JP6744496B1 - 電力変換装置及び直流配電システム - Google Patents

Abstract

多巻線変圧器（４０）は、一次側巻線（４１）及び複数の二次側巻線（４２，４３）を有する。直流電源（１０）と接続された一次側直流端子（１１）と、一次側巻線（４１）との間には、ＤＣ／ＡＣ電力変換を行う一次側ブリッジ回路（１２）が接続される。複数の二次側巻線（４２，４３）と、複数の二次側直流端子（２１，３１）との間には、ＤＣ／ＡＣ電力変換を行う複数の二次側ブリッジ回路（２２，３２）がそれぞれ接続される。複数の二次側巻線は、一次側巻線（４１）との間の磁気結合が最大である第１の二次側巻線（４２）と、一次側巻線（４１）との間の磁気結合が第１の二次側巻線（４３）よりも弱い第２の二次側巻線（４３）とを有する。

Description

本発明は、電力変換装置及び直流配電システムに関する。

多巻線変圧器の各巻線にブリッジ回路が接続された、ＤＣ／ＤＣ電力変換を行う電力コンバータが、特表２００８−５４３２７１号公報（特許文献１）に記載されている。特許文献１には、各ブリッジ回路が出力する矩形パルス波の正または負の部分の半周期電圧時間積分が等しくなるように制御することで、高効率化を実現するソフトスイッチングで動作する運転領域を広げることが提案されている。

特表２００８−５４３２７１号公報

しかしながら、特許文献１に記載の電力コンバータでは、ソフトスイッチングの適用拡大による高効率化の一方で、一次側巻線から二次側巻線への送電電力が、各ブリッジ回路が出力する矩形パルス波間の位相差に加えて、矩形パルス波の正または負の部分の半周期電圧時間積分の影響を受けることから、電力制御が複雑化することが懸念される。

本発明はこのような問題点を解決するためになされたものであり、複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器によって複数の負荷へ直流電力を出力する電力変換装置において、制御を複雑化することなく、高効率化を図ることである。

本発明のある局面では、電力変換装置は、多巻線変圧器と、直流電源と接続された一次側直流端子と、複数の二次側直流端子と、一次側ブリッジ回路と、複数の二次側ブリッジ回路とを備える。多巻線変圧器は、一次側巻線及び複数の二次側巻線を有する。一次側ブリッジ回路は、一次側直流端子と一次側巻線との間に接続されて、直流交流電力変換を実行する。複数の二次側ブリッジ回路は、複数の二次側巻線と複数の二次側直流端子との間にそれぞれ接続されて、交流直流電力変換を実行する。複数の二次側巻線は、一次側巻線との間の磁気結合が最大である第１の二次側巻線と、一次側巻線との間の磁気結合が第１の二次側巻線よりも弱い第２の二次側巻線とを有する。複数の二次側直流端子は、第１の二次側直流端子と、第２の二次側直流端子とを有する。第１の二次側直流端子は、複数の二次側ブリッジ回路のうちの第１の二次側ブリッジ回路を介して第１の二次側巻線と電気的に接続される。第２の二次側直流端子は、複数の二次側ブリッジ回路のうちの第２の二次側ブリッジ回路を介して第２の二次側巻線と電気的に接続される。

本発明によれば、複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器によって複数の負荷へ直流電力を出力する電力変換装置において、複数の二次側巻線の間で一次側巻線との磁気結合に意図的な差異を設けることにより、直流電源から複数の二次側直流端子への送電時に、電力損失が最小となる特定の二次側直流端子を設けることができる。従って、複数の負荷の間で消費電力に差異がある用途において、消費電力が最大の負荷の接続に適した当該特定の二次側直流端子を設けることにより、制御を複雑化することなく、高効率化を図ることができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。 図１の変圧器の各巻線の交流電圧の波形図である。 図１に示された変圧器の構成例を説明する正面断面図である。 図３に示された変圧器の上面図である。 第３直流端子の出力電圧と第３ブリッジ回路の電流との関係を説明するグラフである。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における第３直流端子の出力電圧と第３ブリッジ回路の電流との関係を説明するグラフである。 実施の形態３に係る電力変換装置における第３ブリッジ回路の制御構成を説明する機能ブロック図である。 実施の形態３に係る電力変換装置における変圧器の各巻線の交流電圧の波形図である。 実施の形態３に係る電力変換装置における第３ブリッジ回路の電流波形図（パルス幅変調オフ時）である。 実施の形態３に係る電力変換装置における第３ブリッジ回路の電流波形図（パルス幅変調オン時）である。 実施の形態４に係る電力変換装置における第１及び第２ブリッジ回路の制御構成を説明する機能ブロック図である。 実施の形態４に係る電力変換装置における変圧器の各巻線の交流電圧の波形図である。 実施の形態５に係る電力変換装置における第１及び第２ブリッジ回路の制御構成を説明する機能ブロック図である。 実施の形態５に係る電力変換装置における変圧器の各巻線の交流電圧の第１の例を説明する波形図である。 実施の形態５に係る電力変換装置における変圧器の各巻線の交流電圧の第２の例を説明する波形図である。 実施の形態５に係る電力変換装置におけるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）の制御処理を説明するフローチャートである。 実施の形態３及び４に係る電力変換装置におけるＰＷＭ制御のオンオフの制御処理を説明するフローチャートである。 実施の形態３〜５で説明したＰＷＭ制御の優先順位の制御処理を説明するフローチャートである。

以下に、電力変換装置の実施の形態の一例について、図面を用いて詳細に説明する。尚、本実施形態によって開示する発明が限定されるものではなく、各実施形態は、処理内容を矛盾させない範囲で適宜組み合わせることが可能である。以下、同一または相当部分には同一の符号を付して、原則的に説明は繰り返さない。

実施の形態１．
実施の形態１では、３つの巻線を備えた多巻線変圧器と、３つの巻線にそれぞれ接続された３台のブリッジ回路とを備えたＤＣ／ＤＣ変換器を、本実施の形態に係る電力変換装置の一例として説明する。

図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図である。
図１を参照して、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、第１直流端子１１、第２直流端子２１、及び、第３直流端子３１と、第１ブリッジ回路１２、第２ブリッジ回路２２、及び、第３ブリッジ回路３２とを備える。更に、電力変換装置１００は、第１交流端子１３、第２交流端子２３，及び、第３交流端子３３と、巻線４１〜４３を有する多巻線変圧器４０（以下、単に、変圧器４０とも称する）と、制御装置５０とを備える。

