DE2143622C3 - Schaltungsanordnung für ein Gleichstrom-Uchtbogenschweißgerät - Google Patents

Schaltungsanordnung für ein Gleichstrom-Uchtbogenschweißgerät

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DE2143622C3 DE2143622A DE2143622A DE2143622C3 DE 2143622 C3 DE2143622 C3 DE 2143622C3 DE 2143622 A DE2143622 A DE 2143622A DE 2143622 A DE2143622 A DE 2143622A DE 2143622 C3 DE2143622 C3 DE 2143622C3
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Toshiyuki Okada
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Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für ein Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät nach dem Oberbegriff der Patentansprüche.
Bei einer derartigen, bekannten Schaltungsanordnung (DE-OS 19 15 804) ist ein einen Steuertransistor und einen Verstärkertransistor aufweisender Stromregler vorgesehen, in dem der !stwert des Schweißstroms mit einem Stromsollwert verglichen wird, und aus der so ermittelten Regelabweichung stellt sich an der Basis des Steuertransistors eine zur Anpassung des Stromistwertes an dem Stromsollwert geeignete Spannung ein. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung treten jedoch Schwierigkeiten auf, weil der Verstärkungsfaktor dort ohne besondere Maßnahmen über den Einstellbereich hinweg nicht konstant sein kann, wie dies aus der Druckschrift »ASEA-Zeitschrift« 1964, Heft 6, Seiten 37 bis 143 an sich bekanin ist.
Bei den bekannten Schaltungsanordnungen zeigt sich, daß die Stabilität des Schweißgerätes sich in Abhängigkeit von der Phase ändert, bei der die Thyristoren gezündet werden, d. h. von der Größe des Phasensteuerwinkels abhängt Daher kann die Schaltungsanordnung mit dem Schweißgerät beim Lichtbogenschweißen nicht unabhängig von der sich ändernden Größe des Phasensteuerwinkels stabil gehalten werden. Insbesondere nimmt der Verstärkungsfaktor entsprechend dem Phasensteuerwinkel zu, so daß sich erhebliche Schwankungen am Ausgang des Schweißgerätes ergeben. Da die bekannte Schaltungsanordnung einen Impulsgenerator mit einem Verstärkungstransistor, einem Unipolar-Transistor und mit einem Impulstransformator sowie einen magnetischen Verstärker aufweist, arbeitet sie linear und mit konstanter Verstärkung unabhängig von der Größe der angelegten Eingangssignale. Trotzdem ist der Verstärkungsfaktor der bekannten Schaltungsanordnung Schwankungen in Abhängigkeit vom Phasensteuerwinkel unterworfen. Daraus ergibt sich, daß die Verstärkung oder die Empfindlichkeit der bekannten Schaltungsanordnung mit dem Phasensteuerwinkel zunimmt
Aus der o. g. Literaturstelle ist es bekannt, daß bei einer phasengesteuerten Schaltung mit Rückkopplung die Frage, ob das Rückkopplungssystem stabil ist oder nicht, anhanJ der Verstärkungscharakteristik und Phasencharakteristik der Übertragungsfunktion des Systems entschieden werden kann. Dies bedeutet, daß dann, wenn die Verstärkung bei einem bestimmten Wert des Phasensteuerwinkels übermäßig groß wird, das Rückkopplungssystem zwangsläufig instabil wird.
Hieraus ergibt sich, daß bei einem Schweißgerät, bei dem die Übertragungsfunktion der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung so eingestellt wurde, daß ein gewünschter Verstärkungsfaktor bei kleinem Phasensleuerwinkel, d. h. bei relativ hohem Ausgangsstrom erhalten wird, dieser Verstärkungsfaktor übermäßig groß wird, wenn das Gerät bei großem Phasensteuerwinkel betrieben wird, so daß Regelschwankungen auftreten können, die bis zum Zusammenbrechen der Stabilität führer, können.
Wenn dagegen in dem Schweißgerät die Übertragungsfunktion der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung so eingestellt ist, daß sich ein gewünschter Verstärkungsfaktor bei großen Werten des Phasensteuerwinkels, d.h. bei relativ kleinem Ajsgangsstrom ergibt, dann erhält man einen Abfall dieses Verstärkungsfaktors, wenn das Gerät bei kleinem Phasensteuerwinkel betrieben wird, so daß die Regelempfindlichkeit sehr nachteilig beeinflußt wird.
