DE3634979A1

DE3634979A1 - Anordnung zur erhoehung der ausgangsleistung eines mit niedriger spannung betriebenen verstaerkers, insbesondere fuer autoradios

Info

Publication number: DE3634979A1
Application number: DE19863634979
Authority: DE
Inventors: Edoardo Botti; Aldo Torazzina; Bruno Murari
Original assignee: SGS Microelettronica SpA
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1985-10-16
Filing date: 1986-10-14
Publication date: 1987-04-16
Anticipated expiration: 2006-10-15
Also published as: IT1200794B; GB8623963D0; IT8522502A0; JPS6295005A; US4752747A; GB2181916B; NL192943C; FR2589649A1; GB2181916A; NL192943B; NL8602587A; DE3634979C2; FR2589649B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Erhöhung der Ausgangsleistung eines Verstärkers, der mit niedriger Spannung betrieben wird, wie sie z. B. an Bord von Fahrzeugen, insbesondere von Automobilen, installiert ist. Die Speisegleichspannung zum Betrieb solcher Geräte ist von der Batterie abgeleitet und beträgt im allgemeinen 14,4 Volt.

Bekanntlich stehen zur Erzielung höherer Leistungen zwei Wege zur Verfügung: Man verringert entweder die Impedanz der Last, im speziellen Fall die Impedanz des Lautsprechers, oder man vergrößert die sogenannte Dynamik des Signals (Aussteuerung) an der Last, d. h. man vergrößert die an der Last anliegende Spannung.

Zum Stand der Technik gehören sowohl Lösungsvorschläge, die den ersten, als auch solche, die den zweiten Weg beschreiten. Diese sind jedoch mit Nachteilen verbunden, die nicht vernachlässigt werden können. So ist beispielsweise die Verwendung von Lautsprechern vorgeschlagen worden, deren Impedanz kleiner ist als die Standartwerte, die bekanntlich 4 oder 8 Ohm betragen. Diese Lösung, die die naheliegendste ist, bedingt die Verwendung von außerhalb der Norm liegenden Lautsprechern und bringt die Probleme mit sich, wie sie mit der Beschaffung und den Kosten derartiger Bauteile verbunden sind.

Es wurde auch vorgeschlagen, die von dem Endverstärker aus "gesehene" Impedanz herabzusetzen, indem man die Kopplung zwischen Verstärker und Last über einen herauftransformierenden Ausgangsübertrager vornimmt. Diese Lösung hat jedoch den Nachteil, daß Leistungstransformatoren erforderlich sind, die im Hörfrequenzbereich arbeiten müssen.

Im Bereich des zweitgenannten Weges, d. h. zur Vergrößerung der Aussteuerung des auf die Last einwirkenden Signals, schlägt der Stand der Technik sogenannte Brückenschaltungen vor, bei denen zwei Verstärker, die an den entsprechenden Ausgängen Signale gleicher Amplitude und entgegengesetzter Phase liefern, mit der Last verbunden sind, oder sogenannte "Aufwärtswandler", bei denen die Last über eine Schaltung gespeist wird, die aus einem Gleichstrom/Wechselstrom-Spannungswandler und einem heraufsetzenden Transformator bestehen.

Beide Lösungen sind jedoch mit schwerwiegenden Nachteilen verbunden. Im ersten Fall erhält man eine Ausgangsleistung, die durch die maximale Aussteuerung der beiden Verstärker begrenzt ist und höchstens der doppelten Speisespannung entspricht, wenn man Sättigung Null unterstellt.

