JPH06303771A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH06303771A JPH06303771A JP10892193A JP10892193A JPH06303771A JP H06303771 A JPH06303771 A JP H06303771A JP 10892193 A JP10892193 A JP 10892193A JP 10892193 A JP10892193 A JP 10892193A JP H06303771 A JPH06303771 A JP H06303771A
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- winding
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電源出力短絡に対して補助電源あるいは補助
的な制御回路なしで、安定な電流制限制御を実現できる
ようにしたスイッチングレギュレータを提供する。 【構成】 スイッイング素子Ｓ１、Ｓ２とコンバータト
ランス３およびスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を制御する
電流制限兼用の制御回路２とを有する電流共振型のスイ
ッチングレギュレータであって、コンバータトランス３
はスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオン、オフ動作に伴い
入力電圧が印加される１次巻線ＮP と，制御回路２に動
作電圧ＶCCを供給する制御電圧用の２次巻線ＮS2および
直流出力Ｖ0 を取り出すための出力電圧用の２次巻線Ｎ
S1を有し、制御電圧用２次巻線ＮS2を出力電圧用２次巻
線ＮS1よりも、１次巻線ＮP との磁気的結合の度合が密
になるように配置する。
的な制御回路なしで、安定な電流制限制御を実現できる
ようにしたスイッチングレギュレータを提供する。 【構成】 スイッイング素子Ｓ１、Ｓ２とコンバータト
ランス３およびスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を制御する
電流制限兼用の制御回路２とを有する電流共振型のスイ
ッチングレギュレータであって、コンバータトランス３
はスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオン、オフ動作に伴い
入力電圧が印加される１次巻線ＮP と，制御回路２に動
作電圧ＶCCを供給する制御電圧用の２次巻線ＮS2および
直流出力Ｖ0 を取り出すための出力電圧用の２次巻線Ｎ
S1を有し、制御電圧用２次巻線ＮS2を出力電圧用２次巻
線ＮS1よりも、１次巻線ＮP との磁気的結合の度合が密
になるように配置する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、コンバータトランスの
リーケージインダクタンスを利用した電流共振型のスイ
ッチングレギュレータに関する。
リーケージインダクタンスを利用した電流共振型のスイ
ッチングレギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電流共振型スイッチングレギュレ
ータは、オンオフ制御されるトランジスタおよびコンバ
ータトランスを主体に構成される。このようなスイッチ
ングレギュレータにおいて、コンバータトランス２次側
の制御電圧用巻線および出力電圧用巻線の１次側巻線と
の結合に差を持たせない場合は、操作上のミスや負荷側
での部品破損などにより、電源の出力が短絡されると、
大電流が流れ電源内部の破損を招くほか、スイッチング
素子を保護することができず、しかも制御電圧も降下し
電流制限制御が不能となる。
ータは、オンオフ制御されるトランジスタおよびコンバ
ータトランスを主体に構成される。このようなスイッチ
ングレギュレータにおいて、コンバータトランス２次側
の制御電圧用巻線および出力電圧用巻線の１次側巻線と
の結合に差を持たせない場合は、操作上のミスや負荷側
での部品破損などにより、電源の出力が短絡されると、
大電流が流れ電源内部の破損を招くほか、スイッチング
素子を保護することができず、しかも制御電圧も降下し
電流制限制御が不能となる。
【０００３】このため従来においては、コンバータトラ
ンスの２次側に補助電源回路を設け、この補助電源回路
から制御回路に制御用電源電圧を供給したり、あるいは
