DE3111776C2

DE3111776C2 - Stereoverstärkeranlage

Info

Publication number: DE3111776C2
Application number: DE3111776A
Authority: DE
Inventors: Nobutaka Amada; Shigeki Toyokawa Inoue; Harushige Nakagaki
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1980-03-26
Filing date: 1981-03-25
Publication date: 1983-12-22
Also published as: DE3111776A1; US4409559A

Abstract

Die Erfindung betrifft versorgungsspannungsgeregelte Stereoverstärkersysteme mit vereinfachtem Schaltungsaufbau, die eine Analog-Logikschaltung (37) aufweisen, die ein dem größeren der beiden Eingangssignale des linken und rechten Kanals entsprechendes Signal erzeugt, mit dem die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers (9) als Stromversorgung über eine Impulsfolge mit Impulsbreiten geregelt wird, die sich entsprechend dem Ausgang der Analog-Logikschaltung (37) ändern.

Description

gikschaltung von F i g. 6,

Fig. 10 ein Schaltbild des Gleichspannungswandlers von Fig.3 oder Fig.6 zur Erläuterung seiner Funktionsweise,

F i g. 11 ein Kennliniendiagramm des GJeichspannungswandlers von Fig. 10 zur Erläuterung seiner Wirkungsweise,

Fig. 12 ein Wellenformdiagramm der Ausgangsspannungen der Hauptverstärkerschaltungen MA und MA1 sowie des Gleichspannungswandlers in dem System von Fig.6 mit einet zusätzlichen Signalkompressorschaltung,

Fig. 13 und 14 verschiedene Ausführungsformen der Signalkompressorschaltung von F i g. 6 und

Fig. 15 ein Kennliniendiagramm der Signajkompressorschaltung von Fig. 13 zur Erläuterung ihrer Wirkungsweise.

Die Erfindung wird im folgenden unter Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen versorgungsspannungsgeregelten Stereoverstärkersystems erläutert

In Fig. 1 ist ein Beispiel für eine derartige B-Verstärkerschaitung dargesteüi, die eine Eingangssignalquelle 1, einen Vorverstärker 2 zur Verstärkung des Eingangssignals auf einen vorgegebenen Wert der Ausgangsspannung, Ausgangstransistoren 3 und 4 zur Leistungsverstärkung, einen Lautsprecher 5 sowie Batterien 6 und 7 umfaßt

Der Wirkungsgrad η von B-Verstärkern ist bekanntlich durch die Beziehung

gegeben, in der P₀ die zum zugehörigen Lautsprecher zu liefernde Ausgangsleistung des Verstärkers und Pc eine Verlustleistung bedeuten.

Der Wirkungsgrad η herkömmlicher B-Verstärker hängt vom Ausgangspegel P₁, ab, wie aus Kurve A von F i g. 2 hervorgeht, bei der die Abszisse die normierte

Ausgangsleisf ng

bedeutet, wenn die maximale

Ausgangsleistung P„_OTa, als 100% angesetzt ist, und die Ordinate den Wirkungsgrad i] angibt. Aus Fig.2 geht hervor, daß der Wirkungsgrad von B-Verstärkern gut ist und bei maximaler Ausgangsleistung 78% beträgt, jedoch für kleinere Ausgangsleistungen in erheblichem Maße so abfällt, daß der mittlere Wirkungsgrad unter 30% fallen kann, beispielsweise bei Musiksjgnalen, wo die Differenz zwischen den Spitzenwerten und dem Mittelwert groß ist Die Verwendung von Verstärkerschaltungen mit höherer Leistung bringt ferner auch erhöhte Wärmeentwickung mit sich, durch die wiederum die Konstruktion von Maßnahmen zur Abführung von Wärme durch Strahlung erschwert wird. Hinzu kommt, daß hierdurch bei Verstärkerschaltungen in Form integrierter Schaltungen die zulässige maximale Ausgangsleistung des ICs einer erheblichen Begrenzung unterliegt.

Zur Vermeidung dieser Schwierigkeiten wurde von den Erfindern bereits in der JP-OS 73 862-1976 eine Verstärkerschaltung angegeben, bei der die Stromversorgung einen schaltenden Gleichspannungswandler aufweist und das Tastverhältnis {Arbeitsphase) der Schaltspannung entsprechend dem Eingangssignal, durch Impulsbreitenmodulation zur Erzielung einer, variablen Versorgungespannung, die bisher festgelegt war, geregelt wird, um so den Wirkungsgrad zu (verbessern.

