の出力は、状態を変化してフリップ ／フロップをリセットし、それによって次のタロツク・サイクルまでスイッチン グ・トランジスタをターン・オフする。このように、電流モード・コンバータに おいて、インダクタのチャージ・サイクルは、一定周波数のクロック信号によっ て開始され、インダクタのピーク電流が所定のレベルに達する度に終了される。

インダクタのチャージ・サイクル中に電流がチャージする速度は、電流波形のス ロープとして参照される。

電流モード・コンバータは、電圧モード・コンバータに比して幾つかの利点を与 える。電流モード・コンバータは簡単なトポロジーを与える。インダクタはイン ダクタのピーク電流によってオン・オフに切換えられるので、別個のパルス幅変 調器回路の必要性が除かれる。更に、電流モード・コンバータの過渡応答が非常 に改善される。

電流モード・コンバータは多くの利点を与えるが、それは欠点も有している。そ のような欠点は、Ｂ、　Ｈｏ１ｌａｎｄの”Ｍｏｄｅｌｉｎｇ。

Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　Ｏｆ　Ｔｈｅ　Ｃｕｒ ｒｅｎｔ　Ｍｏｄｅ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ″。

ＰｏｗｅｒｃｏｎＩＩ　Ｐｒｏｃｅｅｄｊｎｇｓ、論文Ｉ　−２，１９８４，で 論述されている。Ｈｏｌ　１ａｎｄ他は、電流モード・コンバータが、ループ感 知よりむしろピークに起因する理想的なループ応答より５０％のデユーティ−・ サイクル以上のオープン・ループ不安定性の問題、及び特にインダクタ電流が小 さいときに副翼波発振及び雑音感度の傾向の問題を呈することを示した。

Ｈｏ１ｌａｎｄは、そのような問題の多くがスロープ補償を感知された電流波形 に加えることによって十分に減少でき得ることを示した。Ｈｏ１ｌａｎｄは、補 償ランプのスロープが電流波形の下降スロープの１／２より大きくなければなら ないことを示した。

このように、ブック型調整器に関して、下降スロープがＲ３（Ｖ　　／Ｌ）に等 しい定数の場合に、スロープ補償の振幅（Ａ）は、５０％のデユーティ−・サイ クル以上の安定性を補償するために、以下のように選択されるべきである。

Ａ＞Ｔ−Ｒ（Ｖ　　／Ｌ） Ｓ　　　　　Ｏ ここで、■　＝コンバータの出力電圧 Ｔ−コンバータのスイッチ期間 Ｒ＝電流感知抵抗の抵抗値 Ｌ　−インダクタのインダクタンスｍＨこの技法は、全ての負荷状態のもとで、 コンバータを安定にするが、コンバータの直線性及び過渡応答は、軽負荷時にか なり劣化する。

電流モード・コンバータの性能を改善する１つの技法は、Ｍｕｒｄｏｃｋによっ て発明され、ここで参照する米国特許第４．６７２，５１８号で論述されている 。この特許は、一定のスロープ・ランプ信号が軽負荷でのスロープ補償のために 感知電流波形と合計される技法を開示している。重負荷のもとで、補償信号は、 不作動にされ、或いは、別の減少された一定のスロープに切換えられる。この技 法は、１つの動作モードに対して最適化された補償ランプ信号が別の動作モード に対して適当でないということを認識しており、２つのレベルの一定スロープ補 償が提供されているのに過ぎない。

Ｈｏ１ｌａｎｄ及びＭｕｒｄｏｃｋは、スロープ補償が電流モード・コンバータ の性能を改善するということを示したが、全ての既知のスロープ補償の技法は固 定されたスロープ補償を用いている。

即ち、感知電流波形は一定のスロープを有するランプ信号と合計され、得られた 信号は、フリップ／フロップ及びスイッチング・トランジスタを制御する比較器 に接続される。現在の動作状態に対してスロープ補償の必要量のみを与える技法 は知られていない。

更に、既知のスロープ補償技法は、厳密にフィルタ処理されたＤＣ電源から作動 される回路に基づいている。固定スロープ補償は、フィルタ処理されない電源、 例えば、整流器ブリッジのフィルタ処理されない出力、によって作動する回路に 有効ではない。この場合に、電源供給は、ゼロ電圧と電源電圧との間で正弦的に 変化する。入力電圧が変化すると、スロープ補償の必要量もまた変化する。固定 スロープ補償システムにおいて、可変人力電圧は、インダクタの平均電流の正弦 波形に歪を与える。更に、円滑なりＣ入力電圧を必要とする回路は概ね、ライン 人力電力ファクターを劣化する大きな電解フィルタ・コンデンサを使用し、信頼 性のないものとして知られている。本発明は、このコンデンサの必要性を排除し 、従来のコンバータに比して、入力ライン電力ファクター及び信頼性を改善する 。

最後に、従来の技法は、電力ファクターへのスロープ補償の効果の問題を扱って はいなかった。固定スロープ補償は、軽負荷時及び高ライン電圧時の電力ファク ターの点で劣っている。

コンバータの電力ファクターがクリティカルな場合に、既知の電流モード・コン バータは不適当であり、その理由は、これらの回路の電力ファクターがその回路 への入力電圧の変化に従って変化するためである。電流モード・コンバータが、 はぼ完全な電力ファクターを維持して、フィルタ処理されない、或いは部分的に フィルタ処理された電源で作動する回路で、制御された可変スロープ補償を具体 化できる従来の技法は知られていない。

