DE3634979C2 - Anordnung zur Erhöhung der Ausgangsleistung eines mit niedriger Spannung betriebenen Verstärkers, insbesondere für Autoradios - Google Patents
Anordnung zur Erhöhung der Ausgangsleistung eines mit niedriger Spannung betriebenen Verstärkers, insbesondere für AutoradiosInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Erhöhung der Aus
gangsleistung eines Verstärkers, der mit niedriger Spannung
betrieben wird, wie sie z. B. an Bord von Fahrzeugen, insbe
sondere von Automobilen, installiert ist. Die Speisegleich
spannung zum Betrieb solcher Geräte ist von der Batterie
abgeleitet und beträgt im allgemeinen 14,4 Volt.
Bekanntlich stehen zur Erzielung höherer Leistungen zwei
Wege zur Verfügung: Man verringert entweder die Impedanz der
Last, im speziellen Fall die Impedanz des Lautsprechers,
oder man vergrößert die sogenannte Dynamik des Signals (Aus
steuerung) an der Last, d. h. man vergrößert die an der Last
anliegende Spannung.
Zum Stand der Technik gehören sowohl Lösungsvorschläge, die
den ersten, als auch solche, die den zweiten Weg beschrei
ten. Diese sind jedoch mit Nachteilen verbunden, die nicht
vernachlässigt werden können. So ist beispielsweise die Ver
wendung von Lautsprechern vorgeschlagen worden, deren Impe
danz kleiner ist als die Standardwerte, die bekanntlich
4 oder 8 Ohm betragen. Diese Lösung, die die naheliegendste
ist, bedingt die Verwendung von außerhalb der Norm liegenden
Lautsprechern und bringt die Probleme mit sich, wie sie mit
der Beschaffung und den Kosten derartiger Bauteile verbunden
sind.
Es wurde auch vorgeschlagen, die von dem Endverstärker aus
"gesehene" Impedanz herabzusetzen, indem man die Kopplung
zwischen Verstärker und Last über einen herauftransformie
renden Ausgangsübertrager vornimmt. Diese Lösung hat jedoch
den Nachteil, daß Leistungstransformatoren erforderlich
sind, die im Hörfrequenzbereich arbeiten müssen.
Im Bereich des zweitgenannten Weges, d. h. zur Vergrößerung
der Aussteuerung des auf die Last einwirkenden Signals,
schlägt der Stand der Technik sogenannte Brückenschaltungen
vor, bei denen zwei Verstärker, die an den entsprechenden
Ausgängen Signale gleicher Amplitude und entgegengesetzter
Phase liefern, mit der Last verbunden sind, oder sogenannte
"Aufwärtswandler", bei denen die Last über eine Schaltung
gespeist wird, die aus einem Gleichstrom/Wechselstrom-Span
nungswandler und einem heraufsetzenden Transformator beste
hen.
Beide Lösungen sind jedoch mit schwerwiegenden Nachteilen
verbunden. Im ersten Fall erhält man eine Ausgangsleistung,
die durch die maximale Aussteuerung der beiden Verstärker
begrenzt ist und höchstens der doppelten Speisespannung ent
spricht, wenn man Sättigung Null unterstellt.
Im zweiten Fall sind wegen des Gleichstrom/Wechselstrom-
Spannungswandlers starke Abschirmungen erforderlich, um Pro
bleme der Ausstrahlung auf den Rundfunkbändern zu vermeiden.
Aus der DE-PS 28 50 177 ist darüberhinaus eine Anordnung zur Erhöhung der
Ausgangsleistung eines mit niedriger Spannung betriebenen Verstärkers zum Ansteuern
eines Lautsprechers bekannt. Die Speisespannung eines Endverstärkers ist dort von
einem Schaltungspunkt abgeleitet, dessen Spannung die Betriebsspannung des Gerätes
nicht überschreitet, wenn kein von dem Verstärker zu verstärkendes
Audioeingangssignal vorhanden ist. Zur Verminderung der Verlustleistung wird in
dieser Druckschrift vorgeschlagen, die Speisespannung in Abhängigkeit des
Ausgangssignals des Verstärkers zwischen zwei Werten (OB und OB + U2)
umzuschalten.
