DE4028348A1

DE4028348A1 - Niederspannungsquelle mit vorschaltanordnung

Info

Publication number: DE4028348A1
Application number: DE4028348A
Authority: DE
Inventors: Bernd Dipl Ing Urban
Original assignee: Zumtobel AG
Current assignee: Zumtobel AG
Priority date: 1990-09-06
Filing date: 1990-09-06
Publication date: 1992-03-12

Description

Die Erfindung betrifft eine Niederspannungsquelle mit einer dieser vorgeschalteten Vorschaltanordnung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1. Sie betrifft ebenfalls ein Verfahren zur Gewinnung einer Niedergleichspannung aus einer wesentlich höheren Versorgungsgleich- oder -wechselspannung gemäß Anspruch 5.

Schaltungen der genannten Art und gleichnamige Verfahren finden regelmäßig dann Anwendung, wenn aus einer vergleichsweise hohen Netzversorgungsspannung (220 V, 380 V) eine Niederspannung U_c gewonnen werden soll, die zur Speisung von Steuer-Regel- und Logikschaltkreisen dienen soll. Letztere haben Versorgungsspannungen im Bereich von 5 V (TTL-Logik) bis 15 V (CMOS-Logik) und für Verstärkeranwendungen einen Spannungsbereich von ± 5 V bis ± 18 V (lineare Operations verstärker). Die genannten Schaltkreise steuern beispielsweise Hochvolt-Schalttransistoren oder MOS-FET-Transistoren an, die in netzspannungsorientierten Steuer- und Regelsystemen als Stellglieder eingesetzt werden. Neben den genannten Schaltkreisen können auch Mikroprozessoren und Computerbausteine, die idR eine Versorgungsspannung von 5 V aufweisen, Einsatz finden. Letztere können dann mit ihren Ausgangsanschlüssen direkt die als Stellglieder eingesetzten Schalttransistoren mit geringen Leistungen ansteuern, so daß eine effektive Kopplung zwischen Steuer- bzw. Regelebene und Stellgliedern erzielt wird.

Bisher bekannte Varianten zur Gewinnung einer derartigen Niederspannung aus der Netzversorgungsspannung weisen neben einer Gleichrichterdiode einen verlustbehafteten Ladewiderstand oder eine verlustarme Reihenschaltung aus Ladewiderstand und Ladekondensator auf. Beide Varianten sind nur für sehr geringe Ströme auf Niederspannungsebene einsetzbar. Sie haben gemein, daß ihre Verlustleistung unerwünscht ist. Neben der unerwünschten Verlustleistung bildet auch die erforderliche Baugröße des verlustbehafteten Widerstandes oder des zwangsläufig kapazitätsmäßig und spannungstragfähig groß zu wählenden Vorschaltkondensators einen Ansatzpunkt für erwünschte Verbesserungen.

Es sind hierbei beispielsweise IC-Schaltungsanordnungen bekannt, die ausgehend von der Netzwechselspannung die Reihenschaltung einer Diode D eines Schalters S und eines Ladekondensators C aufweisen. Ein Spannungsdiskriminator X erfaßt die am Kondensator anliegende Spannung (Niederspannung) und öffnet den Schalter S dann, wenn die genannte Spannung um einen vorgegebenen Wert größer ist, als die erwünschte Niederspannung. Für eine erwünschte Niederspannung von 5 V würde hierbei beispielsweise ein Öffnen des Schalters S bei ca. 10 V erfolgen. Andererseits schließt der Spannungsdiskriminator X den Schalter S und verbindet die Netzwechselspannung U_w über die Diode D einmal pro Wechselspannungsperiode (T=20 msec) mit dem Ladekondensator C dann, wenn die Wechselspannung ausgehend von dem Wert Null beginnt positiv zu werden. Der Ladekondensator C wird demnach einmal pro Spannungsperiode kurzzeitig nachgeladen, für die verbleibende Zeitspanne verharrt der Spannungsdiskriminator X in einem sperrenden Zustand; der Schalter S bleibt geöffnet (vgl. Fig. 10).

Eine solche Schaltung weist den Nachteil auf, daß impulsartige Stromspitzen im Bereich des Null-Durchgangs der Netzspannung auftreten. Sie werden bei steigendem Laststrom, welcher dem Ladekondensator C entnommen wird, problematischer. Dies im Hinblick auf Steuer- und Regeleinrichtung, welche einer Null- Synchronisation bedürfen, und welche gerade im Bereich des Netzspannungs-Nulldurchgangs empfindlich auf Störungen reagieren. Neben den impulsartigen Stromspitzen ist auch eine Verbesserung hinsichtlich der Verlustleistung bei einer derartigen IC-Schaltungsanordnung wünschenswert.

Neben der vorbeschriebenen IC-Schaltungsanordnung können zur Niederspannungs-Versorgung auch Printtrafos Einsatz finden, die mittels Primär- und Sekundärwicklung die Eingangs- Wechselspannung verlustarm herabsetzen. Diese haben eine magnetische und ohmsche Verlustleistung von ca. 2-3 W und werden erst ab ca. 15 mA Laststrom der Niederspannung wirtschaftlich. Neben der raumschluckenden Baugröße von Transformatoren ist auch deren Gewicht unerwünscht. Die primärseitig erforderlichen geringsten Drahtquerschnitte erweisen sich als Quelle für Systemausfälle, da letztere häufig Unterbrechungen - gerade an den Verbindungspunkten (Lötstellen) - aufweisen.

Ausgehend von den zuvor dargelegten Möglichkeiten ist es u. a. eine Aufgabe der Erfindung, die Verlustleistung einer transformatorlosen Niederspannungsquelle gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 zu reduzieren. Neben der Reduzierung der Verlustleistung legt die Erfindung ein besonderes Augenmerk auf die bewirkten Störungen, welche gleichfalls zu reduzieren sind.

Unter anderem ist die vorgenannte Aufgabe gemäß den kenn zeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Auf gleiche Weise bildet die Merkmalskombination des unabhängigen Verfahrensanspruchs 5 eine selbständige Lösung des erwähnten technischen Problemes.