Um zu verhindern, daß die Verstärkung übermäßig zunimmt und Oszillationen und Regelschwankungen verursacht, kann beispielsweise die Verstärkung der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung herabgesetzt, die Induktanz der Drosselspule vergrößert oder ein Verzögern des Filterglieds in die phasengesteuerte Schaltungsanordnung eingesetzt werden. Keine dieser Maßnahmen ist jedoch empfehlenswert; bei der erstgenannten Maßnahme wird die Steuerempfindlichkeit herabgesetzt, so daß die Regelung unerwünscht zunimmt, während bei den beiden anderen Maßnahmen die Übergangscharakteristik des Schweißgerätes nachteilig beeinflußt wird.
Aus diesen Gründen wird üblicherweise bei Gleichstrom-Lichtbogenschweißgeräten die Schwankung der Verstärkung der phasengesteuerten Schaltung in Abhängigkeit vom Ausgar.gsstror?: des Schweißgerätes hingenommeri, so daß eine stabile, vom Wert des
Ausgangsstroms unabhängige Regelung nicht erhalten werden kann.
Aus der o. g. Literaturstelle ist es bekannt, daß sich diese Schwankung eliminieren läßt, indem man dem Steuerstromkreis eine nichtlineare CharaKteristik gibt
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen Art so auszubilden, daß eine Kompensation der Verstärkung möglichst über den gesamten Regelbereich hinweg erreicht wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß in der Eingangsleitung mit einem Eingangswiderstand eines das Diffcrenzsignal verstärkenden Transistors ein Schaltkreis vorgesehen ist, der den Verstärkungsfaktor der Schaltungsanordnung kompensiert und aus einer zu dem Eingangswiderstand parallelgeschalteten Serienschaltung der Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors und eines Widerstandes besteht Dabei sollen möglichst beide Widerstände so abgeglichen werden, daß die Nichtlinearität des Verstärkungsfaktors kompensiert wird.
Eine andere erfindungsgemäße Lösung zeichnet sich dadurch aus, daß das Differenzsignal Ober einen Schalttransistor geführt ist, der durch einen Sägezahngenerator gesteuert ist, dessen Ausgangsspannung mittels eines in der Ausgangsleitung angeordneten zusätzlichen Verstärkertransistor im Sinne einer Kompensation des Verstärkungsfaktors der Schaltungsanordnung verändert ist. Durch eine entsprechende Anordnung des zusätzlichen Verstärkertransistors wird die Nichtlinearität weiter kompensiert
Durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen wird erreicht, daß das Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät mit Hilfe der Schaltungsanordnung während des gesamten Schweißvorganges in stabiler Weise gesteuert und geregelt werden kann, und zwar unabhängig von der Größe der Ausgangsstroms bzw. des Phasensteuerwinkeis, so daß sich günstige Übergangs- und Einschaltcharakteristika ergeben und dadurch die Notwendigkeit für das Nachregeln des Schweißgerätes erheblich herabgesetzt wird.
Die Erfindung wird im folgenden mit Bezug auf die Zeichnung erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
Fig.2 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der Spannung am Kondensator CI der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
F i g. 3 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
F i g. 4(A)1(B) und (C) schematische Darstellungen des Spannungsverlaufs in der Zündschaltung der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 3.
Gemäß F i g. 1 weist die Schaltungsanordnung mit dem Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät einen Dreiphasen-Transformator 1, drei Thyristoren 2, 3 und 4, deren Kathoden miteinander und deren Anoden mit den Phasenausgangsklemmen der Sekundärwicklungen des Transformators 1 verbunden sind, und eine Drosselspule L auf, deren eines Ende mit dem gemeinsamen Schaltungspunkt der Kathode der Thyristoren und deren anderes Ende über eine Ausgangsklemme X des Schweißgerätes mit einer Schweißelektrode 5 verbunden ist. Die neutrale Klemme der Sekundärwicklungen des Transformators ist mit einem zu schweißenden Werkstück 6 über eine weitere Ausgangsklemme Kdes Schwcißgcräics und einen magnetischen Verstärker M. verbunden. Das Lichtbogenschweißgerät weist ferner einen Zündsteuerkreis 7 mit einem Einstellglied 7 a, an dem die Ausgangsleistung des Schweißgerätes auf einen gewünschten Wert einstellbar ist, ural einem Steuersignalgen2rator auf, der in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Einstellgliedes arbeitet und ein Zündsignal an die entsprechenden Zündelektroden der Thyristoren 2,3 und 4 liefert, um diese zu zünden.