第１直流端子１１には、直流電源１０からの直流電力が入力される。直流電源１０の出力電圧、即ち、第１直流端子１１への入力電圧を以下では、直流電圧Ｖ１と称する。第１ブリッジ回路１２は、直流キャパシタＣｄｃ１と、半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）Ｑ１１〜Ｑ１４とを有する。

直流キャパシタＣｄｃ１は、第１直流端子１１の正極側と接続された電力線ＰＬ１と、第１直流端子１１の負極側と接続された電力線ＮＬ１との間に接続される。即ち、直流キャパシタＣｄｃ１は、第１直流端子１１を介して直流電源１０と並列接続される。

スイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２は、電力線ＰＬ１及びＮＬ１の間に直列接続されて、スイッチングレグを構成する。スイッチング素子Ｑ１３及びＱ１４は、スイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２に対して並列に、電力線ＰＬ１及びＮＬ１の間に直列接続されて、別個のスイッチングレグを構成する。スイッチング素子Ｑ１１及びＱ１２の中間接続点と、スイッチング素子Ｑ１３及びＱ１４の中間接続点とは、巻線４１と接続された第１交流端子１３と接続される。

第２ブリッジ回路２２は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４と、直流キャパシタＣｄｃ２とを有する。スイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２は、第２直流端子２１の正極側と接続された電力線ＰＬ２と、第２直流端子２１の負極側と接続された電力線ＮＬ２との間に直列接続されてスイッチングレグを構成する。スイッチング素子Ｑ２３及びＱ２４は、スイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２に対して並列に、電力線ＰＬ２及びＮＬ２の間に直列接続されて、別個のスイッチングレグを構成する。スイッチング素子Ｑ２１及びＱ２２の中間接続点と、スイッチング素子Ｑ２３及びＱ２４の中間接続点とは、巻線４２と接続された第２交流端子２３と接続される。直流キャパシタＣｄｃ２は、電力線ＰＬ２及びＮＬ２の間に接続されて、第２直流端子２１に対して並列に接続される。

第２直流端子２１には、負荷２０が接続される。これにより、負荷２０に対して、直流電力を供給することができる。以下では、第２直流端子２１からの出力電圧を、以下では、直流電圧Ｖ２とも称する。直流電圧Ｖ２は、第２直流端子２１からの定格出力電圧に対して、負荷２０への消費電力等に応じて変動する。

第３ブリッジ回路３２は、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４と、直流キャパシタＣｄｃ３とを有する。スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４及び直流キャパシタＣｄｃ３と、第３直流端子３１の正極側と接続された電力線ＰＬ３及び第３直流端子３１の負極側と接続された電力線ＮＬ３との接続関係は、第２ブリッジ回路２２でのスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４及び直流キャパシタＣｄｃ２と、電力線ＰＬ２，ＮＬ２との接続関係と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

第３ブリッジ回路３２では、スイッチング素子Ｑ３１及びＱ３２の中間接続点と、スイッチング素子Ｑ３３及びＱ３４の中間接続点とは、巻線４３と接続された第３交流端子３３と接続される。

第３直流端子３１には、負荷３０が接続される。これにより、負荷３０に対して、直流電力を供給することができる。以下では、第３直流端子３１からの出力電圧を、以下では、直流電圧Ｖ３とも称する。直流電圧Ｖ３は、第３直流端子３１からの定格出力電圧に対して、負荷３０への消費電力等に応じて変動する。

以下では、変圧器４０において、巻線４１を一次側巻線４１とも称し、巻線４２，４３を二次側巻線４２，４３とも称する。又、第１直流端子１１を、一次側直流端子１１とも称する。又、第２直流端子２１及び第３直流端子３１を、二次側直流端子２１，３１とも称する。更に、第１ブリッジ回路１２を、一次側ブリッジ回路１２とも称する。又、第２ブリッジ回路２２及び第３ブリッジ回路３２を、二次側ブリッジ回路２２，３２とも称する。本実施の形態では、第２直流端子２１及び第３直流端子３１による複数の二次側直流端子に複数の負荷２０，３０が接続されることで、電力変換装置１００を用いて複数の負荷２０，３０へ直流電力を供給する、直流配電システムを構成することができる。

本実施の形態において、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４には、例えば、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等の自己消孤機能を有した半導体スイッチング素子を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４の各々は、電流容量に応じて、複数の半導体スイッチング素子を並列に組み合わせて使用することも可能である。

制御装置５０は、代表的には、マイクロコンピュータによって構成されて、内蔵した電子回路（図示せず）によるハードウェア処理、及び、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）がインストールされたプログラムを実行することによるソフトウェア処理によって、電力変換装置１００の動作を制御する。具体的には、制御装置５０は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフを制御するゲート信号Ｓ１１〜Ｓ１４、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のオンオフを制御するゲート信号Ｓ２１〜Ｓ２４、及び、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のオンオフを制御するゲート信号Ｓ３１〜Ｓ３４を生成することで、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４のスイッチング（オンオフ）を制御する。

第１ブリッジ回路１２は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のスイッチング制御により、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１と、第１交流端子１３の交流電圧ＶＴ１との間で、双方向のＤＣ／ＡＣ電力変換を実行する。

第２ブリッジ回路２２は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のスイッチング制御により、第２交流端子２３の交流電圧ＶＴ２と、第２直流端子２１の直流電圧Ｖ２との間で、双方向のＡＣ／ＤＣ電力変換を実行する。同様に、第３ブリッジ回路３２は、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のスイッチング制御により、第３交流端子３３の交流電圧ＶＴ３と、第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３との間で、双方向のＡＣ／ＤＣ電力変換を実行する。尚、交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３は、巻線４１〜４３の印加電圧に相当する。

このように、電力変換装置１００は、直流電源１０からの直流電圧Ｖ１を、第１ブリッジ回路１２、変圧器４０，及び、第２ブリッジ回路２２によって、直流電圧Ｖ２へ変換するＤＣ／ＤＣ電力変換と、直流電源１０からの直流電圧Ｖ１を、第１ブリッジ回路１２、変圧器４０，及び、第３ブリッジ回路３２によって、直流電圧Ｖ３へ変換するＤＣ／ＤＣ電力変換とを並列に実行することで、負荷２０及び３０に対して、異なる電圧レベルの直流電力を供給することができる。