２次側での制御が不能となる前に１次側で何らかの制御
を行うか、またはスイッチングレギュレータの出力端子
と出力電圧用巻線との間にインピーダンスを有する素子
を設け、電源出力の短絡時に、出力電圧用巻線に電圧が
残るようにしている。
ンスの２次側に補助電源回路を設け、この補助電源回路
から制御回路に制御用電源電圧を供給したり、あるいは
２次側での制御が不能となる前に１次側で何らかの制御
を行うか、またはスイッチングレギュレータの出力端子
と出力電圧用巻線との間にインピーダンスを有する素子
を設け、電源出力の短絡時に、出力電圧用巻線に電圧が
残るようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のスイッチングレギュレータおいて、２次側の系から
制御回路用電源を補助供給する方式では、独立した補助
電源を必要とする。また、２次側での制御が不能となる
前に１次側で何らかの制御を行う方式では、１次側制御
回路が必要になると共に正確な電流検出が出来ないとい
う問題がある。更に、スイッチングレギュレータの出力
端子と出力電圧用巻線との間にインピーダンスを有する
素子を設け、電源出力の短絡時に、出力電圧用巻線に電
圧が残るようにする方式では、交流ラインにインダクタ
ンスを挿入した場合、整流ダイオードにかかる逆電圧が
増加してしまい、また、直流ラインに抵抗素子を挿入し
た場合は、電力損失が増加することになり、さらに多出
力型スイッチングレギュレータの場合には定常動作でク
ロスレギュレーションが悪化するという問題があった。
来のスイッチングレギュレータおいて、２次側の系から
制御回路用電源を補助供給する方式では、独立した補助
電源を必要とする。また、２次側での制御が不能となる
前に１次側で何らかの制御を行う方式では、１次側制御
回路が必要になると共に正確な電流検出が出来ないとい
う問題がある。更に、スイッチングレギュレータの出力
端子と出力電圧用巻線との間にインピーダンスを有する
素子を設け、電源出力の短絡時に、出力電圧用巻線に電
圧が残るようにする方式では、交流ラインにインダクタ
ンスを挿入した場合、整流ダイオードにかかる逆電圧が
増加してしまい、また、直流ラインに抵抗素子を挿入し
た場合は、電力損失が増加することになり、さらに多出
力型スイッチングレギュレータの場合には定常動作でク
ロスレギュレーションが悪化するという問題があった。
【０００５】本発明は、このような背景に基づいてなさ
れたものであり、電源出力短絡に対して補助電源あるい
は補助的な制御回路なしで、安定な電流制限制御を実現
できるようにしたスイッチングレギュレータを提供する
ことを目的とする。
れたものであり、電源出力短絡に対して補助電源あるい
は補助的な制御回路なしで、安定な電流制限制御を実現
できるようにしたスイッチングレギュレータを提供する
ことを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、スイッイング素子とコンバータトランス
および前記スイッチング素子を制御する電流制限兼用の
制御回路とを有する電流共振型のスイッチングレギュレ
ータであって、前記コンバータトランスは前記スイッン
グ素子のオン、オフ動作に伴い入力電圧が印加される１
次巻線と，前記制御回路に動作電圧を供給する制御電圧
用の２次巻線および直流出力を取り出すための出力電圧
用の２次巻線を有し、前記制御電圧用２次巻線を前記出
力電圧用２次巻線よりも、前記１次巻線との磁気的結合
の度合が密になるように配置したものである。
に、本発明は、スイッイング素子とコンバータトランス
および前記スイッチング素子を制御する電流制限兼用の
制御回路とを有する電流共振型のスイッチングレギュレ
ータであって、前記コンバータトランスは前記スイッン
グ素子のオン、オフ動作に伴い入力電圧が印加される１
次巻線と，前記制御回路に動作電圧を供給する制御電圧
用の２次巻線および直流出力を取り出すための出力電圧
用の２次巻線を有し、前記制御電圧用２次巻線を前記出
力電圧用２次巻線よりも、前記１次巻線との磁気的結合
の度合が密になるように配置したものである。
【０００７】
【作用】上記の構成により、１次巻線と制御電圧用２次
巻線との結合係数が１次巻線と出力電圧用２次巻線との
結合係数より大きくなり、かつ出力短絡時には制御回路
の動作電圧が最低動作電圧より大きく設定されるから、
出力電流制限動作時の制御回路用電源電圧の低下を抑
え、安定な制御動作を実現する。
巻線との結合係数が１次巻線と出力電圧用２次巻線との