Bei der beschriebenen Anordnung sind z. B. der magnetische Verstärker Moder ein Stromtransforma-
lu tor in der Verbindung zwischen der Nullklemme der Sekundärwicklungen des Transformators 1 und der Ausgangsklemme Y des Schweißgerätes vorgesehen, die es gestatten, einen Teil des Ausgangsstromes des SchweiSgerätes mit negativem Vorzeichen zu einer
η Eingangsklemme des Steuersignalsgenerators rückzukoppeln, um eventuelle Schwankungen am Ausgang des Schweißgerätes zu verhindern.
Gemäß F i g. 1 weist das Einstellglied 7a eine Gleichstromquelle VD und einen parallel dazu geschalteten Widerstand Ro auf, der derart veränderbar ist, daß die Ausgangsspannung des Lichtbogenschweißgerätes durch den Spannungsabfall Eo zwischen dem einen Ende (a) des Widerstandes Ro, das mit der positiven Klemme der Gleichstromquelle VD verbunden ist, und dem Schleifkontakt 8 bestimmt werden kann.
Das durch die Spannung Ef wiedergegebene, negativ rückgekoppelte Signal, das zum Ausgangssignal der Schaltungsanordnung proportional ist, kann mit der Spannung Eo verglichen werden, um ein der Differenz zwischen den Spannungen Eo und Ef entsprechendes Signal zu erzeugen. Dieses Differenzsignal wird seinerseits über einen Widerstand R 1 der Basis eines pnp-Verstärkungstransistors 77? 1 zugeführt. Der Emitter des Verstärkungstransistors TR1 ist mit der
Γι positiven Klemme der Gleichstromquelle VD über einen Widerstand R 2 verbunden, während der Kollektor des Transistors mit der negativen Klemme der Gleichstromquelle VDüber einen Parallelzweig verbunden ist, der einen Kondensator Cl und einen
4(i Ausgangsschalttransistor TR 2 für einen Synchronisierkreis 9 umfaßt, der weiter unten näher beschrieben wird. Der Kollektor des Verstärkungstransistors TR1 ist außerdem verbunden mit dem Emitter eines Unijunction-Transistors UJT. Zwischen einer ersten Basis des
•n Unijunction-Transistors UJT und der negativen Klemme der Spannungsquelle VD sowie zwischen der zweiten Basis des Unijunction-Transistors C/Tund der positiven Klemme der Stromquelle VD liegen ein Impulstransformator PTbzw. ein Widerstand R 3.
in Der Synchronisierkreis 9 ist so ausgebildet, daß der Kondensator Cl jeweils mit dem Umladen an den Kreuzungspunkten der Phasenspannungen beginnt, die von dem Drehphasen-Transformator 1 erzeugt werden. Er umfaßt drei Gleichrichterelemente 11, 12 und 13, die
v> mit den Sekundärwicklungen eines parallel zum Dreiphasen-Transformator 1 angeordneten Dreiphasen-Transformators 10 verbunden sind und die von dem Transformator 10 erzeugten Spannungen gleichrichten, sowie einen Widerstand R 4, der zwischen dem
M) Mittelabgriff der Sekundärwicklungen des Transformators 10 und einem gemeinsamen Schaltungspunkt (c) liegt, ?n dem die Kathoden der Gleichrichterelemente 11, 12 und 13 miteinander verbunden sind. Bei dieser Anordnung ist zwar die Spannung zwischen den beiden
b) Enden des Widerstandes R 4 synchron zur Ausgangsspannung des Transformators 1, ihre Polarität ist jedoch an dem mit dem Mitteiahgriff des Transformators 10 verbundenen Ende des Widerstandes /?4 negativ.
während sie an dem anderen, mit dem gemeinsamen Schaltungspunkt (c) verbundenen Ende des Widerstandes R 4 positiv ist. Eine Gleichspannungskomponente dieser zwischen den beiden Enden des Widerstandes R 4 liegeiiilen Spannung kann mittels eines Kondensators C2 abgeschnitten werden, so daß nur ihre Wechselkomponente den beiden Enden eines Widerstandes R 5 aufgeprägt wird. Die Spannung zwischen den beiden Enden des Widerstandes /?5 wird ihrerseits über ein Gleichrichterelement 14 zwischen die Basis und den Emitter des parallel zum Kondensator Ci angeordneten Schalttransistors 77? 2 angelegt, so daß der Schalttransistor TR 2 kurzzeitig durchgeschaltet wird, und zwar zum Zeitpunkt der Überschneidung der einzelnen Phasenspannungen am Ausgang des Schweiligerätes, wodurch der Kondensator Ci augenblicklich entladen wird.