発明の要約 要約すると、本発明の１つの特徴において、可変スロープ補償を備えた電流モー ド・コンバータが提供される。本発明は、電流モード・コンバータの出力を感知 して、コンバータの現負荷によって決定されるスロープをもつランプ信号を発生 する可変スロープ補償回路を与えることによって、従来の電流モード・コンバー タを変更する。この可変スロープ・ランプ信号は、感知電流信号と組合せて、電 流モード・コンバータの比較器に接続される補償された感知電流信号を発生する 。

本発明の別の特徴は、はぼ完全な電力ファクターを有するスロ・−ブ補償される 電流モード・コンバータを提供する。本発明のこの特徴において、２倍整流入力 電圧波形を感知する装置が含まれる。この感知装置の出力は、コンバータのエラ ー増幅器の出力と乗算され、エラー増幅器によって発生されるエラー信号を振幅 変調し、入力瞬間電圧波形と直線的に比例する瞬間的なインダクタ電流を与える 。

従って、本発明の目的は、負荷に応答する連続的な可変スロープ補償を有する電 流モード・コンバータを提供することである。

本発明の他の目的は、フィルタ処理されない電源で作動可能な電流モード・コン バータを提供することである。

本発明の他の目的は、全ての負荷及び電源入力電圧の状態のもとてスロープ補償 が最適化される電流モード・コンバータを提供することである。

本発明の更に他の目的は、フィルタ処理されない電源からの作動に適合された連 続的な可変スロープ補償を有する電流モード・コンバータを提供することである 。

本発明の他の目的は、実質的に全ての負荷状態のもとてほぼ完全な電力ファクタ ーを維持する電流モード・コンバータを提供することである。

、　本発明の他の目的は、全電源入力電圧状態のもとてほぼ完全な電力ファクタ ーを維持する電流モード・コンバータを提供することである。

本発明の更に他の目的は、フィルタ処理されない電源で作動するときに、はぼ完 全な電力ファクターを維持する連続的な可変スロープ補償を何する電流モード・ コンバータを提供することである。

図面の簡単な説明 第１図は、連続的な可変スロープ補償を含む本発明の一実施例の概略図である。

第２図は、はぼ完全な電力ファクター及び連続的な可変スロープ補償を有する電 流モード・コンバータである本発明の好適な実施例の概略図である。

第３図は、第２図の回路の動作を説明するために使用される一連のグラフである 。

第４図は、本発明の好適な実施例に使用されるスロープ補償の大きさを示すグラ フである。

第５図は、分離されたコンバータ出力を必要とする応用に特に有用な、第２図の 回路の変更例の概略図である。

第６図は、高電力応用で感知された電流信号とスロープ補償信号を組合せるため に使用できる回路の概略図である。

発明の詳細な説明 本発明の１つの特徴は、可変スロープ補償発生器を設けた電流モード・コンバー タである。本発明は、コンバータの負荷を感知し、スロープ補償をこの負荷に対 して最適化されたレベルにｍ整する。第１図を参照すると、本発明の電流モード ・コンバータ１００は、電流モード・コンバータ回路１０２及び可変スロープ発 生器１０４を含む。電流モード・コンバータ１０２は、一端で電源入力端子１０ ８に接続されるインダクタ１０６を含む。本発明のこの実施例において、ＤＣ入 力は、大きな電解コンデンサ（図示せず）によってフィルタ処理され得る。イン ダクタ１０６の他端は、スイッチング・トランジスタ１１２のドレイン１１０に 接続される。スイッチング・トランジスタ１１２のソース端子は、抵抗１２６を 介して接地端子１０９に接続される。ドレイン１１０及びインダクタ１０６は更 に、ダイオード１１４のカソードに接続される。ダイオード１１４のアノードは 、出力フィルタ・コンデンサ１１６に、またコンバータ１００のａ内端子１１７ 及び負荷１１８に接続される。スイッチング・トランジスタ１１２は、バッファ １２２を介してスイッチング争トランジスタ１１２に接続されたフリップ／フロ ップ１２０によって制御される。

動作において、インダクタ１０６は、スイッチング・トランジスタ１１２がター ン・オンするときに周期的に付勢される。この期間中に、電流は、ある最小レベ ルで流れ始め、スイ・ンチング・トランジスタ１１２がターン・オフするまでに ほぼ直線的な割合で上昇する。スイッチング・トランジスタ１１２がターン・オ フすると、インダクタの電流は、ダイオード１１４を介して、コンデンサ１１６ 及び負荷１１８に与えられる。ダイオード１１４は、スイッチング・トランジス タ１１２がインダクタ１０６をチャージする期間中にコンデンサ１１６の放電を 防止する。インダクタ１０６がダイオード１１４を介して放電する期間中に、イ ンダクタ１０６のチャージ電流及び対応する減衰磁界は、インダクタ１０６に現 われる電圧を発生する。コンデンサ１１６は、インダクタ１０６がチャージして いる期間中に、負荷１１８にこの電圧を維持するのに適当な大きさに選択される 。

前述のように、インダクタのチャージ・サイクルは、フリップ／フロップ１２０ の出力が高くなるときに開示される。これはタロツク１２４によって実行され、 このクロックはフリップ／フロップ１２０のセット入力に接続される。このよう に、フリップ／フロップ１２０の出力は、クロック１２４の各クロック・サイク ル毎に高状態にセットされる（そしてトランジスタ１１２がターン・オンされる ）。