結合係数より大きくなり、かつ出力短絡時には制御回路
の動作電圧が最低動作電圧より大きく設定されるから、
出力電流制限動作時の制御回路用電源電圧の低下を抑
え、安定な制御動作を実現する。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１および図２に
基づいて説明する。図１は本実施例における電流共振型
スイッチングレキュレータの構成図、図２はコンバータ
トランスの概略構成図である。図１において、１ａ，１
ｂは直流入力電圧ＶI が供給される入力端子、Ｓ１，Ｓ
２は入力端子１ａ，１ｂ間に並列に接続したトランジス
タ、サイリスタなどからなるスイッチング素子であり、
スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２同士は直列に接続されてい
る。このスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は過電流保護機能
を備えた制御回路２からのスイッチング信号によってオ
ン、オフ制御される。
基づいて説明する。図１は本実施例における電流共振型
スイッチングレキュレータの構成図、図２はコンバータ
トランスの概略構成図である。図１において、１ａ，１
ｂは直流入力電圧ＶI が供給される入力端子、Ｓ１，Ｓ
２は入力端子１ａ，１ｂ間に並列に接続したトランジス
タ、サイリスタなどからなるスイッチング素子であり、
スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２同士は直列に接続されてい
る。このスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は過電流保護機能
を備えた制御回路２からのスイッチング信号によってオ
ン、オフ制御される。
【０００９】図１中、３はコンバータトランスであり、
このコンバータトランス３は１次巻線ＮP 、および出力
電圧用の２次巻線ＮS1、制御電圧用の２次巻線ＮS2を備
え、１次巻線ＮP の一端はコンデンサＣ１を介してスイ
ッチング素子Ｓ１とＳ２との接続点に接続され、その他
端は入力端子１ｂに接続されている。また、前記出力電
圧用２次巻線ＮS1の両端には全波整流器４の入力端が接
続され、その出力端からは、平滑用のフイルタＣf1によ
って平滑化された直流出力電圧ＶO が取り出される。さ
らに、前記制御電圧用２次巻線ＮS2の両端には全波整流
器５の入力端が接続され、２次巻線ＮS2に誘起される電
圧を整流器５により整流し、平滑用フイルタＣf2によっ
て平滑化したＶCCなる電圧が制御回路２に供給される。
また、前記整流器５の直流出力ラインには電流検出用の
抵抗Ｒ１を挿入し、この抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧
は検出信号として制御回路２に入力されるようになって
いる。
このコンバータトランス３は１次巻線ＮP 、および出力
電圧用の２次巻線ＮS1、制御電圧用の２次巻線ＮS2を備
え、１次巻線ＮP の一端はコンデンサＣ１を介してスイ
ッチング素子Ｓ１とＳ２との接続点に接続され、その他
端は入力端子１ｂに接続されている。また、前記出力電
圧用２次巻線ＮS1の両端には全波整流器４の入力端が接
続され、その出力端からは、平滑用のフイルタＣf1によ
って平滑化された直流出力電圧ＶO が取り出される。さ
らに、前記制御電圧用２次巻線ＮS2の両端には全波整流
器５の入力端が接続され、２次巻線ＮS2に誘起される電
圧を整流器５により整流し、平滑用フイルタＣf2によっ
て平滑化したＶCCなる電圧が制御回路２に供給される。
また、前記整流器５の直流出力ラインには電流検出用の
抵抗Ｒ１を挿入し、この抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧
は検出信号として制御回路２に入力されるようになって
いる。
【００１０】上記のように構成された図１の回路におい
て、コンバータトランス３の１次巻線ＮP 、２次巻線Ｎ
S1およびＮS2のそれぞれの自己インダクタンスをＬP ，
Ｌ1，Ｌ2 とし、１次巻線ＮP と２次巻線ＮS1との相互
インダクタンスをＭ1 その結合係数をＫ1 とし、１次巻
線Ｎp と２次巻線ＮS2との相互インダクタスをＭ2 、そ
の結合係数をＫ2 とすると、 Ｋ1 2＝Ｍ2 ／ＬP Ｌ1 ・・・・・・・・・・ Ｋ2 2＝Ｍ2 ／ＬP Ｌ2 ・・・・・・・・・・ の関係が成り立つ。ここで、 Ｋ1 ＜Ｋ2 ＜１・・・・・・・・・・・・・ とし、かつ、電流制限用制御回路２の最低動作電圧をＶ