Hieraus ergibt sich, daß die den Thyristoren 2,3 und 4 zuzuführenden Schaltsignale von den Ausgangswicklungen des Impulstransformators PT synchron mit jeder Phase des Dreiphasen-Wechselstroms und in entsprechender Beziehung zum Ausgangssignal erhallen werden können, das vom Einstellglied Ta dem Steuersignalgenerator zugeführt wird.
Die Schaltungsanordnung weist ein Verstärkungs-Kompensationsglied auf. Dieses Kompensationsglied umfaßt gemäß F i g. 1 einen Widerstand R 6, dessen eines Ende mit dem Widerstand R 1 verbunden ist, der seinerseits mit der Basis des Transistors TR1 verbunden ist einen npn-Verstärkungstransistor 77? 3, dessen Kollektor mit dem anderen Ende des Widerstandes R 6 und dessen Emitter mit dem anderen Ende des Widerstandes R1 verbunden ist, und einen Widerstand R 7, dessen eines Ende mit der Basis des Verstärkungstransistors TR 3 und dessen anderes Ende mit der positiven Klemme der Gleichstromquelle VD verbunden ist
Bei der Schaltungsanordnung kann angenommen werden, daß Veränderungen der Rückkopplungsspannung E/in Abhängigkeit von der Ausgangsleistung des Schweißgerätes klein sind im Vergleich zu den Änderungen der Einstellspannung Eo, so daß die Differenz Eo-Ef als proportional zur Größe des Ausgangsstromes bzw. der Ausgangsspannung angesehen werden kann. Es kann somit davon ausgegangen werden, daß die Differenz Eo- Ef klein ist, wenn der Phasensteuerwinkel λ groß ist und daß diese Differenz Eo- Ef groß ist wenn der Phasensteuerwinkel λ klein ist.
Aufgrund dieser Überlegungen sollte der Wert des Widerstandes R i so groß gewählt werden, daß die Verstärkung der Steuerschaltung nicht übermäßig groß wird und infolgedessen keine Regelschwankungen auftreten, auch wenn der Phasensteuerwinkel α im oberen Bereich liegt, d.h. wenn die Differenz Eo-Ef klein ist. Andererseits sollte der Wert des Widerstandes R 6 so klein gewählt werden, daß die Verstärkung der Steuerschaltung nicht übermäßig verringert wird und infolgedessen die Regelempfindlichkeit nicht nachteilig beeinflußt wird, auch wenn der Phasensteuerwinkel α im unteren Bereich liegt, d. h. wenn die Differenz Eo- Ef groß ist
Beim Schweißen wird durch entsprechende Einstellung des Schleifkontaktes 8 der Wert des veränderlichen Widerstandes Ro so eingestellt daß man eine relativ niedrige Einstellspannung Eo und damit bei großem Phasensteuerwinkel α einen relativ niedrigen Wert am Ausgang des Schweißgerätes erhält Der zur Basis des
Verstärkungstransistors TR 3 durch den Widersland K 7 fließende Strom ist dann klein, unJ infolgedessen ist der durch den Widerstand Λ 6 fließende Koliektorslromdes Verstärkungstransistors TR 3 klein. Der durch den Widerstand R 2 fließende Basisstrom des Verstärkungstransistors TR 1 ist jedoch im wesentlichen gleich der Summe des durch den Widerstand R 6 fließenden Kollektorstromes des Verstärkungstransislors TR 3 und des durch den Widerstand R 1 fließenden Stromes. Man erkennt hieraus, daß der Basisstrom des Transistors TR 1 vom Wert des Widerstandes R 1 abhängt.
Wen·· somit der Widerstand R1 verhältnismäßig groß gewählt wird, kann der Basisstrom des Verstärkungstransistors TR 1 auf einem niedrigen Wert und damit auch der Kollektorstrom des Verstärkungstransistors 77? 1 auf einem entsprechend niedrigen Wert gehalten werden.