インダクタのチャージ・サイクルは、インダクタのピーク電流が所定のレベルに 達すると終了する。電流感知抵抗１２６は、スイッチング争トランジスタ１１２ のソースと接地との間に接続され、これにより、電流感知抵抗１２６に現われる 電圧は、スイッチング・トランジスタ１１２がオンのときにインダクタ１０６を 流れる電流に直接関係付けられる。電流感知抵抗１２６とスイッチング・トラン ジスタ１１２の共通の接続点は、抵抗１３０を介して比較器１２ｇの非反転入力 に接続される。コンデンサ１３２は、比較器１２８の非反転入力と接地との間に 接続され、雑音の存在時にコンバータの動作を改善する。比較器１２８のスイッ チング閾値は、比較器１２８の反転出力に接続されるエラー増幅器１３４の出力 電圧によって設定される。

コンバータ１００の出力１１７は、抵抗１３６及び１３８より成る分圧器を介し てエラー増幅器１３４の反転入力に接続される。エラー増幅器１３４の非反転入 力は、端子１４０で電圧基準源に接続される。エラー増幅器１３４の出力は、コ ンバータの出力１１７に現われる電圧に反比例する。従って、比較器１２８のス イッチング閾値が下降し、比較器の出力電圧の上昇で比較器１２８を低レベルに トリガする。換言すると、比較器の出力電圧が所定の閾値に上昇すると、コンバ ータのオン・サイクルが終了し、デユーティ−・サイクルが減少する。補償コン デンサ１４２は、エラー増幅器１３４の反転入力と出力との間に接続され、エラ ー増幅器の帯域、従ってコンバータ１００の応答時間を設定する。

前述の回路は大抵の電流モード・コンバータに典型的なものであり、他の変更を 与えずに多くの状態のもとで機能する。更に変更を与えずに、抵抗１２６に現わ れる電圧は、補償されない感知電流波形を示す。本発明は、可変スロープ補償回 路網１０４を付加することで従来技術を改良し、この回路網は、ノード１４３で 非補償の感知電流信号と合計される可変スロープ信号を発生し、全ての負荷状態 のもとで安定した動作を与える補償された感知電流波形を発生する。回路１０４ によって発生される可変スロープ信号は、現在の負荷状態に必要な補償を与える のに過ぎない。第１図の回路はまた、可変電圧ＤＣ電源からの作動に適合され、 可変スロープ信号もまた入力電圧状態の変化を補償する。

可変スロープ補償回路網１０４は、フリップ／フロップ１２０の出力とスイッチ ング・トランジスタ１４６との間に接続されたインバータ１４４を介して付勢さ れる。抵抗１４９は、トランジスタ１４６のベースをインバータ１４４の出力に 接続する。インダクタの放電サイクル中に、フリップ／フロップ１２０の出力は 低状態にある。従って、インバータ１４４の出力は高状態にあり、トランジスタ １４６をターン・オンし、それによってトランジスタ１４６のコレクタが接地さ れる。この状態のもとで、可変スロープ補償回路１０４が不作動になる。インダ クタの充電サイクルが開始すると、フリップ／フロップ１２０の出力が高状態に なり、インバータ１４４の出力が低状態になり、従って、トランジスタ１４６を ターン・オフし、可変スロープ補償回路１０４の通常動作を可能にする。

可変スロープ信号は、コンデンサ１４８の充電によって発生されるランプ信号で ある。この充電は、エラー増幅器１３４の出力に接続された非反転入力を有する 増幅器１５０によって制御される。抵抗１５２及び１５４によって形成される分 圧器は、増幅器１５０の出力、増幅器１５０の反転入力、接地の間に接続される 。

増幅器１５０の利得は抵抗１５２及び１５４によって設定され、その出力電圧は その入力に現われる電圧の約１０倍となる。増幅器１５０の出力は、抵抗１５６ を介してコンデンサ１４８に接続され、コンデンサ１４８を充電する。コンデン サ１４８の充電電流は、抵抗１５６及び１５８を介して与えられる。抵抗１５８ は、端子１６０で電圧源とコンデンサ１４８との間に接続される。コンデンサ１ ４８を増幅器１５０の出力での電圧程度に高い電圧に充電することが可能である が、それは、この電圧に達する以前にトランジスタ１４８によって放電される。

従って、増幅器１５０の出力での電圧が変化すると、コンデンサ１４８はそれに 従って充電される。抵抗１５８は、低レベルのＦＥＴ電流でコンデンサ１４ｇの 最小の一定充電率を保証する。コンデンサ１４８は、インダクタ電流がその所定 のピーク・レベルに達するやいなや、完全に放電される。

コンデンサ１４８に現われる電圧波形は、クロック１２４によって発生される信 号と同じ周波数を有する鋸歯状波と同様である。

コンデンサ１４８に発生される電圧波形は増幅器１６２の非反転入力に接続され る。増幅器１６２は固定利得の増幅器であり、その利得は抵抗１６４及び１６６ によって設定される。増幅器１６２は、所望の利得に設定され、コンデンサ１４ ８を合計ノード１４３からるが、回路１００は十分に機能する。増幅器１６２の 出力は、抵抗１６８及びコンデンサ１７０を介して合計ノード１４２に接続され るＡＣである。従って、コンバータ１００の出力で電圧が変化すると、可変スロ ープランプ信号はコンデンサ１４８に発生される。

このランプ信号は、感知電流信号のスロープを５０％以上越えるスロープを有す る。次に、可変スロープ信号は感知電流信号と合計されてスロープ補償された感 知電流信号を発生し、この信号は、フリップ／フロップ１２０をリセットするよ うに機能する比較器１２８を制御するために使用される。可変スロープ信号の特 性及びその発生は、第３図及び第４図に関連して以下に詳述する。