Ferner ist aus der DE-OS 31 11 776, die die Versorgung geregelter Stereo
verstärkersysteme betrifft, bekannt, daß die Verlustleistung besonders stark vermindert
werden kann, wenn die Speisespannung eines Verstärkers eine einer Gleichspannung
überlagerte variable Spannung ist, die dem Audioeingangssignal proportional ist. Dabei
weist die bekannte Schaltung eine Analog-Logikschaltung auf, die ein dem größeren der
beiden Eingangssignale des linken und rechten Kanals entsprechendes Signal erzeugt,
mit dem die Ausgangsspannung eines Gleichspannungswandlers als Stromversorgung
über eine Impulsfolge mit Impulsbreiten geregelt wird, die sich entsprechend dem
Ausgang der Analog-Logikschaltung ändern.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur Erhöhung der
Ausgangsleistung eines mit niedrigerer Spannung betriebenen Verstärkers, insbesondere
eines Autoradios, zu schaffen, die die Verwendung von Standardbauteilen, insbe
sondere in bezug auf die Impedanz des Lautsprechers, ermög
licht, wobei eine gute Linearität realisiert wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des
Anspruchs 1. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Ansprüchen
2 und 3 angegeben.
Im folgenden sei die Erfindung anhand einiger bevorzugter
in den Zeichnungen dargestellter Ausführungsbeispiele näher
erläutert:
Fig. 1 zeigt die Grundschaltung der Anordnung ohne die
Erfindung in einer ersten Ausführungsform,
Fig. 2 zeigt schematisch den zeitlichen Verlauf der Span
nungen in einigen Punkten der Schaltung nach Fig. 1
und insbesondere den Verlauf der maximalen Aussteue
rung an dem Lautsprecher,
Fig. 3 zeigt eine Variante der Grundschaltung von Fig. 1,
Fig. 4 zeigt in einer Fig. 2 entsprechenden Darstellung den
Verlauf der Spannungen in der Schaltung nach Fig. 3,
Fig. 5 und 6 zeigen Brückenschaltungen für den Lautsprecher
unter Verwendung der Schaltungen nach Fig. 1 bzw. 3,
Fig. 7 zeigt die Schaltung der Anordnung ohne die Erfin
dung in einer zweiten Ausführungsform,
Fig. 8 zeigt in einer Fig. 2 entsprechenden Darstellung den
Verlauf der Spannungen in der Schaltung nach Fig. 7,
Fig. 9 zeigt eine Variante der Schaltung von Fig. 7,
Fig. 10 zeigt in einer Fig. 2 entsprechenden Darstellung
den Verlauf der Spannungen in der Schaltung nach
Fig. 9,
Fig. 11 und 12 zeigen Brückenschaltungen für den Lautspre
cher unter Verwendung der Schaltungen von Fig. 7
bzw. 9,
Fig. 13 zeigt die Schaltung der Anordnung gemäß der Erfin
dung in einer ersten Ausführungsform,
Fig. 14 zeigt in einer Fig. 2 entsprechenden Darstellung
den Verlauf der Spannungen in der Schaltung nach
Fig. 13,
Fig. 15 zeigt eine Variante der Schaltung von Fig. 13,
Fig. 16 zeigt in einer Fig. 2 entsprechenden Darstellung
den Verlauf der Spannungen in der Schaltung nach
Fig. 15,
Fig. 17 und 18 zeigen Brückenschaltungen für den Lautspre
cher unter Verwendung der Schaltungen nach Fig. 13
bzw. 15,
Fig. 19 zeigt eine weitere Variante der Schaltung von Fig.
13,
Fig. 20 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer analogen
Schwellwertschaltung, die bei den Schaltungen von
Fig. 13, 15, 17, 18 und 19 anwendbar ist.