Wenn durch diese Maßnahmen der Kollektorstrom des Verstärkungstransistors TR 1 auf einen niedrigen Wert herabgesetzt wird, kann die Aufladung des Kondensators C1 im wesentlichen entsprechend der in F i g. 2 gezeigten Kennlinie erfolgen. Hierbei gibt die Linie A das Verhalten der Kondensatorspannung bei Fehlen eines Verstärkungs-Kompensationsgliedes und die Linie ßdas Verhalten der Kondensatorspannung bei Vorhandensein eines Verstärkungs-Kompensationsgliedes an. Aus der Kennlinie gemäß F i g. 2 erkennt man, daß der Anstiegswinkel der Linie B kleiner ist als der der Linie A, so daß durch das erfindungsgemäße Verstärkungs-Kompensationsglied die Zeit, in der die Spannung am Kondensator C1 bis zur Durchbruchspannung des Unijunction-Transistors UJT in Abhängigkeil von der Differenzspannung Eo-Ef ansteigt um eine Zeitspanne (JT vergrößert werden im Vergleich zu der beim Fehlen des Verstärkungs-Kompensationsgliedes erforderlichen Zeit. Dieser Zeitzuwachs t/7" kann auch als Inkrement da. des Phasenwinkels ausgedrückt werden. Infolgedessen ergibt sich für den Verstärkungsfaktor der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung mit dem Verstärkungs-Kompensationsglied der folgende Ausdruck:
I Λ
wenn angenommen wird, daß die Verstärkung der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung ohne das Verstärkungs-Kompensationsglied
L i> J-*.
ist wobei Ed der Spannungsmittelwert des Schweißstroms ist Man erkennt somit daß das Verstärkungs-Kompensationsglied sich dahingehend auswirkt, daß der Verstärkungsfaktor der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung auf einen optimalen Wert herabgesetzt wird, der erforderlich ist, um die Ausgangsspannung des Schweißgerätes auf einem konstaten Wert im Verhältnis zur Einstellspannung Eo zu halten. Diese Herabsetzung der Verstärkung der Steuerschaltung ergibt sich unter der Bedingung, daß der Phasensteuerwinkel a groß ist während die Ausgangsspannung bzw. dei Ausgangsstrom des Schweißgerätes relativ niedrig sind.
Wenn andererseits der veränderbare Widerstand Rc durch Einstellung des Schleifkontaktes 8 so eingestellt wird, daß sich eine Einstellungsspannung Eo von relativ hohem Wert ergibt so daß das Schweißen bei relativ
kleinem Phasensteuerwinfrf! durchgeführt wird, d. h. bei relativ hoher Ausgangsspannung des Schweißgerätes, so wird die Differenzspannung £o-£7groß, und der durch den Widerstand R 7 fließende Basisstrom des Verstärkungstransistors 77? 3 nimmt entsprechend zu, so daß auch der durch den Widerstand R 6 fließende Kollektorslrom dieses Verstärkungstransistors 77? 3 zunimmt. Da jedoch der durch den Widerstand R 2 fließende Basisslrom des Verstärkungstransistors TR I im wesentlichen gleich der Summe des durch den Widerstand /?6 fließenden Kollektorstromes des Verstärkungstransistors TR 3 und dem durch den Wiederstand R1 fließenden Strom ist, ist der Basisstrom des Verstärkungstransistors TR 1 bei Verwendung des Ve'stärkungs-Kompensationsgliedes um den Wert des durch den Widerstand R 6 fließenden Kollektorstromes des Verstärkungstransistors TR 3 höher als ohne Verstärkungs-Kompensationsglied.