第１ブリッジ回路１２〜第３ブリッジ回路３２のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４のオンオフには、第１ブリッジ回路１２〜第３ブリッジ回路３２の各々と変圧器４０との間に存在するインダクタンス要素、又は、変圧器４０の漏れインダクタンスを利用して、ソフトスイッチングの一例であるゼロ電圧スイッチングを適用することが可能となる。ソフトスイッチングの適用により、スイッチング損失の低減、及び、高周波化による変圧器４０の小型化が可能となる。

尚、変圧器４０を小型化するためにスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４の動作周波数を高周波化（例えば６１Ｈｚ以上）した場合には、変圧器４０での損失（鉄損）が増加するが、アモルファス（非晶質）材、珪素の含有量が６．５％の珪素鋼板、又は、板厚が０．１ｍｍ程度の珪素鋼板を鉄心材料とすることで、高周波化による損失増加の抑制が可能である。

又、直流キャパシタＣｄｃ１，Ｃｄｃ２，Ｃｄｃ３には、電解コンデンサやフィルムコンデンサ等を適用することができる。直流キャパシタＣｄｃ１，Ｃｄｃ２，Ｃｄｃ３には高周波の電流が流れるが、フィルムコンデンサの適用は、高周波の電流による劣化を抑制することで長寿命化を図ることができる。

図２は、変圧器４０の巻線４１〜４３の交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３の波形図である。
図２を参照して、交流電圧ＶＴ１は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のスイッチング制御による、直流電圧Ｖ１を振幅とする矩形パルス電圧である。同様に、交流電圧ＶＴ２は、スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のスイッチング制御による、直流電圧Ｖ２を振幅とする矩形パルス電圧である。交流電圧ＶＴ３は、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のスイッチング制御による、直流電圧Ｖ３を振幅とする矩形パルス電圧である。交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３は、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４の動作周波数（スイッチング周波数）に相当する共通の周波数を有する。

ゲート信号Ｓ１１〜Ｓ１４及びゲート信号Ｓ２１〜Ｓ２４の間の調整により、第１ブリッジ回路１２が出力する交流電圧ＶＴ１と、第２ブリッジ回路２２が出力する交流電圧ＶＴ２との間に、位相差φ１２を設けることが可能である。同様に、ゲート信号Ｓ１１〜Ｓ１４及びゲート信号Ｓ３１〜Ｓ３４の調整により、第１ブリッジ回路１２が出力する交流電圧ＶＴ１と、第３ブリッジ回路３２が出力する交流電圧ＶＴ３との間に、位相差φ１３を設けることが可能である。

この結果、第２ブリッジ回路２２が出力する交流電圧ＶＴ２と、第３ブリッジ回路３２が出力する交流電圧ＶＴ３との間には、位相差（φ１３−φ１２）が発生することになる。電力変換装置１００では、各位相差を制御することで、負荷２０及び３０への送電電力が制御される。この場合、第１ブリッジ回路１２からの出力電力Ｐ１は、下記の式（１）で示される。

Ｐ１＝Ｖ１・Ｖ２／Ｋ₁₂・φ１２・（１−φ１２／π）＋Ｖ１・Ｖ３／Ｋ₁₃・φ１３・（１−φ１３／π） …（１）
尚、式（１）中の定数Ｋ₁₂及びＫ₁₃は、各スイッチング素子の動作周波数ｆｓ、巻線４１及び４２の間の漏れインダクタンスＬＳ１２、並びに、巻線４１及び４３の間の漏れインダクタンスＬＳ１３を用いて、下記で示される。

Ｋ₁₂＝２π・ｆｓ・ＬＳ１２
Ｋ₁₃＝２π・ｆｓ・ＬＳ１３
一方で、第１ブリッジ回路１２からの第２ブリッジ回路２２の受電電力Ｐ１２は、下記の式（２）で示される。

Ｐ１２＝Ｖ１・Ｖ２／Ｋ₁₂・φ１２・（１−φ１２／π） …（２）
同様に、第１ブリッジ回路１２からの第３ブリッジ回路３２の受電電力Ｐ１３は、下記の式（３）で示される。

Ｐ１３＝Ｖ１・Ｖ３／Ｋ₁₃・φ１３・（１−φ１３／π） …（３）
電力変換装置１００では、位相差が進んでいる側から位相差が遅れている側に送電される。図２の場合では、交流電圧ＶＴ１の位相を、交流電圧ＶＴ２及び交流電圧ＶＴ３の位相に対して進めることにより、一次側ブリッジ回路（電源側）１２から二次側ブリッジ回路（負荷側）２２，３２の各々に送電されている。

さらに、交流電圧ＶＴ２及びＶＴ３の間に発生する位相差により、第２ブリッジ回路２２及び第３ブリッジ回路３２の間でも送電及び受電が発生する。例えば、交流電圧ＶＴ２の位相が交流電圧ＶＴ３に対して進むことにより、第２ブリッジ回路２２から第３ブリッジ回路３２への送電電力Ｐ２３が発生する。送電電力Ｐ２３は、下記の式（４）で示される。

Ｐ２３＝Ｖ２・Ｖ３／Ｋ₂₃・（φ１３−φ１２）・（１−（φ１３−φ１２）／π） …（４）
式（４）中の定数Ｋ₂₃は、各スイッチング素子の動作周波数ｆｓ、巻線４２及び４３の間の漏れインダクタンスＬＳ２３を用いて、下記で示される。

Ｋ₂₃＝２π・ｆｓ・ＬＳ２３
従って、第２直流端子２１から負荷２０への出力電力Ｐ２、及び、第３直流端子３１から負荷３０への出力電力Ｐ３は、下記の式（５）及び式（６）で示される。

Ｐ２＝Ｐ１２−Ｐ２３ …（５）
Ｐ３＝Ｐ１３＋Ｐ２３ …（６）
上記より、送受電が発生しないはずの二次側ブリッジ回路２２及び３２の間で電力Ｐ２３が送受電されることになり、これを横流と呼ぶ。式（５），（６）から理解されるように、負荷２０，３０への出力電力Ｐ２，Ｐ３が横流の影響を受けるため、制御装置５０は、出力電力Ｐ２，Ｐ３の制御のために、横流分を考慮して位相差φ１２，φ１３を制御することが必要となる。また、横流が発生すると、本来必要な受電電力よりも大きい電力を直流電源１０から受電することなるため、電力変換装置１００の損失が増加することが懸念される。

ここで、上述の式（１）〜（３）に着目すると、ブリッジ回路１２，２２，３２間で送受される電力Ｐ１２，Ｐ１３，Ｐ２３は、巻線間の漏れインダクタンスＬＳ１２，ＬＳ１３，ＬＳ２３に反比例することが理解される。具体的には、巻線間の漏れインダクタンスが大きい程、当該巻線を介してブリッジ回路間で送受される電力は減少する。