■ '"' In Fig.3 ist ein Beispiel für eine dergrtjge j herkömmliche Verstärkerschaltung dargestellt die eine

^; Gleichstromversorgung 8, einen Gleichspannungswaml-S ler 9, Anschlüsse für die positive und negative Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers, eine Zweiweg-Gleichrichterschaltung 12, einen Impulsbreitenmpdulationswandler 13 und einen Impulsverstärker 14 aufweist Die Gleichstromversorgung 8 besteht aus m Wechselstrom-Eingangsanschlüssen 17, 18, Dioden 19, 20, 21 zur Zweiweg-Gleichrichtung und einem Glättungskondensator 23 und dient zur direkten Gleichrichtung und Glättung der Wechselstrom-Versorgungsspannung. Der Gleichspannungswandler 9 umfaßt ferner einen Schalttransistor 24, Hochfrequenztransformatoren 25,26, schnelle Gleichrichterdioden 27,28 und Glättungskondensatoren 29, 30. Der Impulsbreitenmodulationswandler (PWM-Wandler) 13 umfaßt einen Dreiecks- bzw. Sägezahn-Trägerwellenoszillator 15 und einen Vergleicher 16. Die übrigen Bezugszahlen 1 bis 7 von Fig.? bezeichnen gleiche oder äquivalente Schaltungen bzw. Komponenten wv in Fig. 1. Die Zweiweg-Gieichrichterschaitung 12 k&m durch eine Einweg-GIeichrichterschaltung ersetzt sein; in diesem Fall muß ein gleicher Trägerwellenwandler und Vergleicher für den negativen Bereich des Eingangssignals hin -'ugefügt werden.

Der Vergleicher 16 vergleicht den Absolutwert | e,· |

eines Eingangssignals mit einer Trägerwelle CR von

to beispielsweise 200 kHz und erzeugt wenn CR < | er | ist, einen Impuls mit einem konstantem Pegel H. Die Impulsbreite W der Ausgangswelle PWM ändert sich mit dem Eingangssignal | e,· | (vgl. F i g. 4 (B)).

Im Betrieb der Schaltung von Fig.3 wird ein Eingangssignal e, von einer Eingangssignalquelle 1 über einen Vorverstärker 2 zu den Ausgangstransistoren 3 und 4 geliefert. Das Signal e/ gelangt ferner zu der Zweiweg-Gleichrichterschaltung 12, von wo der Absolutwert I e, I des Signals zum Impulsbreitenmodulations-

« Wandler (PWM-Wandler) 13 gelangt. Im PWM-V/andler 13 witf der Absolutpegel | e,| zur Ansteuerung des Gleichspannungswandlers 9 in die entsprechende PWVi-WeIIe umgewandelt. Dies bedeutet, daß durch die Ansteuerung des Gleichspannungswandlers 9 mit dem

PWM-Signal eine entsprechende Änderung der Ausgangsspannung ±e des Gleichspannungswandler 9, d. h. der Ausgangsspannung der Hauptverstärkerschaltung MA einschließlich des Vorverstärkers 2 und der Ausgangstransistoren 3 und 4, entsprechend dem

so Absolutwert des Eingangssignals e, ermöglicht wird.

Im folgenden wird die Wirkungsweise des Gleichspannungswandlers 9 erläutert. Wenn eine positive Spannung über den PWM-Wandler 13 und den Impulsverstärker 14 auf der Basis des Schalttransistors 24 an!.'^t₁ wird dieser eingeschaltet. Dies ruft die Induktion einer Spannung in der Primärwicklung des Hochfrequenztransoi'mators 25 hervor, deree Polarität in F i g. 3 angegeben und die gleich der Spannung am G!ättungskondens:«tor 23 ist.

Bei dieser Schaltung ist die Sekundärwicklung des Hochspannungstransformators 25 umgekehrt zur Primärwicklung geschaltet, so daß die Spannung an der Sekundärwicklung hinsichtlich ihrer Polarität gegenüber der Spannung an der Primärwicklung umgekehrt

M ist. Die Gleichrichterdioden 27 und 28 bilden daher an der Sckundärwicklunp einen offenen Stromkreis, so daß die Energie der Primärwicklung des Hochfrequenztransormators 25 gespeichert wird.

Wenn der Schalttransistor 24 anschließend ausgeschaltet wird, wird die Primärwicklung geöffnet, so daß die in ihr angesammelte Energie über die Gleichrichterdioden 27 und 28 zur Hauptverstiirkerschaltung MA gelangt.