Im zweiten Fall sind wegen des Gleichstrom/Wechselstrom- Spannungswandlers starke Abschirmungen erforderlich, um Probleme der Ausstrahlung auf den Rundfunkbändern zu vermeiden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur Erhöhung der Ausgangsleistung eines mit niedriger Spannung betriebenen Verstärkers, insbesondere eines Autoradios, zu schaffen, die die Verwendung von Standardbauteilen, insbesondere in bezug auf die Impedanz des Lautsprechers, ermöglicht ohne daß die Nachteile auftreten, die bei den zuvor aufgezeigten bekannten Lösungen vorhanden sind.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Anordnung zur Erhöhung der Ausgangsleistung eines mit niedriger Spannung betriebenen Verstärkers, insbesondere für Autoradios, mit wenigstens einem Endverstärker mit einem Eingang, an dem das zu verstärkende Audiosignal anliegt, und einem mit einem Lautsprecher verbundenen Ausgang, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die Speisespannung des genannten Verstärkers von einem Schaltungspunkt abgeleitet ist, dessen Spannung die Betriebsgleichspannung des Geräts nicht überschreitet, wenn kein von dem Verstärker zu verstärkendes Audioeingangssignal vorhanden ist, während sie bei Vorhandensein eines Audioeingangssignals gleich der Summe aus der bei Fehlen eines Audioeingangssignals an dem genannten Schaltungspunkt vorhandenen Gleichspannung und einer überlagerten variablen Spannung ist, die dem Audioeingangssignal proportional ist.

Im folgenden sei die Erfindung anhand einiger bevorzugter in den Zeichnungen dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert:

Fig. 1 zeigt die Grundschaltung der Anordnung gemäß der Erfindung in seiner ersten Ausführungsform,

Fig. 2 zeigt schematisch den zeitlichen Verlauf der Spannungen in einigen Punkten der Schaltung nach Fig. 1 und insbesondere den Verlauf der maximalen Aussteuerung an dem Lautsprecher,

Fig. 3 zeigt eine Variante der Grundschaltung von Fig. 1,

Fig. 4 zeigt in einer Fig. 2 entsprechenden Darstellung den Verlauf der Spannungen in der Schaltung nach Fig. 3,

Fig. 5 und 6 zeigen Brückenschaltungen für den Lautsprecher unter Verwendung der Schaltungen nach Fig. 1 bzw. 3,

Fig. 7 zeigt die Schaltung der Anordnung gemäß der Erfindung in einer zweiten Ausführungsform,

Fig. 8 zeigt in einer Fig. 2 entsprechenden Darstellung den Verlauf der Spannungen in der Schaltung nach Fig. 7,

Fig. 9 zeigt eine Variante der Schaltung von Fig. 7,

Fig. 10 zeigt in einer Fig. 2 entsprechenden Darstellung den Verlauf der Spannungen in der Schaltung nach Fig. 9,

Fig. 11 und 12 zeigen Brückenschaltungen für den Lautsprecher unter Verwendung der Schaltungen von Fig. 7 bzw. 9,

Fig. 13 zeigt die Schaltung der Anordnung gemäß der Erfindung in dritten Ausführungsform,

Fig. 14 zeigt in einer Fig. 2 entsprechenden Darstellung den Verlauf der Spannungen in der Schaltung nach Fig. 13,

Fig. 15 zeigt eine Variante der Schaltung von Fig. 13,

Fig. 16 zeigt in einer Fig. 2 entsprechenden Darstellung den Verlauf der Spannungen in der Schaltung nach Fig. 15,

Fig. 17 und 18 zeigen Brückenschaltungen für den Lautsprecher unter Verwendung der Schaltungen nach Fig. 13 bzw. 15,

Fig. 19 zeigt eine weitere Variante der Schaltung von Fig. 13,

Fig. 20 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer analogen Schwellwertschaltung, die bei den Schaltungen von Fig. 13, 15, 17, 18, und 19 anwendbar ist.

Die in Fig. 1 dargestellte Grundschaltung der Anordnung gemäß der Erfindung umfaßt einen Endverstärker A 2, der mit einer niedrigen Spannung, beispielsweise aus einer Autobatterie mit 14,4 Volt betrieben wird. Der Ausgang U 2 des Verstärkers A 2 ist über einen Kondensator C 1 mit einem Lautsprecher RL verbunden. An dem Eingang E 2 des Verstärkers A 2 liegt über die mit der Eingangsklemme IN verbundene Leitung 1 das Audiosignal an. Der Verstärker A 2 wird über die Leitung 2 und die Masseleitung 3 gespeist. Die Leitung 2 ist mit dem Schaltungspunkt B verbunden, der seinerseits über ein nur in einer Richtung durchlässiges Element D, im vorliegenden Fall eine Diode, mit einer für den Betrieb des Geräts vorgesehenen Gleichspannungsquelle VS verbunden ist.