LIM とすると、出力短絡時に ＶCC＞ＶLIM ・・・・・・・・・・・・・・ なる関係が成り立つ様にコンバータトランス３の構造を
決定すればよい。
て、コンバータトランス３の１次巻線ＮP 、２次巻線Ｎ
S1およびＮS2のそれぞれの自己インダクタンスをＬP ，
Ｌ1，Ｌ2 とし、１次巻線ＮP と２次巻線ＮS1との相互
インダクタンスをＭ1 その結合係数をＫ1 とし、１次巻
線Ｎp と２次巻線ＮS2との相互インダクタスをＭ2 、そ
の結合係数をＫ2 とすると、 Ｋ1 2＝Ｍ2 ／ＬP Ｌ1 ・・・・・・・・・・ Ｋ2 2＝Ｍ2 ／ＬP Ｌ2 ・・・・・・・・・・ の関係が成り立つ。ここで、 Ｋ1 ＜Ｋ2 ＜１・・・・・・・・・・・・・ とし、かつ、電流制限用制御回路２の最低動作電圧をＶ
LIM とすると、出力短絡時に ＶCC＞ＶLIM ・・・・・・・・・・・・・・ なる関係が成り立つ様にコンバータトランス３の構造を
決定すればよい。
【００１１】そこで、本実施例においては、図２に示す
ようにコンバータトランス３のコア３ａに巻装した１次
巻線ＮP に対し制御電圧用２次巻線ＮS2を出力電圧用２
次巻線ＮS1より磁気的結合の度合が大きくなる位置関係
になるようにしてコア３ａに巻装する。すなわちコンバ
ータトランス３に関して式が成り立ち、かつ出力短絡
時に式が成り立つように、コア３ａの位置に対する各
々の巻線の巻装位置を決定することによって、出力電流
制限動作時の制御回路用電圧ＶCCの低下を抑え、安定し
た制御動作を可能にする。
ようにコンバータトランス３のコア３ａに巻装した１次
巻線ＮP に対し制御電圧用２次巻線ＮS2を出力電圧用２
次巻線ＮS1より磁気的結合の度合が大きくなる位置関係
になるようにしてコア３ａに巻装する。すなわちコンバ
ータトランス３に関して式が成り立ち、かつ出力短絡
時に式が成り立つように、コア３ａの位置に対する各
々の巻線の巻装位置を決定することによって、出力電流
制限動作時の制御回路用電圧ＶCCの低下を抑え、安定し
た制御動作を可能にする。
【００１２】上記のような本実施例においては、制御電
圧用２次巻線ＮS2を出力電圧用２次巻線ＮS1よりも１次
巻線ＮP との結合が密になるように配置して式および
式が成立するようにしたので、従来のように補助電源
や補助的な制御回路あるいはインピ−ダンス素子を付加
することなく、過電流から出力短絡に至るまでの電流制
限制御を実現することができる。このため、大幅な部品
点数の削減が可能となり、電源回路をコストダウンでき
るとともに小型化でき、かつ電源回路の高効率化も可能
になる。
圧用２次巻線ＮS2を出力電圧用２次巻線ＮS1よりも１次
巻線ＮP との結合が密になるように配置して式および
式が成立するようにしたので、従来のように補助電源
や補助的な制御回路あるいはインピ−ダンス素子を付加
することなく、過電流から出力短絡に至るまでの電流制
限制御を実現することができる。このため、大幅な部品
点数の削減が可能となり、電源回路をコストダウンでき
るとともに小型化でき、かつ電源回路の高効率化も可能
になる。
【００１３】図３は、スイッチング素子のスイッチング
周波数制御に直交トランスを用いた本発明の応用回路例
を示す。図３において、図１と同一の部分には同一符号
を付して説明すると、ハーフブリッジに結合したスイッ
チング素子Ｓ１、Ｓ２の各ベース・エミッタは、それぞ
れのベース抵抗ＲB1，ＲB2およびコンデンサＣB1，ＣB2
を介して、直交トランス７に巻装した巻線ＮB1，ＮB2の
両端にそれぞれ接続されている。また、直交トランス７
に巻装した１次巻線Ｎ1 の一端はスイッチング素子Ｓ１
とＳ２とのエミッタ・コレクタの接続点に接続され、１
次巻線Ｎ1 の他端はコンデンサＣ１およびコンバータト
ランス３の１次巻線ＮP を介して直流入力端子１ｂに接
続されている。さらに、直交トランス７に巻装した制御
巻線ＮC の一端は、制御回路２により制御されるトラン
ジスタＱ１を介してグランドに接続され、その他端は制
御回路２のＶCC電圧端に接続されている。
周波数制御に直交トランスを用いた本発明の応用回路例
を示す。図３において、図１と同一の部分には同一符号
を付して説明すると、ハーフブリッジに結合したスイッ
チング素子Ｓ１、Ｓ２の各ベース・エミッタは、それぞ
れのベース抵抗ＲB1，ＲB2およびコンデンサＣB1，ＣB2
を介して、直交トランス７に巻装した巻線ＮB1，ＮB2の