理想的な変圧器の場合、各巻線同士は完全に磁気的に結合するので、例えば、１次側巻線が作る全磁束が鉄心内を伝播して二次側巻線に鎖交することで、二次側巻線に交流電圧が発生する。しかしながら、実際の変圧器では、巻線間の磁気的な結合は完全ではなく、一次側巻線が作る磁束のうちの数（％）程度が鉄心外に漏れるとともに、この漏れ磁束が二次側巻線に鎖交することで、漏れインダクタンスと呼ばれるインダクタンス成分を発生させる。

即ち、漏れインダクタンスは巻線間の磁気結合が強いほど小さい値となる。式（１），（２）によれば、漏れインダクタンスＬＳ１２，ＬＳ１３が小さい程、Ｖ１・Ｖ２又はＶ１・Ｖ３の同一値に対する受電電力Ｐ１２，Ｐ１３が増加するので、効率よく送電することができる。一方で、式（３）によれば、巻線４２及ぶ４３の間の漏れインダクタンスＬＳ２３が大きい程、送電電力Ｐ２３、即ち、横流を抑制できることが理解される。

従って、実施の形態１に係る電力変換装置１００では、変圧器４０の漏れインダクタンスを適切に設定することで、送電による電力損失の抑制による高効率化を実現する。

図３には、変圧器４０の構成例を説明する正面断面図が示される。図４には、図３に示された変圧器４０の上面図が示される。

図３及び図４を参照して、変圧器４０は、一次側（電源側）巻線４１と、２個の二次側（負荷側）巻線４２，４３と、鉄心４４とを含む。鉄心４４には、磁脚４５が設けられる。一次側（電源側）巻線４１と、二次側（負荷側）巻線４２，４３との各々は、鉄心４４のうちの磁脚４５に巻回される。

この際に、磁脚４５に対して、内側から、二次側巻線４２、一次側巻線４１、及び、二次側巻線４３の順に配置することで、一次側巻線４１及び二次側巻線４２の磁気的な結合が強くなる。さらに、二次側巻線４２及び一次側巻線４１の間の巻線間距離ｄ１と、二次側巻線４３及び一次側巻線４１の間の巻線間距離ｄ２との関係をｄ１＜ｄ２とすることで、一次側巻線４１及び二次側巻線４２の磁気的な結合が最も強くなる。

又、図３及び図４に示した構成例では、一次側巻線４１が、二次側巻線４２及び４３の間に配置されるので、二次側巻線４２が作る磁束について、一次側巻線４１に鎖交する磁束数が多くなる一方で、二次側巻線４３に鎖交する磁束数は少なくなる。更に、二次側巻線４２及び４３の間の巻線間距離は（ｄ１＋ｄ２）となるので、ｄ１及びｄ２のいずれよりも大きい。この結果、二次側巻線４２及び二次側巻線４３の間の磁気結合は、一次側巻線４１及び二次側巻線４２の間の磁気結合、及び、一次側巻線４１及び二次側巻線４３の間の磁気結合のいずれよりも弱くなる。この結果、一次側巻線４１及び二次側巻線４３の間の漏れインダクタンス、即ち、式（３）中の漏れインダクタンスＬＳ２３を大きくすることができるので、二次側ブリッジ回路２２及び２３の間の送電電力Ｐ２３、即ち、横流を抑制することができる。

一方で、図３及び図４に示した構成例では、一次側巻線４１及び二次側巻線４２の間の磁気結合が最も強いので、式（１）〜（３）中の漏れインダクタンスＬＳ１２，ＬＳ１３，ＬＳ２３のうち、上記のようにＬＳ２３が最大となる一方で、一次側巻線４１及び二次側巻線４２の間の漏れインダクタンスＬＳ１２が最小となる（ＬＳ２３＞ＬＳ１３＞ＬＳ１２）。このため、直流電源１０から第２直流端子２１に接続された負荷２０に対しては、直流電源１０から第３直流端子３１に接続された負荷３０への送電よりも、高効率で送電することができる。

このため、電力変換装置１００によって電力定格が異なる複数の負荷に対して送電する場合には、負荷２０として、電力定格が大きい負荷（例えば、空調機又はエレベータ等）を第２直流端子２１に接続する一方で、負荷３０としては、電力定格が小さい負荷（例えば、照明機器等）を第３直流端子３１に接続することができる。これにより、消費電力が大きい負荷２０に対して、高効率で送電することができる。また、定格電力に代えて、消費電力の最大値又は平均値に基づいて、負荷２０を選定することも可能である。

一方で、漏れインダクタンスＬＳ１２を小さくするのと引き換えに、漏れインダクタンスＬＳ１３，ＬＳ２３が大きくなるためうち、直流電源１０から第３直流端子３１に接続された負荷３０への送電は、負荷２０への送電と比較すると、効率が低くなる。しかしながら、消費電力が大きい負荷２０への送電を高効率化することで、負荷２０及び負荷３０への合計の送電電力に対する損失電力の割合は、漏れインダクタンスＬＳ１２及びＬＳ１３を均等に設計したケースよりも低くなることが期待できる。更に、漏れインダクタンスＬＳ２３を大きくすることで、横流、即ち、二次側ブリッジ回路２２及び３２の間の送電電力Ｐ２３が低下する。この結果、電力変換装置１００全体での効率を向上することができる。

このように、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、多巻線変圧器の一次側巻線と、複数の二次側巻線とのそれぞれの間の磁気結合（即ち、漏れインダクタンス）に意図的に差異を設けることによって、消費電力が大きい負荷の接続に適した特定の二次側直流端子を形成することで電力損失の低減を図ることが可能となるとともに、二次側（負荷側）のブリッジ回路間での横流を抑制することができる。この結果、多巻線変圧器及びブリッジ回路を含む電力変換装置において、各ブリッジ回路での制御を複雑化することなく、高効率化を図ることができる。

尚、本実施の形態では、巻線間の距離に差異を設けることで、磁気的結合（漏れインダクタンス）に差異を設けたが、他の手法、例えば、巻数の調整や鉄心窓の大きさの調整などによって、磁気的結合（漏れインダクタンス）に差異を設けることも可能である。又、本実施の形態での「意図的な差異」とは、例えば、巻線間の磁気的結合（漏れインダクタンス）を均等とする仕様の多巻線変化器での許容公差範囲（例えば、±１０（％））を超えた差異を設けることを意味する。