Die Schaltung umfaßt einen weiteren Verstärker A 1, dessen Eingang E 1 ebenfalls mit der Eingangsklemme IN für das Audiosignal verbunden ist. Der Aufgang U 1 des Verstärkers A 1 ist über eine Leitung 4, in die ein Kondensator C eingefügt ist, mit dem Schaltungspunkt b verbunden. Der Verstärker A 1 wird über eine mit der Quelle VS für die Versorgungsgleichspannung des Geräts verbundene Leitung 5 sowie über die Masseleitung 3 gespeist.

In Fig. 2 ist der zeitliche Verlauf der Spannungen an einigen signifikanten Schaltungspunkten von Fig. 1 in den Zeitpunkten aufgetragen, die auf das Eintreffen eines Audiosignals an der Eingangsklemme IN folgen.

Das Diagramm zeigt insbesondere den Verlauf der maximalen Aussteuerung, die an dem Lautsprecher RL wirksam ist.

Der in Fig. 2 dargestellte Spannungsverlauf geht von dem Fall aus, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers A 2 doppelt so groß ist wie derjenige des Verstärkers A 1 und die Gleichstromvorspannung an den Ausgängen der Verstärker den Wert VS/2 für den Verstärker A 1 bzw VS für den Verstärker A 2 hat.

Bei der Bewertung der in Fig. 2 und in den weiter unten beschriebenen weiteren Zeitdiagrammen gezeigten Spannungen sind die Sättigungen der Verstärker und der Spannungsabfall an der Diode D nicht berücksichtigt. Wie in dem Diagramm in dem Zeitintervall von T0 bis T1 erkennbar ist, ist die Schaltung derart abgestimmt, daß bei Fehlen eines Audioeingangssignals die Spannung VA gleich VS/2, die Spannung VC gleich VS und die Spannung VB über der Diode gleich VS ist. Der Kondensator C wird auf eine Gleichspannung VS/2 aufgeladen.

Vom Zeitpunkt T1 an liegt an den Eingängen der Verstärker A 1 und A 2 gleichzeitig ein Audiosignal an, das am Ausgang die maximale Aussteuerung an der Last RL erzeugt.

Im Zeitpunkt T2 erreicht die Spannung am Schaltungspunkt A einen positiven Pegel, der VS entspricht, während die Spannung VB an dem Schaltungspunkt B der Summe aus der Spannung VA und der Spannung zwischen den Klemmen des Kondensators C entspricht. Diese Spannung hat mithin den Wert VS + VS/2. Da der Schaltungspunkt B über die Leitung 2 mit der Speisung des Verstärkers A 2 verbunden ist, stellt diese Spannung die Speisespannung für den Verstärker A 2 im betrachteten Zeitpunkt dar. Wegen der unterschiedlichen Verstärkungsfaktoren der beiden Verstärker müßte die Spannung VC gegenüber der Ruhegleichspannung VS eine positive Spitze mit dem Wert VS erreichen. Dies ist jedoch nicht möglich, weil die Speisung des Verstärkers A 2 die Größe VS + VS/2 hat, wie oben gezeigt wurde. Die positive Spitze der Spannung VC in dem betrachteten Zeitpunkt T2 und im Bereich der ersten Halbwelle des Audiosignals wird auf den Wert VS/2 begrenzt.

Vom Zeitpunkt T3 bis zum Zeitpunkt T5 liegt gemäß dem Diagramm von Fig. 2 am Eingang IN eine negative Halbwelle an. Im Zeitpunkt T4 erreicht die Spannung VA ihren negativen Höchstwert. Im Bereich dieses Zeitpunkts T4 wird der Kondensator C von der Diode auf die Spannung VS aufgeladen. Weil der Verstärkungsfaktor des Verstärkers A 2 doppelt so groß ist wie derjenige des Verstärkers A 1, erreicht die Spannung VC am Ausgang des Verstärkers A 2 im Bereichs des Zeitpunkts T4 das Potential des negativen Höchstwerts. Der negative Höchstwert der Spannung VC am Ausgang des Verstärkers A 2 ist somit VS.