Grundlegend für die Erfindung ist die Erkenntnis, daß dem kapazitivem Element 10 bzw. dem Ladekondensator C (Fig. 10) oder C1 (Fig. 1) eine dynamisch veränderliche Vorschaltanordnung vorzuschalten ist. Diese enthält als Kern eine zu- und abschaltbare Stromquelle, welche von einer Komparatorschaltung netzspannungsgeführt zu- und abgeschaltet wird. Die netzsynchrone Zu- und Abschaltung der Stromquelle entnimmt hierbei dem Wechselstromnetz oder dem gleichgerichteten Wechselstromnetz blockförmige Ströme periodisch wiederholend zu den Zeitpunkten, in welchen die Verlustleistung der (aktiv oder linear arbeitenden) Stromquelle so gering wie möglich ist. Diese Zeitpunkte liegen regelmäßig in der Umgebung des Nulldurchgangs der Wechselspannung oder des Null-Zeitpunktes T₀ der gleichgerichteten Netzspannung. Dort ermöglicht die wie ein sehr geringer Widerstand wirkende Stromquelle eine störungsarme Nachladung des Pufferkondensators C1 (erstes kapazitives Element). Mit steigender Netzspannung erhöht die Stromquelle ihren wirksamen Widerstand, wodurch der Ladestrom i_c=I₁ im wesentlichen konstant bleibt - allerdings bei nunmehr steigender Verlustleistung in der Stromquelle. Sobald die Netzspannung einen vorgegebenen Schwellenwert U₁ erreicht hat, wird demnach die Stromquelle abgeschaltet, womit die Verlustleistung augenblicklich vermieden wird und jene Bereiche der Netzspannung stromlos bleiben, in denen Vorwiderstände erhöhte Verlustleistungen erzeugen.

In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung konnte bei einer Niederspannung von U_c=5 V und einem Laststrom von 8 mA eine Verlustleistung in der Vorschaltanordnung von 0,6 W erzielt werden. Dem steht bei herkömmlichen ohmschen Vorwiderstand eine Verlustleistung von ca. 2 W bei gleicher Niederspannung und gleichem Laststrom gegenüber. Auch weist die zuvor erläuterte IC-Schaltungsanordnung mit Spannungsdiskriminator X und Schalter S (Fig. 10) eine gegenüber der Erfindung höhere Verlustleistung auf.

Ein Zweck der Erfindung liegt ferner darin Störungen im Bereich des Spannungs-Nulldurchganges oder des Null-Zeitpunktes T₀ einer Zweiweg- oder Einweg-Gleichrichtung zu reduzieren.

Der diesbezügliche erfindungsgemäße Effekt liegt in der Reduzierung der impulsförmigen Ladespitzen im Augenblick des Zuschaltens der Stromquelle auf den Pufferkondensator C1. Die im wesentlichen konstanten zeitlich eng begrenzten und dem Null- Zeitpunkt T₀ direkt benachbarten Stromblöcke vermeiden die unerwünschten störenden Einschaltstromspitzen. Je geringer die erwünschte Niedergleichspannung U_c ist, desto näher können die Stromblöcke an den Null-Zeitpunkt T₀ der Versorgungsgleich- oder -wechselspannung herangeschoben werden. In vorteilhafter Weiterbildung (Anspruch 2, 7) geschieht dies mehrfach pro Netzspannungsperiode, die Stromblöcke können hierbei jeweils symmetrisch zu einem Null-Zeitpunkt T₀ einer gleichgerichteten Netzspannung u_N liegen.

Ein Zweck der Erfindung liegt weiterhin in der erwünschten Unabhängigkeit von Netzspannungsschwankungen.

Der diesbezügliche erfinderische Effekt kompensiert mittels der Stromquelle, welche als dynamisch veränderlicher Widerstand wirkt, die Schwankungen in der Versorgungsspannung. Neben dem Ausgleich von Versorgungsspannungsschwankungen wird auch eine nahezu konstante Verlustleistung über einen großen Versorgungsspannungs-Bereich erzielt. Beispielsweise können hier Versorgungsspannung im Bereich von 100 V bis 300 V eingesetzt werden, ohne Änderungen in der Schaltungsdimensionierung in Kauf nehmen zu müssen. Dies ist Ausfluß der selbsteinstellenden und hierbei spannungskompensierenden Stromquelle, welche erfindungsgemäß im Bereich um den Null-Zeitpunkt T₀ der Versorgungsspannung zugeschaltet wird.

Ein Zweck der Erfindung ist außerdem die Reduzierung der erforderlichen Baugröße für eine Niederspannungsquelle mit Vorschaltanordnung sowie eine hiermit korrespondierende Forderung nach Einsatz von nichtmagnetischen (keine Transformatoren) Kopplungen sowie eine gleichzeitige Erhöhung der Betriebssicherheit.

Diesbezüglich liegt der erfinderische Effekt in der Möglichkeit, die erfindungsgemäße Schaltung mit üblichen passiven Schaltungskomponenten, wie Widerständen (geringer Leistung), Zenerdioden und Kondensatoren (geringer Spannungstragfähigkeit) zu realisieren. Neben den genannten Komponenten finden übliche Transistoren mit geringer maximaler Kollektor-Emitterspannung Anwendung. Lediglich ein einzelner Transistor muß eine Spannungsbelastbarkeit aufweisen, die dem Scheitelwert der speisenden Versorgungsspannung entspricht. Letzterer kann entweder selbst als Stromquelle geschaltet werden, oder als Schalttransistor einer aus üblichen Transistoren gebildeten Stromquelle in Serie geschaltet werden. Die erforderlichen Bauteile ermöglichen im Ergebnis eine geringere Baugröße als dies mit Printtrafos möglich ist. Eine erfindungsgemäße Schaltung ist in SMD (surface mounting devices)-Technik ausführbar, womit weiterhin Raum gespart werden kann.

Schließlich liegt bin Zweck der Erfindung in der stufenlosen Regelbarkeit der gewünschten Niederspannung.