Wenn der Kollektorstrom des Transistors 77? 1 zunimmt, wird der Kondensator Cl im wesentlichen entsprechend der in Fig. 2 gezeigten Kennlinie aufgeladen, wobei die Linie C das Verhalten der Kondensatorspannung beim Fehlen des Verstärkungs-Kompensationgsgliedes und die Linie D das Verhalten der Kondensatorspannung beim Vorhandensein des Verstärkungs-Kompensationsgliedes wiedergibt. Man sieht, daß durch das Verstärkungs-Kompensationsglied die Zeit in der die Spannung des Kondensators C1 bis zur Durchbruchspannung des Unijunction-Transistors UJT in Abhängigkeit von der Differenzspannung Eo- Ef ansteigt, um einen Betrag — dTverringert wird im Vergleich zu der Zeit, die beim Fehlen des Verstärkungs-Kompensationsgliedes erforderlich wäre. Infolgedessen ergibt sich für den Verstärkungsfaktor der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung mit dem Verstärkungs-Kompensationsglied der folgende Ausdruck:
wenn der Verstärkungsfaktor bei Fehlen des Verstärkungs-Kompensationsgliedes die oben angenommene Größe hat. Man erkennt hieraus, daß das Verstärkungs-Kompensationsglied die Wirkung hat, den Verstärkungsfaktor der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung auf einen optimalen Wert anzuheben, der erforderlich ist, um die Ausgangsspannung des Schweißgerätes auf einem konstanten Wert im Verhältnis zu der relativ hoch eingestellten Einstellspannung Eo zu halten.
Die Wirkung der Verstärkungs-Kompensationsschaltung mit den Widerständen R 6 und R 7 und den Verstärkungstransistor 77? 3 besteht somit darin, daß automatisch die Verstärkung der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung bzw. -Stromstärke des Schweißgerätes kompensiert wird, ohne daß hierbei die Nachteile der bekannten Schaltungsanordnungen auftreten.
Bei der Ausführungsform nach den F i g. 3 und 4 weist der Steuersignalgenerator einen Sägezahngenerator 14 auf, bei der Anordnung gemäß Fig.3 ist die Gleichstromquelle VD mit ihrer positiven Klemme (a) über einen Widerstand RS mit dem Kollektor eines npn-Transistors 77? 4 verbunden, während ihre negative Klemme (b) mit dem Emitter des Verstärkungstransistors 77? 4 verbunden ist Der veränderbare Widerstand Ro liegt parallel zur Stromquelle VD. Ferner ist mit der positiven Klemme der Stromquelle VD über einen Widerstand Ä9 der Kollektor eines npn-Schalttransistors 77? 5 verbunden, dessen Basis über den Sägezahngenerator 14 mit der negativen Klemme der Stromquelle VD verbunden ist. Der Kollektor des Schalttransistors TR 5 ist mit der Basis eines pnp-Schalttransistors
r< TR 6 über einen Kondensator C3 verbunden. Der Emitter des Schalttransistors TR 6 ist mit der positiven Klemme der Spannungsquelle VD verbunden, während sein Kollektor über den Impulstransformator fTmit der negativen Klemme der Spannungsqueile VD verbunden
in ist. Ein Widerstand R10 ist zwischen der Basis des Schalttransistors 77? 6 und der positiven Klemme der Spannungsquelle angeordnet, während der Kollektor des Verstärkungstransistors TR4 mit dem Emitter des Schalttransistors TR 5 verbunden ist.
Die Spannung Ef, die mit negativem Vorzeichen von der Ausgangsklemme des Schweißgerätes rückgekoppelt ist, wird zwischen dem Schleifkontakt 8 des veränderbaren Widerstandes Ro und der Basis des Verstärkungstransistors 77? 4 zugeführt, so daß die
2» Differenzspannung
[(VD-Eo)-Ef]
zwischen der Basis des Verstärkungstransistors 77? 4 und der negativen Klemme der Spannungsquelle auftritt.
Der Sägezahngenerator 14 umfaßt einen ersten Zweig, der in Serie einen Widerstand R12, einen pnp-Verstärkungstransistor TR 7 und einen Kondensator CA enthält, und einen zweiten Zweig, der in Serie die
κι Widerstände Ä13 und R14 enthält. Diese beiden Zweige liegen parallel zu einer Gleichspannungsquelle VE, wie dargestellt. Der gemeinsame Punkt zwischen den Widerständen R13 und R14 ist mit der Basis des Verstärkungstransistors 77? 7 verbunden. Ein dritter
j; Zweig, der einen npn-Verstärkungstransistor TRS und einen Widerstand R15 umfaßt, ist zwischen dem gemeinsamen Punkt P und der negativen Klemme der Stromquelle VD angeordnet Der Verbindungspunkt Q zwischen dem Verstärkungstransistor TR 7 und dem
4(i Kondensator CA ist mit der Basis des Verstärkungstransistors 77? 8 verbunden. Die Synchronisierschaltung 9 ist zwischen dem Punkt Q und der negativen Klemme der Stromquelle VEangeordnet
Je nach den Kennlinien der verwendeten Transisto-
4> ren TR7 und TRS und/oder den Werten der Widerstände R 12 und R 14 kann der Widerstand R 13 auch weggelassen werden.