両端にそれぞれ接続されている。また、直交トランス７
に巻装した１次巻線Ｎ1 の一端はスイッチング素子Ｓ１
とＳ２とのエミッタ・コレクタの接続点に接続され、１
次巻線Ｎ1 の他端はコンデンサＣ１およびコンバータト
ランス３の１次巻線ＮP を介して直流入力端子１ｂに接
続されている。さらに、直交トランス７に巻装した制御
巻線ＮC の一端は、制御回路２により制御されるトラン
ジスタＱ１を介してグランドに接続され、その他端は制
御回路２のＶCC電圧端に接続されている。
【００１４】前記コンバータトランス３は上記式およ
び式を満足するもので、その制御電圧用２次巻線ＮS2
に誘起される電圧はダイオードＤ１で整流され、かつコ
ンデンサＣ２により平滑化されてＶCC電圧として制御回
路２に供給される。また、出力電圧用２次巻線ＮS1に誘
起される電圧はダイオードＤ２、Ｄ３により整流された
後、コンデンサＣ３により平滑化されて出力端に直流電
圧Ｖ0 として出力される。また、コンデンサＣ３の出力
側には、負荷に流れる電流を検出する電流検出回路８を
設け、この電流検出回路８で検出した検出信号を制御回
路２に入力することにより、トランジスタＱ１で制御巻
線ＮC に流れる制御電流ＩC を制御し、スイッチング素
子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング周波数を制御することで出
力電流を制御する。
び式を満足するもので、その制御電圧用２次巻線ＮS2
に誘起される電圧はダイオードＤ１で整流され、かつコ
ンデンサＣ２により平滑化されてＶCC電圧として制御回
路２に供給される。また、出力電圧用２次巻線ＮS1に誘
起される電圧はダイオードＤ２、Ｄ３により整流された
後、コンデンサＣ３により平滑化されて出力端に直流電
圧Ｖ0 として出力される。また、コンデンサＣ３の出力
側には、負荷に流れる電流を検出する電流検出回路８を
設け、この電流検出回路８で検出した検出信号を制御回
路２に入力することにより、トランジスタＱ１で制御巻
線ＮC に流れる制御電流ＩC を制御し、スイッチング素
子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング周波数を制御することで出
力電流を制御する。
【００１５】このような応用回路例においても、上記
式および式を満足する構造のコンバータトランス３を
用いているので、図１に示す実施例の場合と同様な効果
が得られる。
式および式を満足する構造のコンバータトランス３を
用いているので、図１に示す実施例の場合と同様な効果
が得られる。
【００１６】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、スイ
ッチングレギュレータを構成するコンバータトランスの
制御電圧用２次巻線を前記出力電圧用２次巻線よりも、
１次巻線との磁気的結合の度合が密になるようにに配置
して電流制限制御を行う構成にしたので、補助電源や補
助的な制御回路あるいはインピーダンス素子を付加する
ことなく、過電流から出力短絡に至るまでの電流制限制
御を実現することができる。これに伴い、大幅な部品点
数の削減が可能となり、電源回路をコストダウンできる
とともに小型化でき、かつ電源回路の高効率化も可能に
なるという効果が得られる。
ッチングレギュレータを構成するコンバータトランスの
制御電圧用２次巻線を前記出力電圧用２次巻線よりも、
１次巻線との磁気的結合の度合が密になるようにに配置
して電流制限制御を行う構成にしたので、補助電源や補
助的な制御回路あるいはインピーダンス素子を付加する
ことなく、過電流から出力短絡に至るまでの電流制限制
御を実現することができる。これに伴い、大幅な部品点
数の削減が可能となり、電源回路をコストダウンできる
とともに小型化でき、かつ電源回路の高効率化も可能に
なるという効果が得られる。
【図１】本発明のスイッチングレギュレータの一実施例
を示す構成図である。
を示す構成図である。
【図２】本実施例におけるコンバータトラスの概略図で
ある。
ある。
【図３】本発明方式を応用したスイッチングレギュレー
タの構成図である。
タの構成図である。
Ｓ１、Ｓ２ スイッイチング素子 ２ 制御回路 ３ コンバータトランス ＮP １次巻線 ＮS1 出力電圧用２次巻線 ＮS2 制御電圧用２次巻線
Claims (2)
- 【請求項１】 スイッイング素子とコンバータトランス
および前記スイッチング素子を制御する電流制限兼用の
制御回路とを有する電流共振型のスイッチングレギュレ