Die Variation der Stromblockdauer ΔT (Delta T), welche durch Verändern des Zu- bzw. Abschaltpunktes T₁, T₄ der Stromquelle erzielt wird, ermöglicht erfindungsgemäß die verlustlei stungssenkende Veränderung der dem Pufferkondensator C1 zugeführten Ladung Q. Neben der Veränderung der Niederspannung kann hierbei auch eine Leerlauffestigkeit der Schaltungsanordnung erzielt werden, d. h. es wird erfindungsgemäß vermieden, daß bei Entfernen der niederspannungsseitigen Last die Spannung an dem Pufferkondensator C1 unkontrolliert ansteigt. Bei Zuschaltung mehrerer Stromblöcke während einer Netzspannungsperiode werden erfindungsgemäß die Stromblöcke symmetrisch um einen Null-Zeitpunkt T₀ der Versorgungsspannung gelegt. Bei der Variation der Blockdauer ΔT verbleibt dabei die Stromblock-Flanke, welche dem Null-Zeitpunkt T₀ zugewandt ist, an ihrem zeitlichen Ort, während die dem Null-Zeitpunkt T₀ abgewandte Stromblock-Flanke zeitlich verschiebbar ist. Je höher die erwünschte Niederspannung ist, desto weiter liegen die dem Null-Zeitpunkt T₀ zugewandten Stromblockflanken T₂, T₃ von diesem entfernt. Je geringer die zu generierende Niederspannung ist, desto näher können die genannten Flanken dem Null-Zeitpunkt T₀ sein.

Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Vorrichtungs- und Verfahrensunteransprüchen angegeben.

Die mittelbare oder unmittelbare Mehrfach-Zu- und Abschaltung der erfindungsgemäßen Stromquelle ist Gegenstand des Anspruchs 2.

Bei der mittelbar geschalteten Stromquelle findet neben der eigentlichen Stromquelle ein zusätzlicher Hochspannungs- Schalttransistor, beispielsweise ein MOS-FET oder ein Bipolar- Transistor, Anwendung. Er liegt in Reihe zu der Stromquelle. Bei Anwendung eines Darlington-Transistors als Stromquelle muß bei dieser Variante lediglich ein Transistor (der Schalttransistor) die erforderliche hohe Spannungsbeanspruchbarkeit aufweisen.

Anspruch 3 ist gerichtet auf eine vorteilhaft einsetzbare Spannungsbegrenzung, welche einerseits stromableitend und andererseits stromsperrend oder mit Kombination dieser Wirkungen ausführbar ist. Bei der stromableitenden Variante wird ein Span nungsbegrenzungselement oder -schaltungsteil parallel zu dem Pufferkondensator C1 geschaltet. Bei der stromsperrenden Variante wird die Spannung auf dem Pufferkondensator C1 oder auf einem diesem vorgeschalteten zweiten kapazitivem Element C2 erfaßt. Wenn entweder der Strom zwischen beiden kapazitiven Elementen oder die Spannung auf dem zweiten (oder ersten) kapazitiven Element einen vorgegebenen Schwellenwert überschreiten, wird die schaltbare Stromquelle abgeschaltet und somit die Ladungszufuhr aus der Versorgungsspannung gestoppt.

Anspruch 4 ist gerichtet auf eine vorteilhafte Steuerbe zugspunktsverschiebung, mittels welcher jegliche Steuerströme der Transistoren in der Vorschaltanordnung mit dem zu- und abgeschalteten Hauptstrom der Stromquelle auf einen gemeinsamen Pufferkondensator C1 geführt werden. Dies vermeidet unnötige Verluste, die durch Querströme anfallen würden, die bei der Steuerung der dynamisch veränderlichen Vorschaltanordnung an der Niederspannungsquelle vorbeifließen würden. Eine solche Summenstrombildung ist besonders vorteilhaft in Verbindung mit einer stromableitenden Spannungsbegrenzung am Pufferkondensator einsetzbar.

Hervorzuheben ist weiterhin die vorteilhafte Kombination der stromsperrenden Spannungsbegrenzungsvariante gemäß Anspruch 3 mit der durch das zweite kapazitive Speicherelement C2 zusätzlich bewirkten Glättungsfunktion. Die beiden kapazitiven Speicherelemente bilden dabei ein oberwellenglättendes π-Filter aus zwei Kapazitäten und einem diese verbindenden niederohmigen ohmschen Element, welches gleichzeitig zur Erfassung des zwischen beiden Kapazitäten fließenden Stromes herangezogen werden kann.

Weitere kaskadenartige Glättungsmaßnahmen, wie Filter oder Linearspannungsregler können sich an den Pufferkondensator C1 anschließen.

Neben der bereits erwähnten Leerlauf-Festigkeit, welche sowohl durch Stromableitung als auch durch Stromsperrung erzielbar ist, wird durch die erfindungsgemäß schaltbare Stromquelle auch eine Kurzschlußfestigkeit des Lastkreises gewährt.

In vorteilhafter Weiterbildung kann schließlich die Blockform der von der geschalteten Stromquelle an den Pufferkondensator abgegebenen Stromblöcke derart verändert werden, daß die Stromamplituden innerhalb eines derartigen Blockes um so höher sind, je geringer ihr zeitlicher Abstand zu dem Null-Zeitpunkt T₀ ist. Dies gewährt bei vergrößerter Ladung (welche durch die Fläche des Strompulses gebildet ist) eine geringere oder bei gleicher Ladung eine weiter reduzierte Verlustleistung, da höhere Lade-Ströme bei geringeren Netzspannungen und vice versa anfallen (Anspruch 9).

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von mehreren Ausfüh rungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung mit zweiweg gleichgerichteter Versorgungsspannung u_N, Komparatorschaltung 2 sowie geschalteter Stromquelle 1 und Pufferkondensator C1,

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung mit zusätzlicher Niederspannungserfassung über eine Meßleitung 5 und eine der Komparatorschaltung 2 zugeordnete (stromsperrende) Schaltungskombination 3,

Fig. 3, Fig. 4 und Fig. 5 Strom- und Spannungs-Zeitverläufe bei Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1 und Fig. 2,

Fig. 6 ein der Fig. 2 entsprechendes detaillierteres Schaltbild, bei welchem die stromsperrende Schaltungskombination zusätzlich zur Glättung der Stromblöcke eingesetzt wird,

Fig. 7 die stromableitende Spannungsbegrenzung, parallel zu dem Pufferkondensator 10,

Fig. 8 eine detaillierte Schaltungsvariante, wie sie den Fig. 2 und 6 entspricht, jedoch ist hierbei die Steuerbezugspunktsverschiebung, bzw. die Querstromakkumulation auf dem Pufferkondensator 10 angewendet,

Fig. 9 eine alternative Ausführungsform einer geschalteten Stromquelle, wie sie bei unmittelbarer Zu- und Abschaltung der Stromquelle 1 über einen Hochvolt-Transistor Anwendung finden kann,

Fig. 10 - wie bereits erläutert - eine Schaltungsvariante nach dem Stand der Technik.

Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung. In ihr ist zu einer Stromquelle 1 ein Pufferkondensator C1, welcher zweckmäßig ein hochkapazitiver Elektrolytkondensator ist, in Serie geschaltet. Er weist eine Spannungstragfähigkeit auf, die geringfügig höher ist, als die der erwünschten, an ihm gebildeten Niederspannung U_c. Die Stromquelle 1 wird über eine Steuerleitung 4, welche entweder dem Basisanschluß ihres Stromquellentransistors oder dem Basis- oder Gate-Anschluß eines mit der Stromquelle 1 in Reihe geschalteten zusätzlichen Hochvolt-Schalttransistors oder -FET′s zugeführt ist, von einer Komparatorschaltung 2 zu- und abgeschaltet. Die Komparatorschaltung 2 ist in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 mit ihren Versorgungsanschlüssen parallel zur speisenden Versorgungsspannung u_N geschaltet, zu welcher auch die Serienschaltung aus Stromquelle 1 und Pufferkondensator C1, 10 parallel geschaltet ist. In vorteilhafter Änderung wird der negative Versorgungsanschluß der Komparatorschaltung 2 mit dem Verbindungspunkt zwischen Stromquelle 1 und Pufferkondensator C1 verbunden, womit sämtliche in der Stromquelle anfallenden Steuerströme (Querströme) zusätzlich wirksam genutzt werden, d. h. dem Pufferkondensator C1 zugeführt werden. Vorteilhaft wird bei einer solchen Schaltungsvariante dem Pufferkondensator 10 zusätzlich eine Zenerdiode 12 (siehe Fig. 7) derart parallel geschaltet, daß sie die an dem Kondensator 10 entstehende maximale Spannung von U_c begrenzt.

Parallel zu dem Pufferkondensator 10 liegt die von der Niederspannungquelle versorgte Last. Sie nimmt den Strom i_L oder I_L auf. Die Last kann hierbei direkt an den Pufferkondensator 10 angeschlossen werden, sie kann auch mittelbar über eine weitere Glättung oder einen weiteren Linearspannungsregler mit einer in ihrer Konstanz verbesserten Niederspannung versorgt werden. Als Last i.S. der Erfindung ist jede Schaltung anwendbar, beispielsweise lineare Schaltungen, wie Operationsverstärker oder digitale Schaltungen, wie CMOS-Schaltungen oder TTL-Schaltungen, sowie mit diskreten Bauteilen aufgebaute Steuer und Regelschaltungen.

Die Komparatorschaltung 2 schaltet die Stromquelle 1 nun synchron mit der Versorgungsspannung u_N zu und ab. Dies abhängig von der Amplitude der Versorgungsspannung u_N. Im Ergebnis werden dabei dem Pufferkondensator 10 jeweils dann Stromblöcke i_c der Amplitude I₁ zugeführt, wenn die Versorgungsspannung gering ist. Dies ist regelmäßig im Bereich des Nullwerdens der Versorgungsspannung u_N der Fall. Abhängig von der Größe der Niederspannung u_c beginnt dabei der Stromblock zeitlich dann, wenn die pulsierende Versorgungsspannung u_N geringfügig höher ist, als die Niederspannung U_c. Er endet dann, wenn die Versorgungsspannung u_N einen in der Komparatorschaltung 2 festgelegten Spannungs-Schwellenwert U₁ überschreitet. Die Komparatorschaltung 2 schaltet dabei über die Verbindungsleitung 4 die Stromquelle 1 - zur Vermeidung hoher Verluste - in einem relativ breiten Bereich um das Maximum der Versorgungsspannung ab. Abhängig von dem entnommenen Laststrom I_L wird der Abschaltzeitpunkt sowie der Konstantstrom I₁ der stromblockeerzeugenden Stromquelle 1 verändert.

Im Beispiel wurde für einen Laststrom I_L=8 mA und eine Lastspannung von U_C=5 V ein Stromquellenstrom von ca. I₁=80 mA eingestellt. Die Quellenspannung U₁ der Komparatorschaltung 2 liegt hierbei bei ca. 100 V. Die Versorgungsspannung u_N wird von einer Sinus-Halbwellen-pulsierenden Spannung mit einer Frequenz von 100 Hz gebildet. Sie wird durch Vollweggleichrichtung der 220 V, 50 Hz Netzversorgung zur Verfügung gestellt. Dies veranschaulicht Fig. 5.

Fig. 2 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel der Erfindung mit zusätzlich vorgesehener Niederspannungs-Überwachung über die Meßleitung 5 und die Spannungsbegrenzerschaltung 3. Im übrigen ist die Schaltung von Fig. 2 mit der zuvor beschriebenen Schaltungsvariante der Fig. 1 identisch. Der Spannungsbegrenzer 3 schaltet - ebenso wie die Komparatorschaltung 2 - über die Schaltleitung 4 die Stromquelle 1 ab. Dies geschieht dann, wenn die Spannung auf dem Pufferkondensator 10 größer als ein von der Begrenzerschaltung 3 vorgegebener Grenzwert ist. Auf diese Weise wird die Spannung U_L des Pufferkondensators C1 durch Stromsperrung begrenzt. Dies ist besonders vorteilhaft bei der Vermeidung von zusätzlicher Verlustleistung, wenn die Schaltung leer läuft, d. h. kein Laststrom I_L dem Pufferkondensator C1, 10 entnommen wird. Auch in dieser Schaltungsvariante ist der negative Versorgungsanschluß der Komparatorschaltung 2 mit dem Pufferkondensator 10 verbindbar.