実施の形態２．
実施の形態１では、主に、一次側巻線との間の漏れインダクタンスが小さい二次側巻線４２と接続される第２直流端子２１に接続された負荷２０（以下、最大負荷２０とも称する）への送電を高効率化する技術について説明した。実施の形態２では、一次側巻線との間の漏れインダクタンスが大きい二次側巻線と接続される第３直流端子３１に接続された負荷３０に対しても効率良く送電することで、電力変換装置１００をさらに高効率化する。

実施の形態２では、二次側（負荷側）の第２直流端子２１及び第３直流端子３１の間で定格出力電圧が異なり、負荷２０及び３０に対しては、異なる直流電圧が供給されるものとする。これに対して、実施の形態１では、二次側（負荷側）の第２直流端子２１及び第３直流端子３１の定格出力電圧は同じであっても、異なっていてもよい。

実施の形態２に係る電力変換装置では、直流電圧Ｖ１の公称値（即ち、直流電源１０の定格出力電圧）は、最大負荷と接続される第２直流端子２１の定格出力電圧（即ち、直流電圧Ｖ２の公称値）と同等に設定される。更に、以下では、第３直流端子３１の定格出力電圧（即ち、直流電圧Ｖ３の公称値）は、電圧Ｖ１及びＶ２よりも低いものとする。

実施の形態１に係る電力変換装置１００において、第２直流端子２１と接続された最大負荷２０への送電に伴う、第１ブリッジ回路１２内の交流電流ＩＬ１２の最大値ＩＬ_12pは、下記の式（７）で表すことができる。

ＩＬ_12P＝ＩＬ₁₂₀＋Ａ₁₂・φ１２ …（７）
但し、式（７）中における、Ａ₁₂は、式（１）と共通のＫ₁₂を用いて、Ａ₁₂＝（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｋ₁₂で示される。又、ＩＬ₁₂₀は、Ｂ₁₂＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｋ₁₂をさらに用いて、下記の式（８）で示される。

ＩＬ₁₂₀＝（１／２）・｛（Ａ₁₂−Ｂ₁₂）・φ１２＋Ｂ₁₂・π｝ …（８）
同様に、第３直流端子３１と接続された負荷３０への送電に伴う、第１ブリッジ回路１２内の交流電流ＩＬ１３の最大値ＩＬ_13Pは、下記の式（９）で表すことができる。

ＩＬ_13P=ＩＬ₁₃₀＋Ａ₁₃・φ１３ …（９）
式（９）中における、Ａ₁₃は、式（１）と共通のＫ₁₃を用いて、Ａ₁₃＝（Ｖ１＋Ｖ３）／Ｋ₁₃で示される。又、ＩＬ₁₃₀は、Ｂ₁₃＝（Ｖ１−Ｖ３）／Ｋ₁₃をさらに用いて、下記の式（１０）で示される。

ＩＬ₁₃₀＝（１／２）・｛（Ａ₁₃−Ｂ₁₃）・φ１３＋Ｂ₁₃・π｝ …（１０）
更に、実施の形態１で説明したように、第２ブリッジ回路２２及び第３ブリッジ回路３２の間の横流は抑制されているので、第２ブリッジ回路２２内の電流最大値は、式（７）の交流電流ＩＬ１２の最大値ＩＬ_12Pと同等である。同様に、第３ブリッジ回路３２内の電流最大値は、式（９）の交流電流ＩＬ１３の最大値ＩＬ_13Pと同等である。

又、負荷側の第２ブリッジ回路２２における電流実効値ＩＬ_12rmsは、位相差φ１２の三次関数として、下記の式（１１）で表すことができる。

ＩＬ_12rms＝√｛Ｃ₃・φ１２³＋Ｃ₂・φ１２²＋Ｃ₁・φ１２＋Ｃ₀）／π｝ …（１１）
但し、式（１１）中における係数Ｃ₃〜Ｃ₁及び定数Ｃ₀は、式（７），（８）と共通のＩＬ_12P，ＩＬ₁₂₀，Ａ₁₂，Ｂ₁₂）を用いて、下記で示される。

Ｃ_３＝（Ａ₁₂ ²−Ｂ₁₂ ²）／３
Ｃ₂＝Ａ₁₂・ＩＬ₁₂₀＋Ｂ₁₂ ²・π＋Ｂ₁₂・ＩＬ_12P
Ｃ₁＝ＩＬ₁₂₀ ²＋Ｂ₁₂ ²・π²−２Ｂ₁₂・ＩＬ_12P・π−ＩＬ_12P ²
Ｃ₀＝Ｂ₁₂ ²・π³／３＋Ｂ₁₂・ＩＬ_12P・π²
同様に、負荷側の第３ブリッジ回路３２における電流実効値ＩＬ_13rmsは、位相差φ１３の三次関数として、下記の式（１２）で表すことができる。

ＩＬ_13rms＝√｛Ｄ₃・φ１３³＋Ｄ₂・φ１３²＋Ｄ₁・φ１３＋Ｄ₀）／π｝ …（１２）
但し、式（１２）中における係数Ｄ₃〜Ｄ₁及び定数Ｄ₀は、式（９），（１０）と共通のＩＬ_13P，ＩＬ₁₃₀，Ａ₁₃，Ｂ₁₃を用いて、下記で示される。

Ｄ₃＝（Ａ₁₃ ²−Ｂ₁₃ ²）／３
Ｄ₂＝Ａ₁₃・ＩＬ₁₃₀＋Ｂ₁₃ ²・π＋Ｂ₁₃・ＩＬ_13P
Ｄ₁＝ＩＬ₁₃₀ ²＋Ｂ₁₃ ²・π²−２Ｂ₁₃・ＩＬ_13P・π−ＩＬ_13P ²
Ｄ₀＝Ｂ₁₃ ²・π³／３＋Ｂ₁₃・ＩＬ_13P・π²
図５には、第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３と第３ブリッジ回路３２の電流との関係を説明するグラフが示される。図５の縦軸には、式（１２）に示した第３ブリッジ回路３２における電流実効値ＩＬ_13rmsが示される。

一方で、図５の横軸には、直流電圧Ｖ３が直流電圧Ｖ１を基準とする（ｐｕ）で示される。即ち、図５において、Ｖ３＝１（ｐｕ）は、Ｖ３＝Ｖ１を示している。上述のように、Ｖ３＜Ｖ１を想定しているため、図５では、Ｖ３＜１（ｐｕ）の範囲について、式（１２）から得られた値をプロットすることで、電流実効値ＩＬ_13rmsの特性が示される。