前述のように、本発明の種々の実施例は、可変電圧のフィルタ処理されたＤＣの 電力源と共に使用するために部分的に適合される。回路１００はそのような電力 源で作動するが、本発明の好適な実施例は更に、はぼ１の電力ファクターでフィ ルタ処理されない２倍の整流入力により回路を作動する装置を含む。これは、エ ラー増幅器１３４と比較器１２８との間に挿入される乗算器２０６によって、第 ２図の回路２００内で達成される。第１図及び第２図の比肩し得る素子は明確化 のために同一の番号で示されていることに留意されたい。乗算器２０６の一方の 入力は、端子２０２で平滑でないＤＣ源に接続される。小容量のコンデンサ２０ ４が端子に設けられ、不要の無線周波数の干渉をフィルタ処理する。コンデンサ ２０４は、平滑でないＤＣの低周波数変動に効果のある程非常に小容量のもので ある。前述のように、これは、大容量の電解フィルタ・コンデンサを使用する従 来の回路に比べて、非常に信頼性のある回路を提供する。

乗算器２０６の他の人力は、エラー増幅器１３４の出力に接続される。乗算器２ ０６の出力は、比較器１２８の反転入力に接続される。従って、乗算器２０６の 出力は、現在の電力源入力電圧と現在のエラー増幅器出力電圧との積となる合成 エラー電圧を構成する。それ故、乗算器２０６は、平滑でないＤＣ入力電圧と常 に比例する合成エラー電圧を与える。

コンバータ２００の動作は、第３図を参照すると更に明確に理解し得る。第３図 の以下の説明において、グラフの各々に隣接するアルファベット表示は、第２図 及び／又は第５図の同一のアルファベット表示に対応する。グラフＡ（左側）は 、端子２０２に現われる平滑でないＤＣ電力源波形の表示である。グラフＡ（右 側）はグラフＡ（左側）の拡大図である。この波形は、標準的な６０サイクルの 電力源から与えられ、全波整流されて１２０Ｈｚの正の正弦波信号を与える。ク ロック１２４は、例えば、約４０ｋＨｚの信号を発生し、従って、コンバータ２ ００の動作の１サイクルは、右側に詳細に示したような、波形Ａの２５マイクロ 秒のサンプルに対応する。

グラフＢ（左側）は、スイッチング・トランジスタが導通している期間にインダ クタ１０６を流れる電流を示している。グラフＢは、感知抵抗１２６に発生され 、ＦＥＴ１１２を流れる電流に直接関連する電圧波形である。インダクタ充電サ イクルは、インダクタ電流が端子２０２に現われる電圧に比例する最大レベルに 達する２５マイクロ秒毎に１度開始される。インダクタ１０６を流れる電流は、 端子２０２に現われる電圧と同じ波形を有するように乗算器２０６によって部分 的に制御される。

右側のグラフＡ−Ｈは、単一のコンバータ・タロツク・サイクル中の回路２００ の動作を示している。クロック・パルスはグラフＣに示されている。グラフＤは 、グラフＢに現われるグラフの拡大であり、１クロツク・サイクル中に抵抗１２ ６を流れる電流を示している。グラフＤに示されたように、電流は、ある最小レ ベルで流れ始め、そして充電サイクルが終了するまでほぼ直線的な割合で上昇す る。充電及び放電サイクルはフリップ／フロップ１２０によって制御される。フ リップ／フロップ１２０の出力はグラフＨで示されている。充電及び放電サイク ルの間に、インダクタ１０６の電流は、充電サイクルが終了するときにそれが最 大に達するまで、はぼ直線的な割合で上昇する。

この充電サイクル後に、インダクタ１０６の蓄積エネルギは、負荷への電流とし て放電し、電流はほぼ直線的に減少する。１クロツク・サイクルに対する充電及 び放電サイクルはグラフＧに示されている。

グラフＥ及びＦは、コンバータ２００によって使用される、可変スロープ補償信 号と感知電流信号との関係を示している。特に、インダクタの充電サイクルが開 始すると、スイッチング・トランジスタ１１２はターン・オンする。結果として 得られるインダクタ電流により抵抗１２６に電圧が現われ、この電圧はＭ、ＸＲ ８で与えられる。この電圧はグラフＤに示されている。

エラー増幅器１３４のフィードバック・ループが調整状態にあると仮定すると、 スロープ補償発生器１０４の出力は接続点１４３に接続される。合成電圧はグラ フＦに示されている。

乗算器２０６の目的は、ＤＣエラー増幅器出力電圧を、ＤＣから、端子２０２の 人力ＤＣ電圧波形に比例する値に充電することである。これにより４０ｋＨｚス イツチング・トランジスタのピーク電流にグラフＢで示された形状を与える。従 って、コンバータ２００は単位電力ファクターを有する抵抗性負荷として現われ る。本発明のこの実施例は、第１図の可変スロープ補償発生器１０４をわずかに 変更した可変スロープ補償発生器１０４゛を含む。

回路１００の場合のように、可変スロープ補償発生器１０４°は、コンバータ２ ００の入力２０２に現われる電圧に正比例する信号を出力する。実質的に直線的 なランプはコンデンサ１４８で発生される。この波形はグラフＥに示されている 。この電圧は、抵抗１３０及び１６８によって形成される分圧器によって分圧さ れ、その結果は、グラフＤで示された、抵抗１２６に現われる電圧に加算され、 合計ノード１４３に、グラフＦによって示された合成波形を発生する。結果とし て得られる波形は、以下の合成スロー二二で、Ｍ、はアナログ乗算器２０６の乗 算係数、ＲＳは抵抗１２６の抵抗値、ＫはＲ１Ｂ８／　（Ｒ１６８＋Ｒ１３０） 、Ｖｆは、グラフＥに示された、コンデンサ１４８に現われる電圧、である。