Fig. 7 zeigt ebenfalls, wie die Fig. 2, eine Spannungsbegrenzung am Pufferkondensator 10. Diese wird jedoch nicht durch Stromsperrung der Stromquelle 1 erzielt, vielmehr ist dort eine Zenerdiode 12 dem Pufferkondensator 10 parallel geschaltet. Dies bildet eine stromableitende Spannungsbegrenzungsvariante. Die dem Pufferkondensator 10 zuviel zugeführte Ladung Q wird über die Zenerdiode 12 dabei so abgeleitet, daß die Spannung U_c, U_L am Kondensator nicht weiter steigen kann. Vorteilhaft sind die beiden Spannungsbegrenzungsvarianten - Stromsperrung und Stromableitung - kombinierbar, insbesondere dann, wenn die Querströme der Komparatorschaltung 2 auf dem Pufferkondensator 10 akkumuliert werden. Im übrigen ist die Schaltung gemäß Fig. 7 funktionsmäßig äquivalent der der Fig. 1.

Anhand der Fig. 3 bis 5 wird im folgenden die Funktionsweise der Ausführungsbeispiele gemäß Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 7 in Zeitdiagrammform erläutert. Hierbei stellt das obere Diagramm der Fig. 5 die vollweg-gleichgerichtete 50 Hz Netzspannung mit ihren 100 Hz Sinuspulsen dar. Im unteren Diagramm der Fig. 5 ist zu der darüber gezeichneten Spannungsform phasenkorrespondierend der Stromverlauf i_c(t) dargestellt, welcher von der Stromquelle 1 in den Pufferkondensator C1 gespeist wird. Erkennbar ist hierbei, daß die blockförmigen Strompulse der Höhe I₁ jeweils symmetrisch zu einem Null-Zeitpunkt T₀ der treibenden Versorgungsspannung u_N(t) liegen. Jeder der blockförmigen Strompulse führt dem Pufferkondensator C1 eine Ladung Q₁ zu, welche aus dem Zeit-Stromintegral (Fläche) jedes Strompulses gebildet wird. Pro Sinuspuls werden jeweils zwei Stromblöcke dem Pufferkondensator 10 zugeführt. Wird eine Wechselspannung eingesetzt, so können ein oder zwei Stromblöcke je Netzspannungsperiode dem Kondensator C1 zugeführt werden. Je größer hierbei die Anzahl der Stromblöcke je Netzperiode, desto geringer kann die Amplitude I₁ oder die Blockdauer ΔT der einzelnen Stromblöcke sein. Dies senkt die entstehende Verlustleistung in der Stromquelle 1.

Die Fig. 3 und 4 zeigen jeweils Ausschnittsvergrößerungen der Fig. 5. Zunächst ist der Bereich um den Null-Zeitpunkt T₀ in Fig. 3 vergrößert dargestellt. Anhand der Vergrößerungen ist deutlich erkennbar, daß - abhängig von der Höhe der Niederspannung U_c - die dem Null-Zeitpunkt benachbarte Flanke des Strompulses (bei T₂ und T₃) in einem gewissen Abstand von dem Null-Zeitpunkt T₀ liegt. Im Idealfall einer restspannungslosen Stromquelle 1 würden die vorgenannten Stromblock-Flanken dann einsetzen, wenn die Netzspannung der Niederspannung U_c entspricht. Ebenfalls symmetrisch werden die jeweiligen zweiten Flanken der beiden Stromblöcke (T₁ und T₄) zeitlich so gelegt, daß sie dann auftreten, wenn die speisende Spannungsform u_N einen vorgegebenen oder vorgebbaren Schwellenwert U₁ erreicht. Letzterer Schwellenwert wird in der Komparatorschaltung 2 vorgegeben.

Bei einer Variation der pro Stromblock zugeführten Ladungsmenge durch Verändern der Stromblockdauer ΔT können sowohl die dem Null-Zeitpunkt T₀ benachbarten Stromblockflanken T₂ und T₃ von T₀ wegverschoben werden, als auch die jeweiligen anderen Stromblock-Flanken bei T₁ und T₄ zum Null-Zeitpunkt T₀ hinverschoben werden. Die Verkürzung der Stromblockdauer entspricht einer stromsperrenden Spannungsbegrenzung, wie sie in Fig. 2 über die Meßleitung 5 und die Spannungsbegrenzerschaltung 3 erzielbar ist.

Schließlich zeigt Fig. 4 eine weitere Auschnittsvergrößerung der Fig. 3. In ihr ist ein Stromblock herausgezeichnet und oberhalb dieses Stromblockes die Niederspannung U_c bzw. u_c(t) auf dem Pufferkondensator C1 dargestellt. Während des Stromblockes steigt die Spannung dabei im wesentlichen linear an. Nimmt man weiterhin einen konstanten Belastungsstrom I_L für die Niederspannungslast an, so entlädt sich der Kondensator nach Ende der Stromblockdauer bei T₄ ebenfalls im wesentlichen zeitlinear. Ein stabiler Zustand wird dann erreicht, wenn der Spannungsanstieg während der Stromblockdauer in seiner Amplitude dem Spannungsabfall in der speisestromlosen Zeit entspricht. Sind pro Sinus-Halbwelle mehrere, insbesondere zwei, Stromblöcke vorgesehen, so entfällt auf jede Stromblock-Dauer bzw. Ladungszufuhr-Dauer nur die halbe stromlose Pause-Dauer.

Fig. 6 und Fig. 7 zeigen jeweils detaillierter das Ausführungsbeispiel von Fig. 2. Es ist hierbei der Vollweg- Gleichrichter 6 eingezeichnet, der die Netzwechselspannung in eine pulsierende Gleichspannung umformt. Neben den bereits erläuterten Bauelementen der Stromquelle 1, ihrer Steuerleitung 4, der Komparatorschaltung 2, dem Spannungsbegrenzer 3 und der Meßfühlerleitung 5 sowie dem Pufferkondensator C1 oder 10 sind in Fig. 6 zwei weitere Bauelemente vorgesehen. Es ist dies der direkt an die Stromquelle 1 angeschlossene zweite Speicherkondensator 11, welcher zunächst die von der Stromquelle 1 gelieferten Stromblöcke i_c(t) bzw. deren quantisierte Ladung Q1 aufnimmt. Von ihm wird über einen Widerstand 7 der erste Pufferkondensator 10 gespeist. Auf diese Weise wird eine doppelte Filterung erzielt, die beiden Kondensatoren 10, 11 und der Widerstand 7 wirken als π-Filter, was zur Reduktion der Spannungsoberwellen auf der von Kondensator 10 abgegebenen Niederspannung U_c führt. Gleichzeitig kann die Spannungsbegrenzung von dem positivem Anschluß des Kondensators 11 gespeist werden, sie ermöglicht hierbei eine frühzeitige Reaktion auf unerwünschte Überspannung, welche insbesondere bei Leerlauf der Niederspannungsquelle eintritt.