Die Dauer jeder Dreieckschwingung ist gemäß F i g. 4(C) im wesentlichen gleich dem Intervall zwischen
so zwei Schnittpunkten von zwei Phasenspannungen, die von dem Dreiphasen-Wechselstromtransformator erzeugt werden.
Bei der zuvor beschriebenen Anordnung kann der voreingestellte Phasensteuerwinkel durch entsprechende Einstellung des veränderbaren Widerstandes Ro, d. h. durch Einstellen der Spannung VD-Eo, gewählt werden. Dementsprechend hat die dargestellte Schaltungsanordnung die Eigenschaft, daß bei kleinem Phasensteuerwinkel der Basisstrom des Verstärkungs-
bo transistors 77? 4 entsprechend der Differenzspannung
[(VD-Eo)-Ef]
zunimmt so daß die Spannung Ec zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Verstärkungstransistors TR A verringert wird.
Die Ausgangsspannung des Sägezahngenerators 14, die an den beiden Enden des Widerstandes Ä15 erscheint wird der Basis des Schalttransistors 77? 5
ίο
zugeführt. Wenn die Ausgangsspannung des Sägezahngenerators 14 bis über die Kollektor-Emitter-Spannung Ec des Verstärkungstransistors 77? 4 ansteigt, wird der Schalttransistor 77? 5 durchgeschaltet, so daß ein Kollektorstrom des Schalttransistors 77? 5 durch den Widerstand R9 fließt. Die hierdurch an den beiden Enden des Widerstandes /?9 auftretende Spannung wird in einer Differenzierstufe, die aus dem Kondensator C3 und dem Widerstand R 10 besteht, differenziert und dem Schalttransistor TR 6 zugeführt.
Durch die differenzierte und dem Transistor TR 6 zugeführte Spannung wird dieser Transistor kurzzeitig durchgeschaltet, so daß Strom von der Stromquelle VD durch den Schalttransistor 77? 6 zur Primärwicklung des Impulstransformators PT fließen kann, wodurch ein Zündimpuls zum Einschalten der Thyristoren in der Sekundärwicklung des Impulstransformators PT erzeugt wird.
Da die Phase, mit der der Zündimpuls erzeugt wird, von der die Kollektor-Emitter-Spannung Ec des Verstärkungstransistors TR 4 übersteigenden Ausgangsspannung des Sägezahngenerators 14 bestimmt wird, ergibt sich, daß die Phase des Zündimpuls sich in Abhängigkeit von der Differenzspannung
[(VD-Eo)-Ei]
ändert Mit anderen Worten, wenn diese Differenzspannung einen höheren Wert hat, kann die Impulsphase beschleunigt werden mit entsprechender Herabsetzung des Phasensteuerwinkels « auf einen relativ kleineren Wert, und wenn andererseits die Differenzspannung relativ niedrig ist, wird der Phasensteuerwinkel auf einen relativ höheren Wert zunehmen, um sich der entsprechend niedrigeren Ausgangsspannung bzw. -Stromstärke des Schweißgerätes anzupassen.
Wenn in der Schaltung des Sägezahngenerators 14 kein Verstärkungstransistor TR 8 vorgesehen ist, sondern das Ende des mit der Basis des Schalttransistors 77? 5 verbundenen Widerstandes Λ15 direkt mit dem Punkt Q verbunden ist, so daß man vom Generator 14 eine Ausgangsspannung mit der in F i g. 4(A) gezeigten Wellenform erhält, dann ist das Verhältnis der differentiellen Zunahme
A[(VD-Eo)-EQ
der Differenzspannung konstant, so daß keine Kompensierung des Verstärkungsfaktors in der Steuerschaltung möglich ist.