Dies bedeutet, daß während der ersten Halbwelle des am Eingang IN anliegenden Audiosignals das System an der Last RL eine maximale Aussteuerung erzeugt, die durch die Summe der beiden Höchstwerte von VC gegeben ist, also den Wert VS/2 + VS hat. Nach dem Zeitpunkt T4 wird für ein konstantes Eingangssignal der Verstäker der Spannungsabfall an dem Kondensator C auf einem Wert gehalten, der der Spannung VS entspricht.

Hieraus folgt, daß die von dem Schaltungspunkt B abgeleitete Speisespannung des Verstärkers A 2 der Gleichspannung VS entspricht, der ein sinusförmiges Signal überlagert ist, dessen maximale Amplitude gleich VS ist und dessen Phase mit derjenigen des Ausgangssignals des Verstärkers A 2 übereinstimmt.

Deshalb erhält man für ein kontinuierliches Eingangssignal nach der ersten Halbwelle an der Last RL eine maximale Aussteuerung VC _pp max = 2 VS.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 3 steuert der Ausgang des Verstärkers A 1 eine aus zwei Dioden und zwei Kondensatoren bestehende Schaltungsstruktur DB, CB bzw. DD, CD. Die eine dient für die positive Speisung und die andere für die negative Speisung des Verstärkers A 2.

Die Gleichstromvorspannung der Ausgänge der Verstärker A 1 und A 2 hat den Wert VS/2.

In ihrer Funktion gleicht die Schaltung gemäß Fig. 3 in jeder Hinsicht der in Fig. 1 dargestellten Schaltung.

Der zeitliche Verlauf der Spannungen in den einzelnen Schaltungspunkten und der maximalen Aussteuerung an der Last RL (Lautsprecher) sind in Fig. 4 aufgetragen, wobei die Modalitäten denen von Fig. 2 entsprechen.

Unter der Voraussetzung, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärker A 2 in Fig. 3 drei mal so groß ist wie der des Verstärkers A 1, antwortet das System auf die erste Sinusschwingung des Eingangssignals mit einer maximalen Aussteuerung

VC _pp max = VS + VS/2 + VS = 2 VS + VS/2

Bei Betrieb mit kontinuierlichem Eingangssignal reagiert das System mit einer Aussteuerung

VC _pp max = VS + VS/2 + VS + VS/2 = 3 VS.

Bei der in Fig. 5 dargestellten Schaltung befindet sich der Lautsprecher RL in einer Brückenschaltung, die aus zwei Schaltungen gemäß Fig. 3 besteht.

Unter Berücksichtigung der vorangehenden Erläuterung der Schaltungen gemäß Fig. 1 und 3 erkennt man, daß die Schaltung gemäß Fig. 5 bei kontinuierlichen Betriebsbedingungen eine maximale Aussteuerung an der Last RL ermöglicht, die den Wert

VC _pp max = 6 VS

hat.

Bei der in Fig. 6 dargestellten Schaltung befindet sich der Lautsprecher RL in einer Brückenschaltung, die aus zwei Schaltungen gemäß Fig. 1 besteht. Mit dieser Schaltung läßt sich bei kontinuierlichem Betrieb an der Last RL eine maximale Aussteuerung erzielen, die den Wert

VC _pp max = 4 VS

hat.

Die in Fig. 7 dargestellte Schaltung entspricht der Schaltung gemäß Fig. 1 mit dem Unterschied, daß zwischen dem Schaltungspunkt B und der Diode D ein Widerstand R eingefügt ist. Wenn die übrigen Bedingungen, die oben für die Schaltung gemäß Fig. 1 erläutert wurden, beibehalten werden und die Größe des Widerstands R gleich RL/2 gesetzt wird, ergeben sich für die Gleichstromvorspannungen an den Ausgängen der Verstärker A 1 und A 2 die Werte VS/2 bzw. 3/4 VS.