第４図を参照すると、スロープ補償発生器１０４゛の出力対比較器１２８の制御 電圧を示すグラフが示されている。前述のように、Ｈｏｌ　１ａｎｄ他は、補償 ランプ信号のスロープが感知電流波形のスロープの１／２より大きくなければな らず、これが１００％デユーティ−・サイクルまでで既知の最悪の場合の設計で あることを示した。従来の技法は、固定されたスロープ・ランプに対する電流波 形の下降スロープが以下で与えられることを示しＭ２＝−（Ｖ　　／Ｌ） （比較器１２ｇの反転入力端子での値、或いは本発明の場合のように、非反転入 力ではＭ２−＋　（Ｖ　　／Ｌ））この等式は、入力電圧Ｖ　が一定であるとい う仮定に基づいて与えられている。しかし、本発明の場合に、入力電圧は一定で はあり得ない。即ち、それは全波整流された正弦波である。

更に、本発明の場合に、コンバータのデユーティ−・サイクルは一定ではなく、 むしろそれは入力端子の形状及び負荷１１８に現われる電圧により非直線的に変 化している。更に、多くのインダクタにおいて、インダクタンスは一定ではなく 、むしろインダクタ・コアの材料に対するインダクタ電流により非直線的に変化 する。前述のファクターを与えられて、スロープ補償の正確な量に関して数学的 な解を与えることは極めて困難である。しかし実験により、本発明の場合の必要 なスロープ補償は、スイッチング・トランジスタの電流のピークに正比例し、こ れは、比較器１２８の反転入力で発生される制御電圧に正比例する、ということ が示された。この直線的な関係は第４図に示されている。非常に低いスイッチン グ・トランジスタの電流及び制御電圧で、典型的な雑音のあるスイッチング・モ ード電力源の環境のため、スロープ補償は２００ミリボルト以下のエラー電圧で 直線的に減少できないということが見出されていた。これは、制御電圧の水平軸 に平行な第４図のグラフの部分によって示されている。

第４図に示されたグラフは実験的に与えられたものであるので、与えられた１組 の動作条件に対してのみ正確である。当該技術分野の専門家は、電流モード・コ ンバータが比較的高い電力又は比較的低い電力モードで動作するかどうかによっ て、グラフの尺度が変化し得るということを理解するであろう。

第５図を参照すると、分離されたコンバータ出力を与える回路２００の変更例の 概略図５００が示されている。この変更例は、インダクタ１０６の代りに２巻線 結合インダクタ５０２を置換したことから構成される。回路２００及び５００の 動作はほぼ同一である。しかし、通常のインダクタ１０Ｂの代りに、インダクタ ５０２の一次巻線５０２Ａがその場所に挿入される。出力ダイオード１１４はイ ンダクタ５０２の二次巻線５０２Ｂに接続される。二次巻線５０２Ｂの他の端子 は接地される。結合インダクタ５０２の一次巻線５０２Ａ及び二次巻線５０２Ｂ は、これらのインダクタのそれぞれの電流が同一の極性を有するように構成され る。即ち、二次巻線５０２Ｂの電流は、−次巻線５０２Ａの電流と同一方法であ る。

前述の回路は、多くの応用における従来の既知のコンバータに比べて著しい改善 を与える。しかし、非常に高い電流がインダクタを流れる応用において、その電 流を感知するために、抵抗１２６のような抵抗を使用することは実用的でないか も知れない。第６図は、高電力応用に対する電流感知を与える、前述の回路の変 更例を示す概略図である。

この変更例は、抵抗１２６を小さな電流感知変圧器６０２で置換することを含む 。変圧器６０２の一次巻線６０２Ａは、インダクタ１０６とスイッチング・トラ ンジスタ１１２のドレインとの間に直列に挿入される。変圧器６０２の二次巻線 ６０２Ｂは、抵抗６０６及び６１０と直列に接続されたダイオード６０４を含む 回路網に接続される。抵抗６０６の一方の端子は比較器１２８の非反転入力に接 続される。可変スロープ補償発生器１０４の出力はコンデンサ６０８を介してこ の回路網に接続され、このコンデンサは二次巻線６０２Ｂの反対側の端子に接続 される。抵抗６１０は、抵抗６０Ｂ及びダイオード６０４の共通接続点とコンデ ンサ６０ｇ及び変圧器二次巻線６０２の共通接続点との間に接続される。雑音フ ィルタがコンデンサ８１２によって与えられる。バイアス抵抗６１４は、二次巻 線６０２Ｂ及びコンデンサ６０８の共通端子と接地との間に接続される。

動作において、−次巻線６０２Ａの充″ｒ：Ｌ電流により対応の電流が二次巻線 ６０２Ｂに流れ、抵抗６１０に電流感知電圧を発生する。

この電圧は、比較器１２８に印加する前に、抵抗６０６及びコンデンサ６１２に よってフィルタ処理される。二次巻線６０２Ｂは接地に関して浮遊状態にあるの で、電圧はコンデンサ１４８に現われる電圧と合計される。