Die Ausgangsspannung ± c, an einem der Anschlüsse IO oder 11 des Clättungskondensators 29 oder 30 läßt sich bei leitenden Gleichrichterdioden 27 und 28 andererseits aufgrund der theoretischen Analyse als

\-D N₁ ' "

angeben, wobei D das Tastverhältnis, bei dem der Schalttransistor eingeschaltet bleibt. N\ die Wicklungszahl der Primärwicklung des Hochfrequenztransformators 25, N_: die Wicklungszahl der Sekundärwicklung des Hochfrequenztransformators 25, E\ die Spannung am

nung der Gleichrichterdiode 27 oder 28 bedeuten.

Aus der obigen Gleichung geht hervor, daß eine Änderung des Tastverhältnisses der Schaltspannung zu einer entsprechenden Änderung des Verhältnisses der Wicklungszahl der Primärwicklung zu der der Sekundärwicklung führt, wodurch die gleichgerichteten Ausgänge proportional zum Tastverhältnis an den Ausgängen 10 und 11 erzeugt werden.

Anders ausgedrückt erzeugt die Ansteuerung des Schalttransistors 24 entsprechend dem vom Eingangssignal c, durch Wandlung erzeugten PWM-Signal gleichgerichtete Ausgänge in Abhängigke^:t vom PWM-Signal. wodurch die Versorgungsspannung der Verstärkerschaltung durch den Pegel des Eingangssignal e, gesteuert werden kann, so daß die Ausgangstransistoren 3 und 4 stets im wesentlichen unter den Bedingungen ihrer maximalen Ausgangsleistung arbeiten.

In Fig. 5 ist die Beziehung zwischen der Versorgungsspannung ±c (gestrichelte Kurven) und der Ausgangsspannung c„ (durchgezogene Kurven) der Hauptverstärkerschaltung MA dargestellt, wobei die Abszisse der Zeit und die Ordinate der Spannung entspricht, wobei F,„ und — E_n, die Pcakspannung bzw. die Talspannung der Ausgangsspannung c„ und F,, und — F,, die Minimal- bzw. Maximalwerte der Versorgungsspannungen + c bzw. -t· bedeuten. Auf diese Weise liegt eine kleine, konstante Spannung F. zu jedem Zeitpunkt lediglich an demjenigen der Ausgangstransistoren 2 und 4 an. der eingeschaltet bleibt. Dies bedeutet, daß der Leistungsverlust der Anordnung von Fig. 3 erheblich .erringen wird, wodurch der Wirkungsgrad der Schaltung im Vergleich zu herkömmlichen Schaltungen in erheblichem Maße verbessert wird.

Wenn im einzelnen die Ausgangsspannung des Ausgangstransistors 3 im Betrieb zur Zeit Ii gleich E\ ist. ist die Versorgungsspannung sehr klein und etwa gleich E₂. Aus Fig.5 geht hervor, daß dies zu einer erheblich verringerten Leistungsaufnahme führt, da bei herkömmlichen Stromversorgungssystemen zu jedem Zeitpunkt eine konstante Spannung Fi (die größer ist als E₂) anliegt. Zum gleichen Zeitpunkt fi liegt eine negative Spannung F₄ am Ausgangstransistor 4 an. Da der Ausgangstransitor 4 allerdings ausgeschaltet ist, ist der Leistungsverlust des Ausgangstransistors 4 praktisch gleich Null.

Obgleich sich die obige Erläuterung auf die Schaltung von F i g. 5 bezieht, bei der die Gleichstromquelle 8 zur Gleichrichtung und Glättung der Spannung direkt vom Wechselstromnetz (beispielsweise einem üblichen 50-Hz/60-Hz-Wechselstromnetz) verwendet wird, geht aus dem Obigen hervor, daß die Gleichstromversorgung auch durch eine andere geeignete Gleichstromquelle wie etwa eine Autobatterie oder Trockenbatterien ersetzt sein kann, ohne daß sich hierdurch Veränderungen im grundlegenden Schaltungskonzept und im Betrieb ergeben.
Aus Kurve B von F i g. 2 ist ferner zu ersehen, daß die

ίο stromversorgungsgesteuerte Verstärkerschaltung von F i g. 3 einen um etwa 1/3 bis etwa 1/2 verbesserten Wirkungsgrad aufweist, wobei der Wirkungsgrad für kleinere Ausgangssignale wesentlich erhöht ist.
Obgleich das Verstärkersystem von Fig. 3 eine relativ komplexe Schaltung darstellt, erlaubt dieses System die Verwendung kompakter Wärmeabstrahier aufgrund des verbesserten Wirkungsgrads sowie die Verwendung kleinerer Stromversorgungstransformato-

beträchtlichen Verringerung der Leistungsaufnahme. Hierdurch lassen sich wiederum leichtere und kompaktere Systeme aufbauen.