In Fig. 8 ist der zeitliche Verlauf der Spannungen an den fundamentalen Schaltungspunkten der Schaltung gemäß Fig. 7 und der maximalen Aussteueung an der Last RL dargestellt.

Wenn man das in Fig. 8 gezeigte Diagramm betrachtet, fällt auf, daß die Speisespannung VB des Verstärkers A 2 der Gleichspannung VS entspricht, der ein sinusförmiges Signal überlagert ist, dessen maximale Amplitude die Größe VS/2 hat und dessen Phase mit der Phase des Ausgangssignals des Verstärkers A 2 übereinstimmt. Bei Anliegen eines Audioeingangssignal erhält man somit an der Last RL eine maximale Aussteuerung der Größe

VC _pp max = 3/2 VS.

Die Schaltung gemäß Fig. 7 hat den Vorteil, daß die Signalverzerrung bei der ersten Halbwelle des Eingangssignals eliminiert ist. Der Preis hierfür ist allerdings eine kleinere maximale Aussteuerung des an der Last RL anliegenden Ausgangssignals im Vergleich zu den Aussteuerungswerten, die sich bei den Schaltungen nach Fig. 1 und 3 ergeben.

Die in Fig. 9 dargestellte Schaltung entspricht im wesentlichen der Schaltung gemäß Fig. 3, wobei jedoch die Widerstände RB bzw. RD in dem positiven bzw. negativen Speisezweig eingefügt sind.

Der zeitliche Verlauf der Schaltungen und der maximalen Aussteuerung, die mit der Schaltung gemäß Fig. 9 erzielbar ist, ist in dem Diagramm von Fig. 10 gezeigt, wobei die verwendeten Bezeichnungen denen in den vorangehend behandelten Diagrammen entsprechen. Aus dieser Darstellung erkennt man, daß das System an der Last RL eine maximale Aussteuerung entwickelt, die den Wert

VC _pp max = VS + VS/2 + VS/2 = 2 VS

hat.

In Fig. 11 und 12 sind zwei Brückenschaltungen für die Last RL dargestellt, die aus den Schaltungen gemäß Fig. 7 bzw. 9 abgeleitet sind. Die an der Last RL erzielbaren maximalen Aussteuerung hat bei der Schaltung gemäß Fig. 11 die Größe 3 VS, bei der Schaltung gemäß Fig. 12 können bei kontinuierlichem Betrieb hingegen maximale Aussteuerungen von 4 VS erzielt werden.

Fig. 13 zeigt eine modifizierte Ausführungsform der Erfindung. Mit S ist eine analoge Schwellwertschaltung bezeichnet, die nur für solche Eingangssignale durchlässig ist, deren Pegel eine vorbestimmte Referenzspannung +VR überschreitet. Diese Signale werden dem Eingang des Verstärkers A 1 zugeführt, der mit dem Verstärker A 2 in derselben Weise und mit denselben Schaltungsbauteilen verbunden ist wie bei der Schaltung gemäß Fig. 1.

An dem Eingang des Verstärkers A 2 liegt das dem Eingang der Schwellwertschaltung S zugeführte Audiosignal hingegen ganz an. Der Verstärker A 2 ist derart vorgespannt, daß sein Ausgang VC bei fehlendem Eingangssignal auf der Spannung VS befindet, die auch der Spannung VB des Schaltungspunkts B entspricht.

In Fig. 14 ist der zeitliche Verlauf der Spannungen an den fundamentalen Schaltungspunkte und der an der Last RL maximal erzielbaren Aussteuerung aufgetragen, wobei die verwendete Symbolik derjenigen der bereits beschriebenen Zeitdiagramme entspricht.

Es ist darauf hinzuweisen, daß der zeitliche Spannungsverlauf nur für einzigen Zyklus des sinusförmigen Audioeingangssignals dargestellt ist.

Man erkennt, daß die Spannung VC im eingeschwungenen Zustand gleich VS ist.