ータであって、 前記コンバータトランスは前記スイッング素子のオン、
オフ動作に伴い入力電圧が印加される１次巻線と，前記
制御回路に動作電圧を供給する制御電圧用の２次巻線お
よび直流出力を取り出すための出力電圧用の２次巻線を
有し、 前記制御電圧用２次巻線を前記出力電圧用２次巻線より
も、前記１次巻線との磁気的結合の度合が密になるよう
に配置した、 ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項２】 前記コンバータトランスのコアに対する
前記１次巻線、制御電圧用２次巻線および出力電圧用２
次巻線の巻装位置を、前記１次巻線と制御電圧用２次巻
線との結合係数が前記１次巻線と出力電圧用２次巻線と
の結合係数より大きく、かつ出力短絡時に前記制御回路
の動作電圧が最低動作電圧より大きくなる関係が成立す
るように設定したことを特徴とする請求項１記載のスイ
ッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10892193A JPH06303771A (ja) | 1993-04-12 | 1993-04-12 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10892193A JPH06303771A (ja) | 1993-04-12 | 1993-04-12 | スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06303771A true JPH06303771A (ja) | 1994-10-28 |
Family
ID=14497029
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10892193A Pending JPH06303771A (ja) | 1993-04-12 | 1993-04-12 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06303771A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102792576A (zh) * | 2010-03-16 | 2012-11-21 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
| WO2013018787A1 (ja) * | 2011-08-04 | 2013-02-07 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| CN104242661A (zh) * | 2013-06-19 | 2014-12-24 | 戴乐格半导体公司 | 精确的输出功率检测 |
| JP6744496B1 (ja) * | 2019-01-21 | 2020-08-19 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置及び直流配電システム |
-
1993
- 1993-04-12 JP JP10892193A patent/JPH06303771A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102792576A (zh) * | 2010-03-16 | 2012-11-21 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
| US8891255B2 (en) | 2010-03-16 | 2014-11-18 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply apparatus including simultanous control of multiple outputs |
| WO2013018787A1 (ja) * | 2011-08-04 | 2013-02-07 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JPWO2013018787A1 (ja) * | 2011-08-04 | 2015-03-05 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
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