In Fig. 8 wird die anhand Fig. 6 erläuterte Widerstands- Kondensatorschaltung 10, 11, 7 dadurch erweitert, daß an dem Widerstand 7, welcher relativ niederohmig ist, der durch ihn fließende Strom von einer Basis-Emitterstrecke eines Transistors 22 auf einen vorgegebenen Grenzwert hin überwacht wird. Wird dieser Stromgrenzwert erreicht, so schaltet der Transistor 22 die aus den Transistoren 20, 21 und den Widerständen 26 und 26a gebildete Stromquelle 1 ab. Der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 22 ist die Kollektor-Emitterstrecke eines weiteren Transistors 23 parallel geschaltet. Er bewirkt die Abschaltung der Stromquelle dann, wenn die speisende Versorgungsspannung u_N den vorgegebenen Schwellenwert U₁ überschreitet. Er wird über die Basisbeschaltung des Transistors 23 mittels einer Reihenschaltung aus einem Widerstand 24 und einer in Sperrichtung gepolten Zenerdiode 28 festgelegt. Die vorgenannte Serienschaltung speist den Basisanschluß des Transistors 23, zwischen ihm und dem Emitter-Anschluß des Transistors 23 liegt ein weiterer Widerstand 27. Die beiden Emitter der Transistoren 22 und 23 sind gemeinsam an dem positiven Anschluß des Pufferkondensators 10 angeschlossen. Ebenso der mit dem Emitter verbundene Anschluß des Widerstandes 27.

Der Steuerbezugspunkt 30 befindet sich demnach auf dem Potential der Niederspannung. Gleichsam wird hierdurch erreicht, daß jedweder Steuerstrom, welcher in der Komparatorschaltung des Transistors 23 und seiner Beschaltung 27, 24, 28 und in der Begrenzerschaltung 22, 7 anfällt auf den Pufferkondensator 10 geleitet wird. Dies vermeidet zusätzliche Verlustleistung.

Die Stromquelle 1 ist gebildet aus einem Hochspannungstransistor 20, welcher auch als Darlington-Transistor ausgeführt werden kann. In seiner Emitterleitung liegt ein niederohmiger Widerstand 26, an dem die Basis-Emitterdiode eines Regeltransistors 21 angeschlossen ist. Sein Kollektor steuert die Basis des vorgenannten Hochspannungs-Transistors 20 oder eines entsprechenden Darlington-Transistors. Seiner Basis ist ferner über einen Widerstand 26a ein Steuerstrom aus der pulsierenden Versorgungsspannung u_N zugeführt, an welcher auch der Widerstand 24 angeschlossen ist, welcher dem Abschalt- Transistor 23 den für die Abschaltung der Stromquelle 1 notwendigen Steuerstrom zuführt. Sowohl Begrenzer-Transistor 22, als auch Abschalt-Transistor 23 schalten über die Steuerleitung die Stromquelle 1 zu und ab.

Neben der unmittelbaren Steuerung des Basisanschlusses der Stromquelle 1 bzw. des Transistors 20 ist auch eine mittelbare Steuerung anwendbar, in ihr würde die Steuerleitung 4 einem weiteren Hochvolt-Schalttransistor zugeführt werden, welcher zu der Stromquelle 1 bzw. der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 20 in Reihe geschaltet ist, um diese freizugeben oder abzuschalten. Der Transistor 20 kann hierbei aus einem normalen Niederspannungs-Typ gebildet werden, die notwendige Sperrspannung wird von dem Hochvolt-Schalttransistor aufgenommen. Dies zeigt Fig. 9 im Prinzip mit dem Transistor 21, welcher zum einen als Stromquellenschalter und zum anderen als Schalter einer eigenständigen zu ihm in Reihe geschalteten Stromquelle einsetzbar ist.

Ausgehend von dem Kondensator 10, in welchem die blockförmigen Ströme bzw. deren zugeführte quantisierte Ladung Q1 akkumuliert werden kann eine weitere Glättung durch einen Linearregler 40 erzielt werden, so daß eine sehr konstante Ausgangsspannung U_E der Niederspannungs-Last zugeführt werden kann. Eine stromableitende Zenerdiode 12 kann zur Spannungsbegrenzung am Eingang des Linearreglers bzw. dem Kondensator 10 oder am Kondensator 11 eingesetzt werden. Dies wurde zuvor anhand Fig. 7 erläutert. Beide Kondensatoren 10 und 11 können Niedervolt-Typen sein, vorzugsweise sind für diese Elektrolyt-Kondensatoren oder Tantal-Kondensatoren einsetzbar.

Als Stromquelle 1 kann neben der beschriebenen regelnden Variante mit den Transistoren 20, 21 und den Widerständen 26, 26a auch eine über Dioden 40 gesteuerte Stromquelle eingesetzt werden. Eine solche ist in Fig. 9 schematisch dargestellt. Der bisher (Fig. 8) stromregelnde Transistor 21 wird hierbei mit seinem Basisanschluß der Zu- und Abschaltleitung 4 zugewandt, zwischen seinem Kollektor und seinem Emitter wird die vorgenannte Reihenschaltung aus zwei oder mehr Dioden 40 in Flußrichtung geschaltet. Ansonsten verbleibt die Stromquelle in ihrer Schaltung wie die in Fig. 8 erläuterte regelnde Variante.