Die in Fig. 15 gezeigte Schaltung basiert auf dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 13. Sie ermöglicht eine theoretische Maximalschwingung der Ausgangsspannung des Verstärkers A 2, die dreimal so groß ist wie die Speisespannung VS.

Die Anordnung besteht aus einer ersten analogen Schwellwertschaltung SP, die für Eingangssignale durchlässig ist, deren Amplitude über der Referenzspannung +VR liegt. Der Ausgang dieser ersten Schwellwertschaltung ist mit dem Verstärker A 1 a verbunden, dessen Ausgang zur Steuerung der Speisung des Verstärkers A 2 dient.

Die Anordnung umfaßt außerdem eine zweite Schwellwertschaltung SN, die für Signale durchlässig ist, deren Amplitude unter a - VR liegt. Der Ausgang der Schwellwertschaltung SN ist mit einem Verstärker A 1 b verbunden, dessen Ausgang die negative Speisung des Verstärkers A 2 steuert, wie dies aus der schematischen Darstellung von Fig. 15 erkennbar ist. Der Ausgang des Verstärkers A 2 ist wie den vorangehend beschriebenen Schaltungen über den Kondensator C 1 mit der Last RL verbunden.

Unter den Voraussetzungen von Fig. 16 haben die Schwellenspannungen der Schwellwertschaltungen SP und SN die Werte a + VS/2G bzw. -VS/2G, (worin G der Verstärkungsfaktor der Verstärker ist).

Die Funktion der Schaltungsanordnung von Fig. 15 ist derjenigen der vorangehend beschriebenen Schaltungen analog. Der zeitliche Verlauf der Spannungen an den fundamentalen Schaltungspunkten der Schaltung gemäß Fig. 15 ist dem Diagramm von Fig. 16 dargestellt. Man erkennt hierin, daß in dem Intervall von T0 bis T1 folgende Situation gegeben ist:

VA = 0, VB = VS, VC = VS/2, VD = VS und VE = 0.

In dem Zeitintervall von T1 bis T2 liegt am Eingang ein Signal an, dessen Amplitude kleiner ist als VS/2G. Während dieses Intervalls bleiben die Spannungen VA und VD auf ihren Ruhepegeln.

In dem Zeitintervall zwischen T2 und T4 wird die analoge Schwellwertschaltung SP für die Eingangssignale durchlässig und liefert an den Eingang des Verstärkers A 1 a ein Signal der Größe

VIN - VS/2G.

Am Ausgang des Verstärkers A 1 a ergibt sich deshalb die Spannung

VA = VIN·G - VS/2.

Unter der Voraussetzung, daß die Spannung VIN·G den Wert VS + VS/2 erreicht, gelangt die Spannung VA auf den Wert VS. Da der Kondensator Ca auf die Spannung VS aufgeladen ist, erreicht die Spannung VB an dem Schaltungspunkt B den Wert 2 VS.

In ähnlicher Weise entsteht während der negativen Halbwelle des Signals über die von der Schwellwertschaltung SN gesteuerte am Schaltungspunkt E die Spannung VE, die den Wert -VS hat.

Infolgedessen hat die Gesamtaussteuerung der Spannung am Ausgang des Verstärkers A 2 die Größe

+2 VS - (- VS) = 3 VS.

Die maximale Spannung an den Speiseanschlüssen des Verstärkers A 2 ist niemals größer als der Wert 2 VS.

In Fig. 17 und 18 sind Brückenschaltungen für die Ansteuerung der Last RL dargestellt. Diese Brückenschaltungen ermöglichen theoretisch eine Schwingung der Ausgangsspannung des Verstärkers A 2 mit der Amplitude 4 VS (Fig. 17) bzw. 6 VS (Fig. 18).

Bei der in Fig. 19 dargestellten Schaltung kann das Eingangssignal der analogen Schwellwertschaltung S von dem Ausgangssignal des Verstärkers A 2 gebildet sein. Die Schwellenspannung VR ist im Idealfall gleich der Spannung VS.