Wenn dagegen ein Verstärkungstransistor TO 8 vorgesehen ist, so wird durch einen Teil der an beiden Enden des Widerstandes R 13 auftretenden Spannung der Spannungsquelle VE der Verstärkungstransistor 77? 7 angesteuert, dessen durch den Widerstand R12 fließender Kollektorstrom den Kondensator CA auflädt. Die Spannung des Kondensators C4 steuert den Verstärkertransistor TRi, dessen aufgrund der zwischen den beiden Enden des Widerstandes R14 liegenden Spannung fließender Kollektorstrom dem Widerstand R 15 zugeführt wird, so daß man von dem Generator 14 eine Ausgangsspannung mit der in Fig.4(B) gezeigten Dreieckswellenform erhält, Somit wird beim Aufladen des Kondensators C4 die an den beiden Enden des Widerstandes /?15 erscheinende Ausgangsspannung vergrößert Man erhält somit an den beiden Enden des Widerstandes R15 die in Fig.4(B) gezeigte Ausgangsspannung des Generators 14, deren ansteigender Teil etwas nach unten durchhängt Da die Ausgangsspannung des Sägerahngenerators 14 die in F i g. 4(B) dargestellte Form hat, nimmt das Verhältnis der differentiellen Zunahme Δα, des Phasensteuerwinkels Oi zu der differentiellen Zunahme
Ai(VD-EG) Ef\
der Differenzspannung zu, » enn die Ausgangsspannung des Schweißgerätes zunimmt und entsprechend der Phasensteuerwinkel einen kleineren Wert hat
Mit anderen Worten, je höher die Ausgangsspannung bzw. -Stromstärke des Schweißgerätes bei relativ kleinem Wert des Phasensteuerwinkels et ist desto höher wird die Verstärkung der Steuerschaltung. Somit
j5 wirkt der Transistor TRS in der Anordnung gemäß F i g. 3 als Verstärkungs-Kompensationsglied, wodurch der Verstärkungsfaktor der Steuerschaltung automatisch und proportional zur Ausgangsspannung bzw. -Stromstärke des Schweißgerätes kompensiert werden kann, ohne daß die eingangs erwähnten Nachteile der bekannten Schaltungsanordnungen auftreten.
Statt der in Fig.3 gezeigten, getrennten Stromquellen VD und VE kann auch nur jeweils eine der beiden Stromquellen verwendet werden. Ferner kann anstelle der beschriebenen Rückkopplung des Ausgangsstromes des Schweißgerätes auch eine Rückkopplung der Ausgangsspannung vorgesehen sein, um eine Charakteristik mit konstanter Spannung zu erzielen.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:
1. Schaltungsanordnung für ein Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät mit einer phasengesteuerten Gleichrichterschaltung zur Umwandlung eines zugeführten Wechselstroms in einen einer Schweißelektrode und einem zu schweißenden Werkstück zuzuführenden Gleichstrom, mit einem Sollwertgeber und mit einer Rückkopplungsstufe zur negativen Rückkopplung des Istwertes des Ausgangsgleichstroms zu einem Zündsteuerkreis, der durch Vergleich des Sollwertes mit dem Istwert unter Synchronisation durch einen Synchronisationskreis aus dem Differenzsignal ein Phasensteuersi^nal erzeugt, das der Gleichrichterschaltung zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß in der Eingangsleitung mit einem Eingangswiderstand (Ri) eines das Differenzsignal verstärkenden Transistors (TR\) ein Schaltkreis vorgesehen ist, der den Verstärkungsfaktor der Schaltungsanordnung kompensiert und aus einer zu dem Eingangswiderstand (Rt) parallelgeschalteten Serienschaltung der Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors (TRi) und eines Widerstandes (Rb) besteht
2. Schaltungsanordnung für ein Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät mit einer phasengesteuerten Gleichrichterschaltung zur Umwandlung eines zugeführten Wechselstroms in einen einer Schweißelektrode und einem zu schweißenden Werkstück zuzuführenden Gleichstrom, mit einem Sollwertgeber und mit einer Rückkopplungsstufe zur negativen Rückkopplung des Istwertes des Ausgangsgleichstroms zu einem Zündsteuerkreis, der durch Vergleich des Sollwertes mit dem Istwert unter Synchronisation durch einen Synchronisationskreis aus dem Differenzsignal ein Phasensteuersigna! erzeugt, das der Gleichrichterschaltung zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Differenzsignal über einen Schalttransistor (TA5) geführt ist, der durch einen Sägezahngenerator (14} gesteuert ist, dessen Ausgangsspannung mittels eines in der Ausgangsleitung angeordneten zusätzlichen Verstärkertransistors (TRt) im Sinne einer Kompensation des Verstärkungsfaktors der Schaltungsanordnung verändert ist.
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