Die in Fig. 1 dargestellte Grundschaltung der Anordnung
umfaßt einen Endverstärker A2, der mit
einer niedrigen Spannung, beispielsweise aus einer Autobat
terie mit 14,4 Volt betrieben wird. Der Ausgang U2 des Ver
stärkers A2 ist über einen Kondensator C1 mit einem Laut
sprecher RL verbunden. An dem Eingang E2 des Verstärkers A2
liegt über die mit der Eingangsklemme IN verbundene Leitung
1 das Audiosignal an. Der Verstärker A2 wird über die Lei
tung 2 und die Masseleitung 3 gespeist. Die Leitung 2 ist
mit dem Schaltungspunkt B verbunden, der seinerseits über
ein nur in einer Richtung durchlässiges Element D, im vor
liegenden Fall eine Diode, mit einer für den Betrieb des
Geräts vorgesehenen Gleichspannungsquelle VS verbunden ist.
Die Schaltung umfaßt einen weiteren Verstärker A1, dessen
Eingang E1 ebenfalls mit der Eingangsklemme IN für das
Audiosignal verbunden ist. Der Ausgang U1 des Verstärkers A1
ist über eine Leitung 4, in die ein Kondensator C eingefügt
ist, mit dem Schaltungspunkt B verbunden. Der Verstärker A1
wird über eine mit der Quelle VS für die Versorgungsgleich
spannung des Geräts verbundene Leitung 5 sowie über die
Masseleitung 3 gespeist.
In Fig. 2 ist der zeitliche Verlauf der Spannungen an eini
gen signifikanten Schaltungspunkten von Fig. 1 in den Zeit
punkten aufgetragen, die auf das Eintreffen eines Audio
signals an der Eingangsklemme IN folgen.
Das Diagramm zeigt insbesondere den Verlauf der maximalen
Aussteuerung, die an dem Lautsprecher RL wirksam ist.
Der in Fig. 2 dargestellte Spannungsverlauf geht von dem
Fall aus, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers A2
doppelt so groß ist wie derjenige des Verstärkers A1 und die
Gleichstromvorspannung an den Ausgängen der Verstärker den
Wert VS/2 für den Verstärker A1 bzw. VS für den Verstärker
A2 hat.
Bei der Bewertung der in Fig. 2 und in den weiter unten
beschriebenen weiteren Zeitdiagrammen gezeigten Spannungen
sind die Sättigungen der Verstärker und der Spannungsabfall
an der Diode D nicht berücksichtigt. Wie in dem Diagramm in
dem Zeitintervall von To bis T1 erkennbar ist, ist die
Schaltung derart abgestimmt, daß bei Fehlen eines Audioein
gangssignals die Spannung VA gleich VS/2, die Spannung VC
gleich VS und die Spannung VB über der Diode gleich VS ist.
Der Kondensator C wird auf eine Gleichspannung VS/2 aufge
laden.
Vom Zeitpunkt T1 an liegt an den Eingängen der Verstärker
A1 und A2 gleichzeitig ein Audiosignal an, das am Ausgang
die maximale Aussteuerung an der Last RL erzeugt.
Im Zeitpunkt T2 erreicht die Spannung am Schaltungspunkt A
einen positiven Pegel, der VS entspricht, während die Span
nung VB an dem Schaltungspunkt B der Summe aus der Spannung
VA und der Spannung zwischen den Klemmen des Kondensators C
entspricht. Diese Spannung hat mithin den Wert VS + VS/2. Da
der Schaltungspunkt B über die Leitung 2 mit der Speisung
des Verstärkers A2 verbunden ist, stellt diese Spannung die
Speisespannung für den Verstärker A2 im betrachteten Zeit
punkt dar. Wegen der unterschiedlichen Verstärkungsfaktoren
der beiden Verstärker müßte die Spannung VC gegenüber der
Ruhegleichspannung VS eine positive Spitze mit dem Wert VS
erreichen. Dies ist jedoch nicht möglich, weil die Speisung
des Verstärkers A2 die Größe VS + VS/2 hat, wie oben gezeigt
wurde. Die positive Spitze der Spannung VC in dem betrachte
ten Zeitpunkt T2 und im Bereich der ersten Halbwelle des
Audiosignals wird auf den Wert VS/2 begrenzt.