以上のことから、改良された可変スロープ補償電流モード・コンバータが説明さ れた。本発明のコンバータは、コンバータの出力電圧を感知し、それに関連する 可変ランプ補償信号を発生する装置を含む。この可変ランプ補償信号は、コンバ ータの通常の感知電流信号と合計され、可変スロープ補償を有する合成感知電流 信号を発生する。更に、コンバータへの入力に現われる瞬間電圧を感知して、電 流モード・コンバータを単位電力ファクターで作動する装置が設けられる。従っ て、他の使用及び変更は当該技術分野の専門家にとって明白であり、そのような 変更の全ては請求の範囲内に含まれ′る。

特表千３−５０３７１３　（９） ＦｉＱｔｉｒｅ　３Ｈ 反転入力で′のに絞永艷〕撞ア覚瓜 ＦＩＧＵＲＥ４ 手続補正書（方力 １、事件の表示 ｐＣＴ／ＵＳ　８８１０３５６５ 事件との関係　　　特許出願人 ５、補正命令の日付　　平成　３年　１月２２日　（発送日）書面 （４）図面翻訳文 国際調査報告

Claims (29)

【特許請求の範囲】
1. １．改良された電流モード・コンバータにおいて電力源； 前記電力源に接続されたインダクタ； 前記インダクタに接続され、制御信号に応答して、充電モードと放電モードとの 間で前記インダクタを周期的に切換え且つ前記充電モード中に前記インダクタに 電流を流すためのスイッチング手段； 前記インダクタに接続され、前記放電モード中に前記インダクタからの電流を負 荷に接続するための手段；前記インダクタに接続されて前記インダクタの電流の 大きさ及びスロープを感知し且つ感知電流信号を発生するための電流感知手段と 、クロック信号を発生するためのクロック手段と、前記コンバータの出力電圧に 関連するエラー電圧を発生するための手段と、前記コンバータの負荷の関数とし て連続的な可変スロープ補償信号を発生するための連続的な可変スロープ補償手 段と、を含む前記制御信号を発生するための制御手段；前記感知電流信号と前記 連続的な可変スロープ補償信号とを組合せ、それに応答する補償感知電流信号を 発生する組合せ手段； 前記制御信号に応答し、前記クロック信号のサイクル毎に１度前記充電モードと し、前記補償感知電流信号が前記エラー信号に関して所定の関係を越えるときに 常に前記放電モードとする手段； より成る電流モード・コンバータ。
2. ２．前記スイッチング手段がトランジスタである請求の範囲第１項の装置。
3. ３．前記制御手段は、通常低出力を有する比較器に接続されたフリップ・フロッ プを更に有し、前記比較器は前記補償感知電流信号と前記エラー電圧とを比較し 、前記比較器は、補償感知信号電圧が前記エラー電圧を越えるときは常に高出力 を発生し、更に、前記比較器の前記高出力は、前記フリップ・フロップをセット して高出力を発生する請求の範囲第１項の装置。
4. ４．前記インダクタに接続され、前記放電モード中に前記インダクタからの電流 を負荷に接続するための前記手段に接続されたフィルタ手段を更に含み、前記フ ィルタ手段は、前記電流モード・コンバータの出力電圧をフィルタ処理する請求 の範囲第１項の装置。
5. ５．前記フィルタ手段がコンデンサである請求の範囲第４項の装置。
6. ６．前記インダクタに接続され、前記放電モード中に前記インダクタからの電流 を負荷に接続するための前記手段がダイオードである請求の範囲第１項の装置。
7. ７．前記インダクタ手段が単巻インダクタである請求の範囲第１項の装置。
8. ８．前記インダクタ手段が第１及び第２の巻線を有するインダクタであり、前記 第１の巻線は前記電力源と前記スイッチング手段との間に接続され、前記第２の 巻線は接地と前記接続手段との問に接続され、更に、前記第１及び第２の巻線は 同じ極性を有するように配置されている請求の範囲第１項の装置。
9. ９．前記連続的な可変スロープ補償手段は、前記電流モード・コンバータの前記 エラー増幅器の出力に接続され、前記エラー増幅器の出力電圧に比例する出力電 圧を発生する増幅器手段；前記増幅器手段の出力に接続されたコンデンサ手段で あって、前記増幅器手段め出力電圧に関連するランプ信号を発生する前記コンデ ンサ手段；前記コンデンサ手段と前記制御信号に応答する前記手段の出力とに接 続された付勢手段であって、前記放電モード中に前記コンデンサを放電し且つ前 記充電モード中に前記コンデンサを充電するための前記付勢手段；出力を有する バッファ増幅器手段；より成り、前記バッファ手段が前記コンデンサに接続され て、前記バッファ手段の出力が前記連続的な可変スロープ補償発生器を構成する 請求の範囲第１項の装置。
10. １０．前記連続的な可変スロープ補償発生器は、前記電流モード・コンバータの 前記エラー増幅器手段の出力に接続され、前記エラー増幅器の出力電圧に比例す る出力電圧を発生する増幅器手段；前記増幅器手段の出力に接続されたコンデン サ手段であって、前記増幅器手段の出力電圧に関連したランプ信号が前記コンデ ンサに生成され、前記コンデンサに生成された電圧が前記連続的な可変スロープ 補償信号を構成する前記コンデンサ手段；前記コンデンサ手段と前記制御信号に 応答する前記手段の出力とに接続され、前記放電モード中に前記コンデンサを放 電し、前記充電モード中に前記コンデンサを充電する付勢手段；より成る請求の 範囲第１項の装置。