In Fig. 20 ist praktisches Ausführungsbeispiel einer analogen Schwellwertschaltung dargestellt, deren Elemente und Symbole an sich bekannt und aus sich verständlich sind und deshalb keiner speziellen Beschreibung bedürfen.

Die Erfindung eröffnet die Möglichkeit, bei Verstärkern mit niedriger Betriebsspannung einen theoretischen maximalen Wirkungsgrad zu erzielen, der größer ist als bei der Verwendung normaler Verstärker im B-Betrieb mit CD/DC-Wandlern. Außerdmm liegt der Verlauf der Signale an den Ausgängen und der Speisung der Verstärker stets im linearen Bereich, so daß Probleme mit Strahlungen im Rundfunkband nicht auftreten. Es ist außerdem darauf hinzuweisen, daß die maximale Isolationsspannung der Kondensatoren, die die Audio-Endstufe speisen, gleich der Spannung VS ist.

Claims

1. Anordnung zur Erhöhung der Ausgangleistung eines mit niedriger Spannung betriebenen Verstärkers, insbesondere für Autoradios, mit wenigstens einem Endverstärker (A 2) mit einem Eingang, an dem das zu verstärkende Audiosignal anliegt, und einem mit einem Lautsprecher (RL) verbundenen Ausgang, dadurch gekennzeichnet, daß die Speisespannung (VB) des genannten Verstärkers (A 2) von einem Schaltungspunkt (B) abgeleitet ist, dessen Spannung die Betriebsgleichspannung (VS) des Geräts nicht überschreitet, wenn kein von dem Verstärker zu verstärkendes Audioeingangssignal vorhanden ist, während sie bei Vorhandensein eines Audioeingangssignals gleich der Summe aus der bei Fehlen eines Audioeingangssignals an dem genannten Schaltungspunkt vorhandenen Gleichspannung und einer überlagerten variablen Spannung ist, die dem Audioeingangssignal proportional ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte variable Spannung, die der bei Fehlen eines Audioeingangssignals vorhandenen Gleichspannung überlagert ist, von einem verstärkten Anteil des Audioeingangssignals gebildet wird.

3. Anordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die überlagerte variable Spannung mit dem Audiosignal am Ausgang des Endverstärkers (A 2) phasengleich ist.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein weiterer Verstärker (A 1) vorgesehen ist, der von der Betriebsgleichspannung (VS) des Geräts gespeist ist und einen Eingang besitzt, dem dasselbe Audioeingangssignal zugeführt wird, das auch am Eingang des Endverstärkers (A 2) anliegt, sowie einen Aufgang, der über ein kapazitives Element (C) mit dem genannten Schaltungspunkt (B) verbunden ist, von dem die Speisespannung des Endverstärkers (A 2) abgeleitet ist, und daß zwischen diesem Schaltungspunkt (B) und der Betriebsgleichspannungsquelle (VS) des Geräts ein richtungsabhängiges Element (D) angeordnet ist.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor des mit dem die Last bildenden Lautsprecher verbundenen Endverstärkers (A 2) größer ist als derjenige des Verstärkers (A 1), der von der Betriebsgleichspannung (VS) des Geräts gespeist ist.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ferner eine analoge Schwellwertschaltung (S) vorgesehen ist, die mit dem Eingang des von der Betriebsgleichspannung (VS) gespeisten Verstärkers (A 1) verbunden ist und derart ausgebildet und angeordnet ist, daß nur ein Teil des Audioeingangssignals zu dem Eingang des genannten Verstärkers (A 1) gelangt, dessen Amplitude eine vorbestimmte Schwellenspannung überschreitet, deren Absolutwert kleiner ist als der Absolutwert der Betriebsgleichspannung (VS).

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor des mit dem Lautsprecher (RL) verbundenen Endverstärkers (A 2) gleich oder kleiner ist als der Vertärkungsfaktor des von der Betriebsgleichspannung (VS) des Geräts gespeisten Verstärkers (A 1).

8. Anordnung nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem richtungsabhängigen Element (D) und dem genannten Schaltungspunkt (B) ein Widerstand (R) angeordnet ist.