Vom Zeitpunkt T3 bis zum Zeitpunkt T5 liegt gemäß dem Dia
gramm von Fig. 2 am Eingang IN eine negative Halbwelle an.
Im Zeitpunkt T4 erreicht die Spannung VA ihren negativen
Höchstwert. Im Bereich dieses Zeitpunkts T4 wird der Konden
sator C von der Diode auf die Spannung VS aufgeladen. Weil
der Verstärkungsfaktor des Verstärkers A2 doppelt so groß
ist wie derjenige des Verstärker A1, erreicht die Spannung
VC am Ausgang des Verstärkers A2 im Bereichs des Zeitpunkts
T4 das Potential des negativen Höchstwerts. Der negative
Höchstwert der Spannung VC am Ausgang des Verstärkers A2 ist
somit VS.
Dies bedeutet, daß während der ersten Halbwelle des am Ein
gang IN anliegenden Audiosignals das System an der Last RL
eine maximale Aussteuerung erzeugt, die durch die Summe der
beiden Höchstwerte von VC gegeben ist, also den Wert
VS/2 + VS hat. Nach dem Zeitpunkt T4 wird für ein konstantes
Eingangssignal der Verstärker der Spannungsabfall an dem
Kondensator C auf einem Wert gehalten, der der Spannung VS
entspricht.
Hieraus folgt, daß die von dem Schaltungspunkt B abgeleitete
Speisespannung des Verstärkers A2 der Gleichspannung VS ent
spricht, der ein sinusförmiges Signal überlagert ist, dessen
maximale Amplitude gleich VS ist und dessen Phase mit derje
nigen des Ausgangssignals des Verstärkers A2 übereinstimmt.
Deshalb erhält man für ein kontinuierliches Eingangssignal
nach der ersten Halbwelle an der Last RL eine maximale Aus
steuerung VCppmax = 2 VS.
Bei der Schaltung gemäß Fig. 3 steuert der Ausgang des Ver
stärkers A1 eine aus zwei Dioden und zwei Kondensatoren
bestehende Schaltungsstruktur DB, CB bzw. DD, CD. Die eine
dient für die positive Speisung und die andere für die nega
tive Speisung des Verstärkers A2.
Die Gleichstromvorspannung der Ausgänge der Verstärker A1
und A2 hat den Wert VS/2.
In ihrer Funktion gleicht die Schaltung gemäß Fig. 3 in
jeder Hinsicht der in Fig. 1 dargestellten Schaltung.
Der zeitliche Verlauf der Spannungen in den einzelnen Schal
tungspunkten und der maximalen Aussteuerung an der Last RL
(Lautsprecher) sind in Fig. 4 auftragen, wobei die Modalitä
ten denen von Fig. 2 entsprechen.
Unter der Voraussetzung, daß der Verstärkungsfaktor des Ver
stärker A2 in Fig. 3 drei mal so groß ist wie der des Ver
stärkers A1, antwortet das System auf die erste Sinus
schwingung des Eingangssignals mit einer maximalen Aussteu
erung
VCppmax = VS + VS/2 + VS = 2 VS + VS/2.
Bei Betrieb mit kontinuierlichem Eingangssignal reagiert das
System mit einer Aussteuerung
VCppmax = VS + VS/2 + VS + VS/2 = 3 VS.
Bei der in Fig. 5 dargestellten Schaltung befindet sich der
Lautsprecher RL in einer Brückenschaltung, die aus zwei
Schaltungen gemäß Fig. 3 besteht.
Unter Berücksichtigung der vorangehenden Erläuterung der
Schaltungen gemäß Fig. 1 und 3 erkennt man, daß die Schal
tung gemäß Fig. 5 bei kontinuierlichen Betriebsbedingungen
eine maximale Aussteuerung an der Last RL ermöglicht, die
den Wert
VCppmax = 6 VS
hat.