In F i g. 6 ist eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen versorgungsspannungsgeregelten Stereover-Stärkersystems dargestellt, das eine Eingangssignalquelle 31. beispielsweise für den rechten Kanal, einen Vorverstärker 32, Ausgangstransistoren 33 und 34, einen ij'itsprecher 35. eine zweiweg-Gleichrichterschaltung 36 und eine Analog-Logikschaltung 37 umfaßt. Die übrigen Bezugszahlen von Fig.6 entsprechen gleichen oder äquivalenten Schaltungen oder Komponenten wie in den F i g. 1 oder 3.

Im Betrieb des Systems von Fig. 6 werden die Eingangssignale der beiden Kanäle, d. h. des linken und rechten Kanals, von der Eingangssignalquelle 1 und 31 zu den Zweiweg-Gleichrichterschaltungen 12 bzw. 36 geliefert, in denen die Absolutwerte jedes Eingangssignals erzeugt werden. Die beiden erzeugten Äbsolutwerie gelangen zur Analog-Logikschaltung 37. wo der größere der beiden Werte zum PWM-Wandler 13 geleitet wird. Der PWM-Wandler 13 wandelt in gleicher Weise wie in den Fig.3 und 4 das größere Signal zum entsprechenden PWM-Signal um: das umgewandelte PWM-Signal wird zur Steuerung bzw. Regelung der Versorgungsspannung ±e des Gleichspannungswandlers 9 verwendet, die für den linken und rechten Kanal gemeinsam ist.

In F i g. 7 ist die diesbezügliche Beziehung zwischen der Ausgangsspannung e„ und e,,' des linken bzw. rechten Kanals und der Versorgungsspannung ±e dargestellt. Aus F i g. 7 geht ebenso wie aus F ι g. 5 hervor, daß der Wirkungsgrad verbessert ist.

Fig. 7 kann ferner entnommen werden, daß bei der vorliegenden Ausführungsform auch dann, wenn beliebige Signale am linken bzw. rechten Kanal anliegen, die Spannung +c und — e der Anschlüsse 10 und 11 der Stromversorgung der größeren der Ausgangsspannungen e„ und ed in der Weise folgen, daß gewährleistet ist, daß sie größer sind als die größere Ausgangsspannung, wodurch die Möglichkeit des Fehlens von Ausgangssignalen eliminiert wird. Die an den Ausgangstransistoren 3, 4 oder 33, 34 anliegende Spannung wird nicht konstant, jedoch ist gewährleistet, daß die Versorgungsspannung höher ist als die Ausgangsspannung des Ausgangstransistors, der die größere Ausgangsspannung aufweist. Aus diesem Grund wird der Wirkungsgrad etwas verringert, wenn die Differenz zwischen den Eingangssignaipegeln des linken und des rechten Kanals

größer wird. Auch bei geringfügig verringertem Wirkungsgrad ist der Wirkungsgrad jedoch selbstverständlich noch erheblich höher als bei herkömmlichen B-Verstärker-Ausgangsschallungen.

In f· i g. 8 ist eir.r Ausführungsform der Analog-Logikschaltung 37 dargestellt, die Transistoren 38, 39. einen Widerstand 40 und einen positiven sowie einen negativen Versorgungsanschluß 41, 42 aufweist. Im Betrieh !er Schaltung von F i g. 8 werden die Eingangssignal /ι den Basen der Transistoren 38 und 39 geleitet. Das größere der Eingangssignale schultet den zugeordneten Transistor ein. während das kleinere Signal den anderen Transistor ausschaltet. Auf diese Weise erscheint lediglich das größere Eingangssignal am gemeinsamen Emiitcranschluß. Wenn daher ein Signal von der /weiweg-Gleichrichlerschaltung 36 zur Basis des Transistors 38 und ein Signal von der Zweiweg-Gleichrichterschultung 12 zur Basis des Transistors 39 gelangt, wirkt folglich die Logikschaltung 37 als An:)li>j»-I.ngikschallung.