図５から理解されるように、直流電圧Ｖ１に対して直流電圧Ｖ３が低下するほど、言い換えると、直流電圧Ｖ１及び直流電圧Ｖ３の電圧差が大きくなる程、電流実効値ＩＬ_13rmnsが大きくなる。電流実効値が増加すると、電力損失の増大によって電力変換装置１００の効率が低下する。又、素子容量の増大によって、機器コストが上昇することも懸念される。

従って、実施の形態２では、変圧器４０の巻線４１〜４３の巻数比を、第２直流端子２１の定格出力電圧（即ち、最大負荷である負荷２０の入力電圧の公称値）と、第３直流端子３１の定格出力電圧（即ち、負荷３０の入力電圧の公称値）との関係に従って定めることで、最大負荷以外の負荷３０に高効率で送電するための構成を説明する。

図６は、実施の形態２に係る電力変換装置１０１の構成を説明する回路図である。
図６を参照して、実施の形態２では、実施の形態１と比較して、変圧器４０の巻線４１〜４３の間の巻数比が、二次側（負荷側）の第２直流端子２１及び第３直流端子３１の定格出力電圧の比を反映して定められる点で異なる。変圧器４０における巻数比以外は、図１で説明した構成と同様である。

巻線４１と、最大負荷に対応する巻線４２とは、直流電源１０の定格出力電圧（直流電圧Ｖ１の公称値）を、最大負荷２０と接続される第２直流端子２１の定格出力電圧（直流電圧Ｖ２の公称値）と同等に設定することで、巻数が同等（巻数比がほぼ１：１）とされる。このようにすると、一次側巻線４１の交流電圧ＶＴ１及び二次側巻線４２の交流電圧ＶＴ２の間で、最大値および実効値が共通となるので、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路２２については、同一の部品を用いて設計を共通化することが可能となる。これにより、設計コストを抑制することが可能となる。

一方で、巻線４２と巻線４３との巻数比ｎを、第２直流端子２１（負荷２０）の定格出力電圧、及び、第３直流端子３１（負荷３０）の定格出力電圧の比に従って決定する。例えば、直流電圧Ｖ２の定格が６００（Ｖ）であり、直流電圧Ｖ３の定格が２００（Ｖ）のとき、ｎ＝３である。この結果、一次側巻線４１の巻数Ｎ４１と、二次側巻線４２の巻数Ｎ４２と、二次側巻線４３の巻数Ｎ４３との間には、Ｎ４１：Ｎ４２：Ｎ４３＝ｎ：ｎ：１の関係が成立する。即ち、一次側巻線４１及び二次側巻線４２の巻数比（ｎ：ｎ）は、一次側巻線４１及び二次側巻線４３の巻数比（ｎ：１）よりも１に近くなる。

図７は、実施の形態２に係る電力変換装置１０１における第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３と、第３ブリッジ回路３２の電流との関係を説明するグラフである。

図７の縦軸及び横軸は図５と同様であり、図７には、図５に示した、直流電圧Ｖ３に対する第３ブリッジ回路３２の電流実効値ＩＬ_13rmsのカーブが符号３０２で示される。符号３０２は、変圧器４０での巻数比がＮ４１：Ｎ４２：Ｎ４３＝１：１：１のときの特性に相当する。

これに対して、実施の形態２において、変圧器４０での巻数比をＮ４１：Ｎ４２：Ｎ４３＝ｎ：ｎ：１とすると、式（１２）で用いられるＡ₁₃及びＢ₁₃は、直流電圧Ｖ３について、一次側巻線４１から見た二次側巻線４３の電圧で換算することによって、下記に変更される。

Ａ₁₃＝（Ｖ１＋ｎ・Ｖ３）／Ｋ₁₃
Ｂ₁₃＝（Ｖ１−ｎ・Ｖ３）／Ｋ₁₃
変更後のＡ₁₃及びＢ₁₃を用いた式（１２）から得られた値をプロットすることで得られた、実施の形態２における直流電圧Ｖ３に対する第３ブリッジ回路３２の電流実効値ＩＬ_13rmsのカーブが、図７中に符号３０１で示される。

実施の形態２では、上述した巻数比の設定により、（Ｖ１−ｎ・Ｖ３）＝０となるので、Ｂ₁₃＝０が成立する。Ａ１３が巻数ｎによって増加するが、Ｂ₁₃＝０の効果によって、式（１０）に示すＩＬ₁₃₀も小さくなるため、電流最大値ＩＬ_13pが減少することで、式（１２）中の係数Ｄ₃〜Ｄ₁及び定数Ｄ₀の値が小さくなるため、電流値としては減少することになる。この結果、符号３０１のカーブ及び符号３０２のカーブの比較から理解されるように、実施の形態２では、第３ブリッジ回路３２での電流実効値ＩＬ_13rms、及び、電流最大値ＩＬ_13Pが小さくなる。

これにより、実施の形態１での効果に加えて、第３ブリッジ回路３２による負荷３０への送電における電力損失が減少することにより、電力変換装置１０１を高効率化することができる。又、素子容量の抑制によって、機器コストを抑制することも可能となる。

尚、複数の負荷（図６では負荷２０及び３０）のいずれが最大負荷であっても、実施の形態２で説明した、多巻線変圧器の各巻線の巻線比の設定は同様に適用可能である。具体的には、一次側巻線（電源側巻線）と、最大負荷と接続される二次側巻線（最大負荷側巻線）との巻数比を、一次側巻線と他の二次側巻線との巻数比よりも１：１に近くするとともに、最大負荷以外の負荷が接続される二次側巻線の各々については、当該負荷への定格出力電圧と、最大負荷への定格出力電圧との比に従って、上記最大負荷側巻線との間の巻数比を設定することで、実施の形態２で説明した同様の効果を享受することが可能である。

実施の形態３．
実施の形態２では、変圧器４０での巻数比をＮ４１：Ｎ４２：Ｎ４３＝ｎ：ｎ：１として、（Ｖ１−ｎ・Ｖ３）＝０、即ち、Ｂ₁₃＝０とすることで最大負荷とは異なる負荷３０と接続される第３ブリッジ回路３２における電流を抑制して、電力変換装置を高効率化した。