Bei der in Fig. 6 dargestellten Schaltung befindet sich der
Lautsprecher RL in einer Brückenschaltung, die aus zwei
Schaltungen gemäß Fig. 1 besteht. Mit dieser Schaltung läßt
sich bei kontinuierlichem Betrieb an der Last RL eine maxi
male Aussteuerung erzielen, die den Wert
VCppmax = 4 VS
hat.
Die in Fig. 7 dargestellte Schaltung entspricht der Schal
tung gemäß Fig. 1 mit dem Unterschied, daß zwischen dem
Schaltungspunkt B und der Diode D ein Widerstand R einge
fügt ist. Wenn die übrigen Bedingungen, die oben für die
Schaltung gemäß Fig. 1 erläutert wurden, beibehalten werden
und die Größe des Widerstands R gleich RL/2 gesetzt wird,
ergeben sich für die Gleichstromvorspannungen an den Aus
gängen der Verstärker A1 und A2 die Werte VSII2 bzw. 3II4 VS.
In Fig. 8 ist der zeitliche Verlauf der Spannungen an den
fundamentalen Schaltungspunkten der Schaltung gemäß Fig. 7
und der maximalen Aussteuerung an der Last RL dargestellt.
Wenn man das in Fig. 8 gezeigte Diagramm betrachtet, fällt
auf, daß die Speisespannung VB des Verstärkers A2 der
Gleichspannung VS entspricht, der ein sinusförmiges Signal
überlagert ist, dessen maximale Amplitude die Größe VSII2 hat
und dessen Phase mit der Phase des Ausgangssignals des Ver
stärkers A2 übereinstimmt. Bei Anliegen eines Audioeingangs
signal erhält man somit an der Last RL eine maximale Aus
steuerung der Größe
VCppmax = 3/2 VS.
Die Schaltung gemäß Fig. 7 hat den Vorteil, daß die Signal
verzerrung bei der ersten Halbwelle des Eingangssignals eli
miniert ist. Der Preis hierfür ist allerdings eine kleinere
maximale Aussteuerung des an der Last RL anliegenden Aus
gangssignals im Vergleich zu den Aussteuerungswerten, die
sich bei den Schaltungen nach Fig. 1 und 3 ergeben.
Die in Fig. 9 dargestellte Schaltung entspricht im wesentli
chen der Schaltung gemäß Fig. 3, wobei jedoch die Widerstän
de RB bzw. RD in dem positiven bzw. negativen Speisezweig
eingefügt sind.
Der zeitliche Verlauf der Schaltungen und der maximalen Aus
steuerung, die mit der Schaltung gemäß Fig. 9 erzielbar ist,
ist in dem Diagramm von Fig. 10 gezeigt, wobei die verwende
ten Bezeichnungen denen in den vorangehend behandelten Dia
grammen entsprechen. Aus dieser Darstellung erkennt man, daß
das System an der Last RL eine maximale Aussteuerung ent
wickelt, die den Wert
VCppmax = VS + VS/2 + VS/2 = 2 VS
hat.
In Fig. 11 und 12 sind zwei Brückenschaltungen für die Last
RL dargestellt, die aus den Schaltungen gemäß Fig. 7 bzw. 9
abgeleitet sind. Die an der Last RL erzielbaren maximalen
Aussteuerung hat bei der Schaltung gemäß Fig. 11 die Größe
3 VS, bei der Schaltung gemäß Fig. 12 können bei kontinuier
lichem Betrieb hingegen maximale Aussteuerungen von 4 VS
erzielt werden.
Fig. 13 zeigt eine Ausführungsform der Erfin
dung. Mit S ist eine analoge Schwellwertschaltung bezeich
net, die nur für solche Eingangssignale durchlässig ist, de
ren Pegel eine vorbestimmte Referenzspannung +VR überschrei
tet. Diese Signale werden dem Eingang des Verstärkers A1 zu
geführt, der mit dem Verstärker A2 in derselben Weise und
mit denselben Schaltungsbauteilen verbunden ist wie bei der
Schaltung gemäß Fig. 1.