11. １１．前記電流感知手段が抵抗である請求の範囲第１項の装置。
12. １２．前記電流感知手段は、第１及び第２の巻線を有する２巻線インダクタ手段 であって、前記第１の巻線が前記電流モード。 コンバータの前記スイッチング手段及び前記インダクタ手段と直列に接続される ように構成された前記２巻線インダクタ手段；前記インダクタに接続され、前記 ２巻線インダクタの前記第２の巻線に発生される信号を出力に接続する接続手段 ；前記連続的な可変スロープ補償信号を前記接続手段に接続する手段；より成り 、前記接続手段の出力が前記補償感知電流信号を構成する請求の範囲第１項の装 置。
13. １３．前記電流感知手段は、第１及び第２の巻線を有する２巻線インダクタ手段 であって、前記第１の巻線が前記電流モード・コンバータの前記スイッチング手 段及び前記インダクタ手段と直列に接続された前記２巻線インダクタ；接地基準 端子；前記２巻線インダクタの前記第２の巻線の第１端にアノードが接続された ダイオード手段；前記接地基準端子と前記２巻線インダクタの前記第２の巻線の 第２端との間に接続された第１の抵抗手段；前記第１の抵抗手段及び前記２巻線 インダクタの前記第２の巻線の第２端の共通接続点と前記ダイオード手段のカソ ードとの間に接続された第２の抵抗手段；第３の抵抗手段であって、その一端が 前記第１の抵抗手段及び前記ダイオード手段の共通接続点に接続された前記第３ の抵抗手段；前記連続的な可変スロープ補償信号を、前記第２の抵抗手段及び前 記２巻線インダクタ手段の共通接続点に接続する手段；前記第３の抵抗手段の他 端と前記第２の抵抗手段及び前記２巻線インダクタ手段との間に接続されたコン デンサ手段；より成り、前記コンデンサ手段及び前記第３の抵抗手段の共通接続 点に現われる信号が前記補償感知電流信号を構成する請求の範囲第１項の装置。
14. １４．改良された電流モード・コンバータにおいて、（ａ）入力端子；（ｂ）出 力端子；（ｃ）電力源の入力端子に接続されたインダクタ；（ｄ）前記インダク タに接続され、前記インダクタとエネルギ源との間に導電パスを周期的に発生さ せるスイッチング手段；（ｅ）前記インダクタを流れる電流の大きさ及びスロー プを感知し、感知電流信号を発生する電流感知手段；（ｆ）前記コンバータの出 力での電圧に関連するエラー電圧を発生するエラー増幅器手段；（ｇ）前記エラ ー増幅器の出力に接続され、前記コンバータの負荷を感知し、それに応答して可 変ランプ信号を発生する可変ランプ発生器手段；（ｈ）前記感知電流信号と前記 可変ランプ信号とを組合せ、合成信号を発生する組合せ手段；（ｉ）前記スイッ チング手段に接続され、前記エラー電圧及び前記合成信号が所定の関係にあると きは常に前記導電パスを除く制御手段；（ｊ）前記インダクタに接続され、前記 制御手段が前記導電パスを除くときは常に、前記インダクタからの電流を前記出 力端子に接続する手段；より成る電流モード・コンバータ。
15. １５．改良された電流モード・コンバータにおいて、電力源； 前記電力源に接続されたインダクタ； 前記インダクタに接続されかつ制御信号に応答し、充電モードと放電モードとの 間で前記インダクタを周期的に切換え、前記充電モード中に前記インダクタに電 流を流すスイッチング手段； 前記インダクタに接続され、前記放電モード中に前記インダクタからの電流を負 荷に接続する手段；前記制御信号を発生する制御手段であって、前記インダクタ に接続され、前記インダクタに流れる電流の大きさ及びスロープを感知し且つ感 知電流信号を発生する電流感知手段と、クロック信号を発生するクロック手段と 、前記コンバータの出力電圧に関連するエラー電圧を発生する手段と、前記エラ ー増幅器に接続された一方の入力と前記電力源に接続された他方の入力とを有し 、合成エラー電圧から成る出力を発生する乗算器手段と、前記コンバータの入力 電圧及び負荷に基づいて連続的な可変スロープ補償信号を発生する連続的な可変 スロープ補償手段と、前記感知電流信号と前記連続的な可変スロープ補償信号と を組合せ、それに応答して補償感知電流信号を発生する組合せ手段と、を含む前 記制御手段； 前記制御信号に応答し、前記クロック信号のサイクル毎に１度前記充電モードに し、前記補償感知電流信号が前記合成エラー電圧に関して所定の関係を越えると きは常に放電モードにする手段； より成る電流モード・コンバータ。
16. １６．前記スイッチング手段がトランジスタである請求の範囲第１５項の装置。
17. １７．前記制御手段は更に、通常低出力を有する比較器に接続されたフリップ・ フロツプを含み、前記比較器は、前記補償感知電流信号と前記エラー電圧とを比 較し、前記補償感知電流信号電圧が前記エラー電圧を越えるときは常に高出力を 発生し、更に、前記比較器の前記高出力は前記フリップ・フロップをセットして 高出力を発生する請求の範囲第１５項の装置。
18. １８．前記インダクタに接続され、前記放電モード中に前記インダクタからの電 流を負荷に接続する前記手段に接続されたフィルタ手段を更に含み、前記フィル タ手段が前記電流モード・コンバータの出力電圧をフィルタ処理する請求の範囲 第１５項の装置。
19. １９．前記フィルタ手段がコンデンサである請求の範囲第１５項の装置。