In F i g. 9 ist eine zur Schaltung von F i g. 8 alternative Ausführungsforni der Analog-Logikschaltung 37 dargestellt, die Dioden D, und D₂ umfaßt. Die Wirkungsweise dieser Dioden ist ähnlich wie bei der Schaltung von F i g. 8.

Obgleich der Wirkungsgrad des herkömmlichen Systems von Fi g. 3 in einem gewissen Maß verbessert ist. weisen derartige herkömmliche Systeme noch den Nachteil auf. daß in dem Bereich, in dem das Eingangssignal e, hoch wird, so daß der Ausgang e,, der Ausgangsverstärkerschaltiing MA in die Nähe des Maxim ilwcris gelangt.die Kollektor-Emitter-Spannting der AusgangstransiMoren 3 und 4 einen vorgegebenen Wert überschreitet, was dazu führt, daß der verbesserte Wirkungsgrad nicht zufriedenstellend ist.

Anders ausgedrückt bedeutet dies, daß die Anstiegsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung ± cdes Gleichspannung* andlers 9. wenn das Eingangssignal c, ansteigt, schneller wird als die des Eingangssignais e„ was heißt, daß W 2 größer wird als W 1 in F i g. 5.

Der Grund, warum W2 größer wird als W 1. wird im folgenden anhand der Fi g. 10 und 11 erläutert.

In Fig. 10 ist ein Ersatzschaltbild des Gleichspannungswandlers von F i g. 3 oder F i g. b zur Erläuterung seiner Wirkungsweise dargestellt, wobei die Gleichspannungsquelle 121 der Gleiehspannungsquclle 8. der Schalter 122 dem Schalttransistor 24. der Transformator

123 dem Hochspannungstransformator 25. die Diode

124 den Gleichrichterdioden 27, 28 und der Kondensator 125 den Glättungskondensatorcn 29, 30 von Fig. 3 bzw. Fig. 6 jeweils entsprechen. In Fig. 10 entspricht ferner die Last 126 der Hauptverstärkerschaltung MA; E, ist die Spannung der Gleichspannungsquelle 121. E₂ die Ausgangsspannung, die an der Last 126 anliegt.

Wie aus F ig. 10 hervorgeht, tritt, da die Primärwicklung des Transformators 123 gegenüber ihrer Sekundärwicklung umgekehrte Polarität aufweist, eine Spannung mit umgekehrter Polarität an der Sekundärwicklung des Transformators 123 auf. wenn der Schalter 122 eingeschaltet wird. In diesem Fall ist die Diode 124 ausgeschaltet, und der Primärstrom fließt von der Gleichstromquelle 121 zur Primärwicklung des Transformators 123, wo die Energie der Primärwicklung gespeichert wird. Sobald anschließend der Schalter 122 ausgeschaltet wird, wird die sekundärsei tige Spannung umgekehrt, so daß die Diode 124 leitend wird, wodurch. wiederum die zuvor in der Primärwicklung gespeicherte Energie über die Sekundärwicklung zur Last 126 fließt Wenn der Schalter 122 in ausgewählten Intervallen wiederholt ein- und ausgeschaltet wird, ist die Ausgangsspannung E: auf der Sekundärseite durch folgende Gleichung gegeben:

F ~ ^N> F

E₂-- -E

in der E_x die Eingangsspannung auf der Pnmärseite, jV, to und N₁ die Wicklungszahlen der Primärwicklung bzw. der Sekundärwicklung des Transformators 123, T_EIN und T_AVS die Ein- und Auszeit, wenn der Schalter 122 ein- bzw. ausgeschaltet ist, und D das Tastverhältnis

'EIN

>.A VS

bedeuten. Die Beziehung /wischen der sekundären Ausgangsspannung Ei und dem Tastverhältnis D ist in Fig. 11 dargestellt.

Auf diese Weise existiert eine lineare Beziehung zwischen dem Tastverhältnis D und der sekundären Ausgangsspannung E₂, was bedeutet, daß die Ausgangsspannung E₂ mit höherer Geschwindigkeit ansteigt als das Tastverhältnis.

Der PWM-Wandlcr 13 arbeitet andererseits linear mit dem Eingangssignal e, in der Weise, daß die Impulsbreite IV des PWM-Signals proportional dem Pegel des Eingangssignals e, ist. Dies führt dazu, daß die Ausgangsspannung ±c mit höherer Geschwindigkeit ansteigt als der Pegel des Eingangssignals e,. wie bereits oben erläutert ist. Die obige Erläuterung ist aus der Beziehung zwischen Wi und W> in Fig. 5 verständlich.