An dem Eingang des Verstärkers A2 liegt das dem Eingang der
Schwellwertschaltung S zugeführte Audiosignal hingegen ganz
an. Der Verstärker A2 ist derart vorgespannt, daß sein Aus
gang VC bei fehlendem Eingangssignal auf der Spannung VS
befindet, die auch der Spannung VB des Schaltungspunkts B
entspricht.
In Fig. 14 ist der zeitliche Verlauf der Spannungen an den
fundamentalen Schaltungspunkten und der an der Last RL maxi
mal erzielbaren Aussteuerung aufgetragen, wobei die verwen
dete Symbolik derjenigen der bereits beschriebenen Zeitdia
gramme entspricht.
Es ist darauf hinzuweisen, daß der zeitliche Spannungsver
lauf nur für einen einzigen Zyklus des sinusförmigen Audioein
gangssignals dargestellt ist.
Man erkennt, daß die Spannung VC im eingeschwungenen Zustand
gleich VS ist.
Die in Fig. 15 gezeigte Schaltung basiert auf dem Ausfüh
rungsbeispiel gemäß Fig. 13. Sie ermöglicht eine theoreti
sche Maximalschwingung der Ausgangsspannung des Verstärkers
A2, die dreimal so groß ist wie die Speisespannung VS.
Die Anordnung besteht aus einer ersten analogen Schwellwert
schaltung SP, die für Eingangssignale durchlässig ist, deren
Amplitude über der Referenzspannung +VR liegt. Der Ausgang
dieser ersten Schwellwertschaltung ist mit dem Verstärker
A1a verbunden, dessen Ausgang zur Steuerung der Speisung des
Verstärkers A2 dient.
Die Anordnung umfaßt außerdem eine zweite Schwellwertschal
tung SN, die für Signale durchlässig ist, deren Amplitude
unter a - VR liegt. Der Ausgang der Schwellwertschaltung SN
ist mit einem Verstärker A1b verbunden, dessen Ausgang die
negative Speisung des Verstärkers A2 steuert, wie dies aus
der schematischen Darstellung von Fig. 15 erkennbar ist. Der
Ausgang des Verstärkers A2 ist wie den vorangehend beschrie
benen Schaltungen über den Kondensator C1 mit der Last RL
verbunden.
Unter den Voraussetzungen von Fig. 16 haben die Schwellen
spannungen der Schwellwertschaltungen SP und SN die Werte
a + VS/2G bzw. -VS/2G, (worin G der Verstärkungsfaktor der
Verstärker ist).
Die Funktion der Schaltungsanordnung von Fig. 15 ist derje
nigen der vorangehend beschriebenen Schaltungen analog. Der
zeitliche Verlauf der Spannungen an den fundamentalen Schal
tungspunkten der Schaltung gemäß Fig. 15 ist dem Diagramm
von Fig. 16 dargestellt. Man erkennt hierin, daß in dem
Intervall von To bis T1 folgende Situation gegeben ist:
VA = 0, VB = VS, VC = VS/2, VD = VS und VE = 0.
In dem Zeitintervall von T1 bis T2 liegt am Eingang ein
Signal an, dessen Amplitude kleiner ist als VS/2G. Während
dieses Intervalls bleiben die Spannungen VA und VD auf ihren
Ruhepegeln.
In dem Zeitintervall zwischen T2 und T4 wird die analoge
Schwellwertschaltung SP für die Eingangssignale durchlässig
und liefert an den Eingang des Verstärkers A1a ein Signal
der Größe
VIN - VS/2G.
Am Ausgang des Verstärkers A1a ergibt sich deshalb die Span
nung
VA = VIN·G - VS/2.
Unter der Voraussetzung, daß die Spannung VIN·G den Wert VS
+ VS/2 erreicht, gelangt die Spannung VA auf den Wert VS.
Da der Kondensator Ca auf die Spannung VS aufgeladen ist,
erreicht die Spannung VB an dem Schaltungspunkt B den Wert
2 VS.
In ähnlicher Weise entsteht während der negativen Halbwelle
des Signals über die von der Schwellwertschaltung SN gesteu
erte am Schaltungspunkt E die Spannung VE, die den Wert - VS
hat.