しかしながら、実施の形態２の電力変換装置１０１において、負荷３０への直流電圧Ｖ３の変動によって、（Ｖ１−ｎ・Ｖ３）＝０が成立しなくなることが懸念される。この場合には、Ｂ₁₃≠０となることで、第３ブリッジ回路３２における電流が増加して、電力損失が増大する虞がある。

従って、実施の形態３では、実施の形態１又は２の構成において、第３ブリッジ回路３２に対してＰＷＭ制御を適用することで、第３ブリッジ回路３２における電流実効値及び電流最大値を抑制する。

図８は、実施の形態３に係る電力変換装置における第３ブリッジ回路３２の制御構成を説明する機能ブロック図である。図８に示した構成の各ブロックの機能は、制御装置５０でのハードウェア処理及びソフトウェア処理の少なくとも一方によって実現することができる。

図８を参照して、制御装置５０は、第３ブリッジ回路３２の制御部５３０を含む。制御部５３０は、第３ブリッジ回路３２のＰＷＭ制御信号Ｓ３を生成する。スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のゲート信号Ｓ３１〜Ｓ３４は、ＰＷＭ制御信号Ｓ３に基づいて生成される。例えば、ゲート信号Ｓ３１，Ｓ３４は、制御信号Ｓ３と同相の信号であり、ゲート信号Ｓ３２，Ｓ３３は、制御信号Ｓ３を反転した逆相の信号である。更に、ゲート信号Ｓ３１，Ｓ３４及びＳ３２，Ｓ３３の間には、スイッチング素子Ｑ３１及びＱ３２の両方をオフするためのデッドタイムが設けられることが一般的である。

制御部５３０は、位相差演算部５３１と、変調波生成部５３２と、変調率演算部５３３と、乗算部５３４と、ＰＷＭ信号生成部５３５とを有する。尚、実施の形態３においても、実施の形態２で説明したように、直流電源１０からの直流電圧Ｖ１の公称値、即ち、直流電源１０の定格出力電圧は、第２直流端子２１の定格出力電圧（即ち、最大負荷２０の入力電圧の公称値）と同等に設定されていることを前提とする（理想的にはＶ１＝Ｖ２）。

位相差演算部５３１は、第３直流端子３１から負荷３０への送電電力の電力指令値Ｐ３ｒｅｆに基づき、交流電圧ＶＴ１と交流電圧ＶＴ３の間の位相差φ１３（図２）を演算する。

変調波生成部５３２は、位相差φ１３に基づく変調波を生成する。尚、当該変調波は、図２の交流電圧ＶＴ１に対して、位相差φ１３を有する、５０（％）デューティの矩形波電圧とされ、ＰＷＭ信号生成部５３５で用いられる搬送波と同一の振幅を有する。尚、一般的には、正弦波ＰＷＭでは、変調波の周波数は、商用系統と同等の５０（Ｈｚ）、又は、６０（Ｈｚ）とされるが、実施の形態３では、変調波の周波数は、ＰＷＭ制御が非適用とされる第２ブリッジ回路２２および第１ブリッジ回路１２の各半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２４のスイッチング周波数と同一となる。

変調率演算部５３３は、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１の検出値と、第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３の検出値とから、上述した巻数比ｎを用いて、下記の式（１３）を用いて変調率Ｋを演算する。変調率Ｋは、Ｋ≦１の範囲に制限して算出することができる。即ち、Ｖ１＞（ｎ／Ｖ３）のとき、変調率演算部５３３は、固定的にＫ＝１を出力することができる。

Ｋ＝Ｖ１／（ｎ・Ｖ３） …（１３）
乗算部５３４は、変調波生成部５３２からの変調波に対して、変調率演算部５３３で算出された変調率Ｋを乗算する。

ＰＷＭ信号生成部５３５は、変調率Ｋが乗算された変調波と、搬送波との比較に応じて、ＰＷＭ制御信号Ｓ３を生成する。公知のように、搬送波は、変調波よりも高い周波数を有する、三角波やのこぎり波等の周期的な信号で構成される。

尚、図８の構成でＫ≧１とすると、変調波生成部５３２で生成された変調波の振幅が維持又は拡大されてＰＷＭ信号生成部５３５へ入力されることにより、ＰＷＭ制御をオフするように制御信号Ｓ３を生成することができる。ＰＷＭ制御のオフ時には、交流電圧ＶＴ３は、図２と同様の波形となる。即ち、図８の制御部５３０では、変調率Ｋの演算結果に基づき、ＰＷＭ制御のオンオフについても制御することが可能である。

図９は、実施の形態３に係る電力変換装置における変圧器４０の巻線４１〜４３の交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３の波形図である。

図９を参照して、巻線４１及び巻線４２には、図２と同様の交流電圧ＶＴ１及びＶＴ２が印加される。一方で、第３ブリッジ回路３２では、スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４が、搬送波の周波数に従ってスイッチングされることにより、ＰＷＭ制御された交流電圧ＶＴ３が巻線４３に印加される。交流電圧ＶＴ３の変調波周期毎の平均電圧ＶＴ３ａｖｅは、図２の交流電圧ＶＴ３と同位相で、かつ、振幅（波高値）がＫ倍（Ｋ＜１）の波形を示す。この結果、Ｋ・ｎ・Ｖ３と、直流電圧Ｖ１との差を小さくすることができる。

図１０及び図１１には、実施の形態３に係る電力変換装置における第３ブリッジ回路３２での電流波形が示される。図１０には、ＰＷＭ制御のオフ時、言い換えるとＫ＝１のときの波形図が示され、図１１には、ＰＷＭ制御のオン時（Ｋ＜１）の波形図が示される。

図１０では、第３ブリッジ回路３２が図２と同様の交流電圧ＶＴ３を発生することにより、第３ブリッジ回路３２の交流電流ＩＬ１３は、式（９）及び式（１２）に従う、最大値及び実効値を有する。

これに対して、図１１では、第３ブリッジ回路３２が、図９に示したＰＷＭ制御された交流電圧ＶＴ３（図９）を発生する。変調率ＫによるＰＷＭにより、式（１２）で用いられるＡ₁₃及びＢ₁₃は、直流電圧Ｖ３について、一次側巻線４１から見た二次側巻線４３の電圧で換算することによって、下記に変更される。

Ａ₁₃＝（Ｖ１＋Ｋ・ｎ・Ｖ３）／Ｋ₁₃
Ｂ₁₃＝（Ｖ１−Ｋ・ｎ・Ｖ３）／Ｋ₁₃
上述のように、変調率Ｋ＝Ｖ１／（ｎ・Ｖ３）とされることにより、直流電圧Ｖ３が変動しても、Ｂ₁₃＝０とすることができる。これにより、図１１では、図１０よりも、第３ブリッジ回路３２を流れる交流電流ＩＬ１３の最大値及び実効値が小さくなる。