Wie aus F i g. 5 hervorgeht, steigt die Ausgangsspannung ±c des Gleichspannungswandlers nicht so, daß eine feste Spannungsdifferenz gegenüber der Ausgangsspannung C₁, aufrechterhalten wird, d. h. die Relation VVi = Wi nicht aufrechterhalten wird, sondern mit einer höheren Geschwindigkeit ais die Ausgangsspäntiüng e_o an. wenn sich der Pegel des Eingangssignals e, erhöht, das an die Hauptverst-rkerschaltung MA geliefert wird. Dies bedeutet, daß. wenn das Eingangssignal e_oansteigt, die Verlustleistung entsprechend ansteigt, was zu einer Verringerung des Wirkungsgrads führt.

Entsprechend einem weiteren Aspekt der Erfindung ist in Fig.6 ein verbessertes, versorgungsspannungsgeregeltes Ausgangsverstärkersystem dargestellt, das eine Signalkompressorschaltung 127 aufweist und ohne Erhöhung der Verlustleistung und entsprechende Verringerung des Wirkungsgrads auch in der Nähe der maximalen Ausgangsleistung der Hauptverstärkerschaltung MA oder MA 1 arbeitet.

Durch die Hinzufügung der Signalkompressorschaltung 127 zum herkömmlichen System von Fig.3 wird eine weitere Verbesserung des Wirkungsgrads gegenüber der Wirkungsgradverbesserung erzielt, die bereits unter Bezug auf Fig.5 erläutert wurde, wie aus der folgenden Erläuterung anhand der Fig. 12 hervorgehe Die in F i g. 6 dargestellte Ausführungsform unterscheidet sich von der von F i g. 3 darin, daß bei der Ausführungsform von Fig.6 lediglich die Signalkompressorschaltung 127 hinzugefügt ist, die ein weiteres Kennzeichen der Erfindung darstellt.
In Fig. 13 ist eine Ausführungsform der Signalkompressorschaltung 127 dargestelllt, die einen Operationsverstärker 128, Widerstände 129 bis 132 und Dioden 133 bis |36 aufweist und so arbeitet, daß der Fege! des Eingangssignals komprimiert wird, bevor er zum

zugeordneten PWM-Wandler gelangt. In Fig. 15 ist die Beziehung zwischen der Eingangsspannung e, und der Ausgangsspannung t\? in Fig. 13 dargestellt, d.h. die Verstärkung der Signalkompressorschaltung 127; im ersten Bereich, in dem die Ausgangsspannung e_; niedriger ist als die Vorwärtsspannung VVder Diode, ist die Verstärkung vom Verhältnis des Widerstands 129 zum Widerstar J 130 bestimmt; im zweiten Bereich, in dem die Ausgangsspannung e₂ zwischen V/ und 2VV liegt, fällt die Verstärkung im Vergleich zu der des ersten Bereichs ab, da der Widerstand 131 parallel zum Widerstand 130 hinzukommt; im dritten Bereich, in dem die Ausgangsspannung ei höher ist als 2 VF. fällt die Verstärkung im Vergleich zu der im zweiten Bereich weiter ab. da Parallelschaltung der Widerstände 130, 131 und 132 vorliegt.

In Fig. 15 stellt die Abszisse die Eingangsspannung e, und die Ordinate die Ausgangsspannung e? dar. Auf diese Weise nimmt, wenn der Pegd des eingangssignal* c, ansteigt, die Verstärkung kontinuierlich ab, was bedeutet, daß eine Signalkompression erzielt werden kann. Durch geeignete Auswahl der Anzahl der Dioden 133 bis 136 bzw. der Werte der Widerstände 130 und 131 kann daher die gewünschte Kompressionscharakteristik realisiert werden.

Wenn das Eingangssignal c, von der Eingangssignalquelle 1 über die Signalkompressorschaltung 127 der Ausführungsform von Fig. 13 zum zugeordneten PWM-Wandler 13 gelangt, der den Signalpegel des Eingangssignals e, wie in Fig. 15 komprimiert, wird die Impulsbreite des vom PWM-Wandler 13 verfügbaren PWM-Signals komprimiert, ohne daß hierbei eine proportionale Relation zum Pegel des Eingangssignals C vorliegt. Als Folge davon wird das Tastverhältnis D entsprechend komprimiert, um die Nichtlinearität der Ausgangsspannung ± e in bezug auf das Tastverhältnis Ddes Gleichspannungswandlers 9 zu beseitigen, wie aus Fig. 11 hervorgeht, wodurch die in Fig. 11 gestrichelt dargestellte lineare Kennlinie erzielt wird.