Infolgedessen hat die Gesamtaussteuerung der Spannung am
Ausgang des Verstärkers A2 die Größe
+ 2 VS - (- VS) = 3 VS.
Die maximale Spannung an den Speiseanschlüssen des Verstär
kers A2 ist niemals größer als der Wert 2 VS.
In Fig. 17 und 18 sind Brückenschaltungen für die Ansteue
rung der Last RL dargestellt. Diese Brückenschaltungen
ermöglichen theoretisch eine Schwingung der Ausgangsspan
nung des Verstärkers A2 mit der Amplitude 4 VS (Fig. 17)
bzw. 6 VS (Fig. 18).
Bei der in Fig. 19 dargestellten Schaltung kann das Ein
gangssignal der analogen Schwellwertschaltung S von dem Aus
gangssignal des Verstärkers A2 gebildet sein. Die Schwellen
spannung VR ist im Idealfall gleich der Spannung VS.
In Fig. 20 ist praktisches Ausführungsbeispiel einer analo
gen Schwellwertschaltung dargestellt, deren Elemente und
Symbole an sich bekannt und aus sich verständlich sind und
deshalb keiner speziellen Beschreibung bedürfen.
Die Erfindung eröffnet die Möglichkeit, bei Verstärkern mit
niedriger Betriebsspannung einen theoretischen maximalen
Wirkungsgrad zu erzielen, der größer ist als bei der Verwen
dung normaler Verstärker im B-Betrieb mit DC/DC-Wandlern.
Außerdem liegt der Verlauf der Signale an den Ausgängen und
der Speisung der Verstärker stets im linearen Bereich, so
daß Probleme mit Strahlungen im Rundfunkband nicht auftre
ten. Es ist außerdem darauf hinzuweisen, daß die maximale
Isolationsspannung der Kondensatoren, die die Audio-Endstufe
speisen, gleich der Spannung VS ist.
Claims (3)
1. Anordnung zur Erhöhung der Ausgangsleistung eines mit niedriger Spannung
betriebenen Verstärkers, insbesondere für Autoradios, mit wenigstens einem
Endverstärker (A2) mit einem Eingang, an dem das zu verstärkende Audiosignal
anliegt, und einem mit einem Lautsprecher (RL) verbundenen Ausgang,
wobei wenigstens ein zweiter Verstärker (A1) vorgesehen ist, der von der
Betriebsgleichspannung (VS) des Geräts gespeist ist und der einen Ausgang
besitzt, der über ein kapazitives Element (C) mit einem Schaltungspunkt (B)
verbunden ist, von dem die Speisespannung des Endverstärkers (A2) abgeleitet
ist, und daß zwischen diesem Schaltungspunkt (B) und der
Betriebsgleichspannungsquelle (VS) des Geräts ein richtungsabhängiges Element
(D) angeordnet ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß dem Eingang des zweiten Verstärkers (A1) dasselbe Audioeingangssignal
zugeführt wird, das auch am Eingang des Endverstärkers (A2) anliegt, und
daß zumindest eine analoge Schwellwertschaltung (S) vorgesehen ist, die mit dem
Eingang des zweiten Verstärkers (A1) verbunden ist und die derart ausgebildet
und angeordnet ist, daß nur ein Teil des Audioeingangssignals zu dem Eingang
des zweiten Verstärkers (A1) gelangt, dessen Amplitude eine vorbestimmte
Schwellenspannung überschreitet, deren Absolutwert kleiner ist als der
Absolutwert der Betriebsgleichspannung (VS).
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
der Verstärkungsfaktor des mit dem Lautsprecher (RL) ver
bundenen Endverstärkers (A2) gleich oder kleiner ist als
der Verstärkungsfaktor des von der Betriebsgleichspannung
(VS) des Geräts gespeisten Verstärkers (A1).
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen dem richtungsabhängigen Element (D) und dem
genannten Schaltungspunkt (B) ein Widerstand (R) angeordnet
ist.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: SGS-THOMSON MICROELECTRONICS S.R.L., AGRATE BRIANZ |
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