Bislang wurde von Stromblöcken ausgegangen, welche schneidezahnähnlich symmetrisch zu dem jeweiligen Null-Zeitpunkt T₀ einer speisenden Versorgungsspannung liegen. Diese wiesen während der Stromblockdauer ΔT eine im wesentlichen konstante Amplitude I₁ auf. Verändert man diesen Stromverlauf i_c(t) derart, daß eine trapezförmige Stromverteilung während eines Stromblockes entsteht, wobei die höheren Stromwerte den Null- Zeitpunkt T₀ zugewandt werden, so kann die Verlustleistung in der Stromquelle 1 weiter reduziert werden. Je steiler die Flanken gewählt werden, bzw. je höher der Stromwert ist, welcher T₀ benachbart ist, und je geringer der Stromwert in den von T₀ weiter entfernten Zeitpunkten ist, desto ähnlicher wird der Stromblock einem Stromimpuls. Ein solcher ist an sich unerwünscht, jedoch bildet eine angemessene zuvor erwähnte Stromveränderung innerhalb der Stromflußdauer eines Stromblockes die Möglichkeit einen höheren Ladungsbetrag Q1 der speisenden Spannung u_N(t) zu entnehmen, während ihre Spannung noch geringfügig oberhalb der Niederspannung U_C liegt. Dies wird ermöglicht durch die dynamisch hochwertige Stromquelle, welche einen in weiten Bereichen selbstverändernden dynamischen Widerstand darstellt, mittels welchem bestimmte Ladungsbeträge zu fest vorgegebenen Zeitpunkten (bezügl. einer pulsierenden Versorgungsspannung) dieser entnommen werden können. Hiermit kann die Verlustleistung gegenüber herkömmlichen Varianten deutlich reduziert werden. Auch wird eine geringe Baugröße erreicht, welche vorteilhaft gegenüber der Realisierung mit magnetischen Koppelelementen, beispielsweise Transformatoren oder Drosseln in Schaltnetzteilen, ist.

Abhängig davon, welche Gleichrichteranordnung 6 (siehe Fig. 6) eingesetzt wird, beispielsweise eine Einweg- oder eine Zweiweg- Gleichrichtung können die Stromblöcke I₁ unterschiedliche Zeitrelation zu der treibenden Versorgungsspannung u_N, U_N haben. Wählt man eine Einweg-Gleichrichtung, so besteht bei einer Netzfrequenz von beispielsweise 50 Hz zum einen die Möglichkeit einen einzelnen Stromblock pro Netzperiode, in unmittelbarer Nachbarschaft eines Null-Zeitpunktes T₀ der einzelnen Sinuskuppe zuzuschalten. Andererseits besteht die Möglichkeit zwei Stromblöcke vorzusehen. Diese liegen dann symmetrisch zu dem Spannungsmaximum der einen gleichgerichteten Sinushalbwelle. Wird eine Zweiweg-Gleichrichtung gewählt, so können pro Netzperiode ein, zwei, drei oder vier Stromblöcke vorgegeben werden, sie liegen jeweils in unmittelbarer Nachbarschaft des oder der Spannungs-Null-Zeitpunkte T₀ der gleichgerichteten Netzspannung. Neben der zuvor erläuterten Variante der Ladungsveränderung durch Flankenverschiebung der Stromblöcke besteht bei Einsatz mehrerer Stromblöcke auch die Möglichkeit einzelne dieser Stromblöcke ganz auszulassen, womit ebenfalls eine Reduzierung der zugeführten Ladung erreicht wird.

Besonders vorteilhaft läßt sich die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 für die Versorgung von Steuerschaltkreisen oder kundenspezifischen Baustein-Array′s zur Steuerung eines elektronischen Vorschaltgerätes EVG für Gasentladungslampen oder NV-Halogenlampen einsetzen. Dort wird eine Netzwechselspannung mittels eines Vollweg-Gleichrichters gleichgerichtet und einem Zwischenkreis-Glättungskondensator zugeführt. Aus dieser Gleichspannung wird über einen Wechselrichter, welcher selbstschwingend oder fremdgeführt ausgeführt sein kann, ein Lastkreis gespeist, der einen Schwingkreis und die Gasentladungslampe oder den Transformator einer NV-Halogenlampe (12 V) enthält. Der Wechselrichter wird von Steuersignalen angesteuert, die aus den erwähnten Steuerschaltkreisen gewonnen werden.

Die Niederspannung-Versorgung für die erwähnten Steuerschaltkreise wird hierbei von einer Schaltungsanordnung beispielsweise gemäß Fig. 8 zur Verfügung gestellt. Sie wird aus dem bereits vorhandenen Zweiweg-Gleichrichter gespeist, unter Hinzufügung einer weiteren Seriendiode, welche dem Zwischenkreis-Kondensator vorgeschaltet ist. Auf diese Weise erhält die Niederspannungsquelle U_c mit ihrer dynamischen Vorschaltanordnung, welche die Stromquelle 1 enthält, eine pulsierende Gleichspannung.

Claims

1. Niederspannungsquelle zur Gleichstromspeisung insbesondere von Steuerschaltungen, welcher eine Vorschaltanordnung zur Aufrechterhaltung der Niederspannung (U_c) aus einer zwischen einem Minimum und einem Maximum periodisch pulsierenden Versorgungsspannung (U_w, u_N) vorgeschaltet ist, mit einem ersten kapazitivem Speicherelement (10, C1) zur Speicherung von diesem aus der Versorgungsspannung (U_w, u_N) periodisch zugeführten Ladungsmengen (Q₁) und zur zeitkonti nuierlichen Abgabe der aufgenommenen Ladung (Q), dadurch gekennzeichnet, daß die Vorschaltanordnung (1, 2, 3, 6) eine Komparatorschaltung (2, 3) und eine zu- und abschaltbare Stromquelle oder -senke (1, i_c, I₁) aufweist, welche von der Komparatorschaltung (2, 3) periodisch dann zugeschaltet ist, wenn der Augenblickswert der pulsierenden Versorgungsspannung (U_w, u_N), insbesondere einer zweiweg-gleichgerichteten Netzwechselspannung, zwischen ihrem Minimum und einem vorgegebenen Schwellenwert (U₁) liegt, dessen Betragswert größer als der Betrag der Niederspannung (U_c) und deutlich geringer als der Betrag des Maximums der Versorgungsspannung (U_w, u_N) ist (geschaltete Stromquelle).

2. Niederspannungsquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zu- und abschaltbare Stromquelle (1; 20, 21, 26, 26a) oder -senke von der versorgungsspannungsgespeisten und -geführten Komparatorschaltung (2; 23, 24, 27, 28) mehrfach je Versorgungs spannungsperiode, insbesondere zweimal je Sinushalbwelle (T=10 msec), zugeschaltet wird/ist, wobei entweder die Stromquelle (1) selbst zugeschaltet wird oder die auf eine vorgegebene Stromamplitude (I₁) eingestellte Stromquelle (1) mittels eines zu dieser in Reihe geschalteten Schaltstransiators freigegeben wird (Mehrfach- Stromblöcke).

3. Niederspannungsquelle nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet
daß die Vorschaltanordnung (1, 2, 3, 6) eine Spannungsbegren zungsschaltung (3; 22, 7, 11, 12, C2) aufweist, welche die an dem ersten kapazitiven Element (10) gebildete Spannung (U_c) auf einen vorgegebenen oder vorgebbaren Wert begrenzt, wobei die Begrenzerschaltung (3) aufweist:
ein dem ersten kapazitivem Speicherelement (C1, 10) parallel geschaltetes (stromableitendes) Element, vorzugsweise eine Zenerdiode (12) in Sperrichtung, oder/und
eine die schaltbare Stromquelle (1) abschaltende Schal tungskombination (22, 7, 11, C2), welche als Tiefpaßfilter (7, 11, C2) dem ersten Speicherelement (C1, 10) vorgeschaltet ist und die Stromquelle (1) über einen Begrenzer-Transistor (22) dann (stromsperrend) abschaltet, wenn der Strom zwischen einem kapazitivem Element (11, C2) des Tiefpaßfil ters (7, 11, C2) und dem ersten kapazitivem Element (C1, 10) einen vorgegebenen Strom-Schwellenwert überschreitet (Spannungs-Begrenzer).

4. Niederspannungsquelle nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Komparatorschaltung (2, 3) die Reihenschaltung aus einem ersten hochohmigen Widerstand (24), einer in Sperrichtung gepolten Zenerdiode (28) und einem zweiten Widerstand (27) aufweist,
wobei letzterem die Basis-Emitterstrecke eines Abschalt- Transistors (23) parallel geschaltet ist, der mit seinem Kollektor die schaltbare Stromquelle (1) zu- oder abschaltet und dessen Emitter an dem positivem Anschluß des ersten kapazitivem Elementes (C1, 10) angeschlossen ist und daß die Kollektor-Emitter-Strecken des Abschalt-Transistors (23) und des Begrenzer-Transistors (22) parallel geschaltet sind,
womit sowohl die zur Zu- und Abschaltung der geschalteten Stromquelle (1) aufgewendeten Ströme als auch ihr quanti sierte Ladungsmengen (Q1) liefernder wesentlich höherer Strom (i_c, I₁) dem ersten kapazitivem Element (C1, 10) gemeinsam zufließen (Steuerbezugspunktverschiebung).

5. Verfahren zur verlustarmen Gewinnung einer Niedergleich spannung aus einer wesentlich höheren Versorgungsspannung (U_w, U_N), insbesondere zur Speisung von Steuer- und Regel schaltungen in elektronischen Vorschaltgeräten (EVG) für Gasentladungslampen, bei welchem
ein kapazitives Speicherelement (10) periodisch zugeführte und zeitlich eng begrenzte Stromblöcke bzw. deren Ladungsinhalt (Q₁) aufnimmt und eine im wesentlichen konstante Niedergleichspannung (U_c) zeitkontinuierlich abgibt und
die zeitrelative Lage zwischen der sich ändernden Versor gungsspannung (U_w, u_N) und den dieser entnommenen und dem kapazitivem Element (10) zugeführten Stromblöcken (i_c, Q₁) derart gesteuert wird, daß letztere in unmittelbarer zeitlicher Nachbarschaft (T₂, T₃) des Zeitpunktes (T₀) des Nullwerdens (Null-Zeitpunkt) der sich zeitlich ändernden Versorgungsspannung (U_w, U_N) liegen (zeitrelative Stromblock- Lageregelung).

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die sich ändernde Versorgungsspannung (u_N, U_w) von einer pulsierenden Gleichspannung (u_N) oder einer bipolaren Wechselspannung (U_w) gebildet wird.

7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß je Versorgungsspannungsperiode (T=20 msec) mehrere, insbesondere vier, Stromblöcke (Q₁) dem kapazitivem Element (10) zugeführt werden.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß während der Dauer der Stromblöcke (ΔT, T₂-T₁, T₄-T₃) der Strommomentanwert (i_c) im wesentlichen unverändert, (I₁) ist.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Strommomentanwert (i_c) während der Strom-Blockdauer (ΔT) abgesenkt oder angehoben wird, wobei der Zeitpunkt (T₂, T₃) des Strommaximalwertes dem Null-Zeitpunkt (T₀) der sich ändernden Versorgungsspannung (u_N, U_w) zugewandt ist (Verlustleistungsreduktion).

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet,
daß zur Begrenzung der dem kapazitivem Element (10) zugeführten Ladung (Q, Q₁) oder der an ihm gebildeten Niedergleichspannung (U_c) die Blockdauer ΔT) der Stromblöcke (Q₁) variiert wird oder/und
daß dem kapazitivem Element (10) ein spannungsbegrenzendes Element, vorzugsweise eine Zenerdiode (12), parallel geschaltet ist (Spannungs- und Ladungsbegrenzung).

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß dem kapazitivem Element (10) neben den Stromblöcken (Q₁, i_c) auch die für ihre Ansteuerung, ihre Stromsteuerung oder -regelung und ihre zeitrelative Lagesteuerung sowie ggf. für ihre Blockdauervariation notwendigen Ströme (Querströme), welche aus der sich ändernden Versorgungsspannung (U_w, u_N) entnommen sind, zugeführt werden (Steuerbezugspunktsver schiebung).

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß dem ladungspuffernden ersten kapazitivem Element (10) mindestens eine weitere Glättungs- und/oder Linearspan nungsregler-Anordnung (8, 40) nach- oder vorgeschaltet wird, womit seine stromblockinduzierten Spannungsschwankungen (U_c) reduziert werden (Filter).