20. ２０．前記インダクタに接続され、前記放電モード中に前記インダクタからの電 流を負荷に接続する前記手段がダイオードである請求の範囲第１５項の装置。
21. ２１．前記インダクタ手段が単巻インダクタである請求の範囲第１５項の装置。
22. ２２．前記インダクタ手段は第１及び第２の巻線を有するインダクタであり、前 記第１の巻線は前記電力源と前記スイッチ手段との間に接続され、前記第２の巻 線は接地と前記接続手段との間に接続され、更に、前記第１及び第２の巻線は同 一の極性を有するように配置される請求の範囲第１５項の装置。
23. ２３．前記連続的な可変スロープ補償手段は、前記電流モード・コンバータの前 記エラー増幅器の出力に接続されて前記エラー増幅器の出力電圧に比例する出力 電圧を発生する増幅器手段；前記増幅器手段の出力に接続されたコンデンサ手段 であって、前記増幅器手段の出力電圧に関連するランプ信号が生成される前記コ ンデンサ手段；前記コンデンサ手段と前記制御信号に応答する前記手段の出力と に接続され、前記放電モード中に前記コンデンサを放電し、前記充電モード中に 前記コンデンサを充電する付勢手段；出力を有するバッファ増幅器；より成り、 前記バッファ手段が前記コンデンサ手段に接続され、前記バッファ手段の出力が 連続的な可変スロープ補償信号を構成する請求の範囲第１５項の装置。
24. ２４．前記連続的な可変スロープ補償発生器は、前記電流モード・コンバータの 前記エラー増幅器手段の出力に接続され、前記エラー増幅器の出力電圧に比例す る出力電圧を発生する増幅器手段；前記増幅器手段の出力に接続されたコンデン サ手段であって、ランプ信号が前記増幅器手段の出力電圧に関連する前記コンデ ンサに生成され、前記コンデンサに生成された電圧が前記連続的な可変スロープ 補償信号を構成する前記コンデンサ手段；前記コンデンサ手段と前記制御信号に 応答する前記手段の出力とに接続され、前記放電モード中に前記コンデンサを放 電し、前記充電モード中に前記コンデンサを充電する付勢手段；より成る請求の 範囲第１５項の装置。
25. ２５．前記電流感知手段が抵抗である請求の範囲第１５項の装置。
26. ２６．前記電流感知手段は、第１及び第２の巻線を有する２巻線インダクタであ って、前記第１の巻線が前記電流モード・コンバータの前記スイッチング手段及 び前記インダクタ手段と直列に接続された前記２巻線インダクタ；前記インダク タに接続され、前記２巻線インダクタの前記第２の巻線に発生された信号を出力 に接続する接続手段；前記連続的な可変スロープ補償信号を前記接続手段に接続 する手段；より成り、前記接続手段の出力が前記補償感知電流信号を構成する請 求の範囲第１５項の装置。
27. ２７．前記電流感知手段は、第１及び第２の巻線を有する２巻線インダクタ手段 であって、前記第１の巻線が前記電流モード・コンバータの前記スイッチング手 段及び前記インダクタ手段と直列に接続された前記２巻線インダクタ手段；接地 基準端子；前記２巻線インダクタの前記第２の巻線の第１端にアノードが接続さ れたダイオード手段；前記接地基準端子と前記２巻線インダクタの前記第２の巻 線の第２端との間に接続された第１の抵抗手段；前記第１の抵抗手段及び前記２ 巻線インダクタの前記第２の巻線の第２端の共通接続点と前記ダイオード手段の カソードとの間に接続された第２の抵抗手段；前記第１の抵抗手段及び前記ダイ オード手段の共通接続点に一端が接続される第３の抵抗手段；前記第２の抵抗手 段及び前記２巻線インダクタ手段の共通接続点に、前記連続的な可変スロープ補 償信号を接続する手段；前記第３の抵抗手段の他端と前記第２の抵抗手段及び前 記２巻線インダクタ手段の共通接続点との間に接続されたコンデンサ手段；より 成り、前記コンデンサ手段及び前記第３の抵抗手段の共通接続点に現われる信号 が前記補償感知電流信号を構成する請求の範囲第１５項の装置。
28. ２８．前記乗算器手段が複数の入力を有するアナログ乗算器であり、前記アナロ グ乗算器が、その各入力に現われる電圧に比例する出力を発生する請求の範囲第 １５項の装置。
29. ２９．改良された電流モード・コンバータにおいて、（ａ）入力端子；（ｂ）出 力端子；（ｃ）前記電力源入力端子に接続されたインダクタ；（ｄ）前記インダ クタに接続され、前記インダクタとエネルギ源との間に導電パスを周期的に発生 させるスイッチング手段；（ｅ）前記インダクタを流れる電流の大きさとスロー プを感知し、感知電流信号を発生する電流感知手段；（ｆ）前記出力端子に接続 され、前記コンバータの負荷を感知し、それに応答して可変ランプ信号を発生す る可変ランプ発生器手段；（ｇ）前記感知電流信号及び前記可変ランプ信号を組 合せ、合成信号を発生する組合せ手段；（ｈ）前記コンバータの出力での電圧に 関連するエラー電圧を発生するエラー増幅器手段；（ｉ）前記エラー増幅器に接 続された一入力と前記入力端子に接続された他入力とを有し、合成エラー電圧を 発生する乗算器手段；（ｊ）前記スイッチング手段に接続され、前記合成エラー 電圧及び前記合成信号が所定の関係にあるときは常に、前記導電パスを除く制御 手段；（ｋ）前記インダクタに接続され、前記制御手段が前記導電パスを除くと きは常に前記インダクタからの電流を前記出力端子に接続する手段；より成る電 流モード・コンバータ。