Als Ergebnis davon kann mit der Ausführungsform von Fig. 6 einschließlich der Signalkompressorschaltung 127 die in Fi £.'2 mit durchgezogenen und gestrichelten Kurven dargestellte Relation zwischen der Ausgangsspannuiig e_o (bzw. e,,') der Ausgangs-Hauptverstärkerschaltung MA (oder MA 1) und der Ausgangsspannung ± e des Gleichspannungswandlers 9 aufrechterhalten werden, wodurch die Kollektor-Emiiter-Spannung der Ausgangstransistoren 3, 4 (bzw. 33, 34) im Betrieb, unabhängig vom Pegel des Eingangssignals e,·, auf einem nahezu konstanten Wert gehalten werden kann.

ίο Im einzelnen geht aus F i g. 12 am besten hervor, daß sich die Ausgangsspannung ±e bei sich ändernder Ausgangsspannung e,, in der Weise ändert, daß eine im wesentlichen konstante Spannungsdifferenz zwischen diesen beiden Spannungen aufrechterhalten wird, und zwar trotz der nicht konstamen Relation zwischen Wl und W 2. Dies bedeutet, daß eine weitere Verbesserung des Wirkungsgrads im Vergleich mit der Schaltung von F i g. 3 erzielt wird.

In Fig. 14 ist eine andere Ausführungsform der Signalkompressorschaltung von F i g. 13 dargestellt, bei der kein Operationsverstärker vorgesehen ist. Die Signalkompressorschaltung 127' von Fig. 14. die aus den Dioden 138 bis 141 und den Widerständen 137, 142 und 143 besteht, arbeitet hinsichtlich der Verstärkungsdämpfung ähnlich wie die Schaltungvon F ig. 13.

Die Signalkompressorschaltung 127 bzw. 127' kann ferner auch durch eine geeignete Schaltung ersetzt werden, bei der Zenerdioden zur Signalkompression herangezogen sind.

Aufgrund des oben erläuterten Erfindungskonzepts sind erfindungsgemäß versorgungsspannungsgeregelte Stereoverstärkersysteme zugänglich, die sich für hohe Ausgangsleistungen eignen und die Nachteile des Stands der Technik nicht aufweisen, da sie gegenüber herkömmlichen Schaltungen zu einem erheblich verbessertenWirkungsgrad und zugleich zu einem einfacheren Schaltungsaufbau führen, da die erfindungsgemmäßen Systeme in der Lage sind, die Kollektor-Emitter-Spannung der Ausgangstransistoren stets unabhängig vom

■40 Pegel des Eingangssignals auf einem geeigneten Wert zu halten.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Stereoverstärkeranlage mit zwei jeweils auseinem Vorverstärker und einem Endverstärker bestehenden Verstärkerschaltungen für die getrennte Speisung von zwei Lautsprechergruppen, dadurch gekennzeichnet, daß in bei Monoverstärkeranlagen bekannter Weise ein Schaltregler (8, 9) vorgesehen ist, mit welchem die Speisespannung der beiden Endverstärker (3,4; 33,34) einstellbar ist, und daß die Eingangssignalpegelwerte (eiR, ek) der beiden Verstärkerschaltungen (MA, MAi) über entsprechende Gleichrichterschaltungen (12, 36) einem Analoglogikkreis (37) zugeführt sind, welcher in Abhängigkeit des höheren Werts der beiden zugeführten Eingangssignale den Schaltregler (8, 9) für die Speisung der beiden Endverstärker (3, 4; 3, 34) ansteuert.

2. Sterfcverstärkeranlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Eingangssignale der Analoglogikkreis (37) den Steuerelektroden zweier Halbleiterelemente (38, 39) zugeführt sind, von denen jeweils eine Hauptelektrode unter Bildung einer Ausgangsklemme zusammengeführt und über einen Widerstand (40) mit der negativen Versorgungsklemme(42) verbunden sind (F i g. 8).

3. Stereoverstärkeranlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Eingangssignale der Analoglogikkreis (37') den Anoden zweier Dioden (Di, Di) zugeführt sind, deren Kathoden unter Bildung einer Ausgangsklemme zusammengeführt und über t.nen Widerstand (40) mit der negativen Verso.-gimgsklemme (42) verbunden sind (F i g. 9).

4. Stereoverstärkeranlage nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Gleichrichterschaltungen (12, 36) Vollweggleichrichter sind.

5. Stereoverstärkeranlage nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ausgangsseitig von dem Analoglogikkreis (37) ein Impulsbreitenmodulationswandler (13) mit einem nachgeschalteten Verstärker (14) vorgesehen ist.

6. Stereoverstärkeranlage nach Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Analoglogikkreis (37) und dem Impulsbreitenmodulationswandler (13) zusätzlich eine Signalkompressorschaltung (127) vorgesehen ist.

7. Stereoverstärkeranlage nach Anspruch 6. dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Signalkompressorschaltung (127) ein Operationsverstärker (128) vorgesehen ist. welcher ausgangsseitig über Widerstandselemente (131, 132) sowie eine Mehrzahl von Dioden (133 bis i36) mit seinem zweiten Eingang verbunden ist (Fig. 13).

8. Stereoverstärkeranlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Signalkompressorschaltung (127') ein Widerstand (137) vorgesehen ist, welcher ausgangsseitig über eine Mehrzahl von Dioden (138 bis 141) und weitere Widerstandselemente (142,143) mit Masse verbunden ist(Fig. 14).

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Stereoverstärkeranlage gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Im Hinblick auf eine möglichst verzerrungsfreie Tonwiedergabe bei Musikgeräten besteht aligemein die Tendenz, die Ausgangsleistung von Verstärkeranlagen möglichst hoch zu wählen. Da aber die von einer derartigen Verstärkeranlage abgegebene Leistung im Hinblick auf die heutzutage herrschenden W.ihnverhältnisse und mit Rücksicht auf vorhandene Hausbewohner in der Regel relativ niedrig liegt, arbeiten derartige Verstärkeranlagen in sehr unwirtschaftlicher Weise, indem ein Großteil der von den Verstärkerendstufen abgegebenen Leistung in Wärme umgesetzt wird. f)ies erhöht zwangsläufig den Energieverbrauch derartiger Verstärkeranlagen, während andererseits Kühlprobleme im Bereich der Verstärkerendstufen auftreten. Durch den derzeit herrschenden Trend, Verstärkeranlagen möglichst kompakt zu bauen, werden dabei diese Kühlprobleme noch verstärkt.

Es ist somit bei Monoverstärkeranlagen bereits

bekannt (siehe JP-OS 73 862/1976), die Speisespannung der Verstärkerendstufe entsprechend der Größe des Eingangssignals ab Verstärkereingang zu steuern, wodurch der Verstärkerwirkungsgrad auch bei Abgabe geringer Ausgangsleistungen wesentlich verbessert werden kann, was einerseits eine Verringerung des Stromverbrauchs derartiger Verstärkeranlagen und andererseits zu einer Reduzierung der im Bereich der

Μ Endstufe entwickelten Verlustwärme führt.

Unter Berücksichtigung dieses Standes der Technik ist es demzufolge Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Stereoverstärkeranlage zu schaffen, welche ebenfalls eine erhebliche Verbesserung des Verstärkerwirkungsgrades auch bei Abgabe geringer Ausgangsleistungen besitzt, wobei der erforderliche Schaltungsaufwand relativ gering ist.

Erfindungsgemäß wird dies durch Vorsehen der im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1 aufgeführten *o Merkmale erreicht.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich anhand der Unteransprüche.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert: es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild eines herkömmlichen B-Verstärke rs,

F i g. 2 ein Diagramm zur Abhängigkeit des Wirkungsgrads η und der normierten Ausgangsleistung für die Schaltung von Fig. 1 (Kurve A) sowie für das erfindungsgemäße System (Kurve B),

F i g. 3 eine herkömmliche Schaltung eines stromversorgungsgesteuerten Verstärkersystems,

F i g. 4 ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Impulsbreitenmodulation des Systems von F i g. 3,

Fig.5 Wellenformen der Ausgangsspannungen der Hauptverstärkerschaltung MA und des Gleichspannungswandlers der Schaltung von F i g. 3,

Fig.6 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen versorgungsspannungsgeregelten Stereoverstärkersystems,

Fig. 7 ein Wellenformdiagramm der Ausgangsspannungen der Hauptverstärkerschaltung MA und MA 1 sowie des Gleichspannungswandlers des Systems von Fig. 6,

F i g. 8 eine Ausführungsform der Analog-Logikschaltung von F i g. 6.

F i g. 9 eine weitere Ausführiingsfnrm der Analog-Lo-