この結果、実施の形態３に係る電力変換装置によれば、直流電圧Ｖ３が変動しても、実施の形態２と同様に、最大負荷とは異なる負荷３０と接続される第３ブリッジ回路３２における電流を抑制することにより、電力変換装置の高効率化、及び、機器コストの抑制が可能である。

実施の形態４．
実施の形態３で説明したＰＷＭ制御では、直流電圧Ｖ３の変動によって、変調率Ｋ＝Ｖ１／（ｎ・Ｖ３）＜１となったときに、第３ブリッジ回路３２での交流電流ＩＬ１３を抑制することができる。一方で、実施の形態３では、Ｖ１／（ｎ・Ｖ３）＞１となるような直流電圧Ｖ３の変動には対応することができない。従って、実施の形態４では、Ｖ１／（ｎ・Ｖ３）＞１となるような直流電圧Ｖ３の変動への対応について説明する。

図１２は、実施の形態４に係る電力変換装置における第１及び第２ブリッジ回路の制御構成を説明する機能ブロック図である。図１２に示した構成の各ブロックの機能は、制御装置５０でのハードウェア処理及びソフトウェア処理の少なくとも一方によって実現することができる。

図１２を参照して、制御装置５０は、第２ブリッジ回路２２の制御部５２０を含む。制御部５２０は、第２ブリッジ回路２２のＰＷＭ制御信号Ｓ２を生成する。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のゲート信号Ｓ２１〜Ｓ２４は、ＰＷＭ制御信号Ｓ２に基づいて生成される。ゲート信号Ｓ２１〜Ｓ２４とＰＷＭ制御信号Ｓ２との関係は、上述した、ゲート信号Ｓ３１〜Ｓ３４及びＰＷＭ制御信号Ｓ３の関係と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

制御部５２０は、位相差演算部５２１と、変調波生成部５２２と、変調率演算部５２３と、乗算部５２４と、ＰＷＭ信号生成部５２５とを有する。尚、実施の形態４においても、実施の形態２で説明したように、直流電源１０からの直流電圧Ｖ１の公称値、即ち、直流電源１０の定格出力電圧は、第２直流端子２１の定格出力電圧（即ち、最大負荷２０の入力電圧の公称値）と同等に設定されていることを前提とする（即ち、理想的にはＶ１＝Ｖ２）。

位相差演算部５２１は、第２直流端子２１から負荷２０（最大負荷）への送電電力の電力指令値Ｐ２ｒｅｆに基づき、交流電圧ＶＴ１と交流電圧ＶＴ２の間の位相差φ１２（図２）を演算する。

変調波生成部５２２は、位相差φ１２に基づく変調波を生成する。尚、当該変調波は、図２の交流電圧ＶＴ１に対して、位相差φ１２を有する、５０（％）デューティの矩形波電圧とされ、ＰＷＭ信号生成部５２５で用いられる搬送波と同一の振幅を有する。又、実施の形態４では、当該変調波の周波数は、ＰＷＭ制御が非適用とされる第３ブリッジ回路３２の各半導体スイッチング素子Ｑ３１〜Ｑ３４のスイッチング周波数と同一となる。

変調率演算部５２３は、第１直流端子１１の直流電圧Ｖ１の検出値と、第３直流端子３１の直流電圧Ｖ３の検出値とから、上述した巻数比ｎを用いて、下記の式（１４）を用いて変調率Ｍを演算する。式（１３）及び式（１４）から、Ｍ＝１／Ｋであることが理解される。尚、変調率Ｍは、Ｍ≦１の範囲に制限して算出することができる。即ち、（ｎ・Ｖ３）＞Ｖ１のとき、変調率演算部５２３は、固定的にＭ＝１を出力することができる。

Ｍ＝（ｎ・Ｖ３）／Ｖ１ …（１４）
乗算部５２４は、変調波生成部５２２からの変調波に対して、変調率演算部５２３で演算された変調率Ｍを乗算する。ＰＷＭ信号生成部５１５は、変調率Ｍが乗算された変調波と、搬送波との比較に応じて、ＰＷＭ制御信号Ｓ２を生成する。搬送波は、図８のＰＷＭ信号生成部５３５と同様に設定される。

変調率ＭによるＰＷＭ制御により、式（１２）で用いられるＡ₁₃及びＢ₁₃は、直流電圧Ｖ３について、一次側巻線４１から見た二次側巻線４３の電圧で換算することによって、下記に変更される。

Ａ₁₃＝（Ｍ・Ｖ１＋ｎ・Ｖ３）／Ｋ₁₃
Ｂ₁₃＝（Ｍ・Ｖ１−ｎ・Ｖ３）／Ｋ₁₃
従って、直流電圧Ｖ３が変動することで、実施の形態３でＫ＞１となっても、変調率Ｍ（Ｍ＜１）によるＰＷＭ制御を実行することで、Ｂ₁₃＝０とすることができる。

このとき、第１ブリッジ回路１２を変調率ＭでＰＷＭ制御するため、交流電圧ＶＴ１の平均値ＶＴ１ａｖｅの波高値はＭ×Ｖ１となってしまう。従って、第２ブリッジ回路２２も変調率ＭでＰＷＭ制御しなければ、第２ブリッジ回路２２内の電流実効値が増加することになる。このため、実施の形態４では、第１ブリッジ回路１２に加えて第２ブリッジ回路２２に対しても、共通の変調率Ｍに従うＰＷＭ制御を適用することが必要となる。

実施の形態４に係る電力変換装置では、制御装置５０は、第１ブリッジ回路１２の制御部５１０をさらに含む。制御部５１０は、第１ブリッジ回路１２のＰＷＭ制御信号Ｓ１を生成する。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のゲート信号Ｓ１１〜Ｓ１４は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１に基づいて生成される。ゲート信号Ｓ１１〜Ｓ１４とＰＷＭ制御信号Ｓ１との関係についても、上述した、ゲート信号Ｓ３１〜Ｓ３４及びＰＷＭ制御信号Ｓ３の関係と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

制御部５１０は、変調波生成部５１２と、乗算部５１４と、ＰＷＭ信号生成部５１５とを有する。

変調波生成部５１２は、位相差φ１２及びφ１３の基準となる、固定された基準位相φｒの変調波を生成する。尚、当該変調波は、図２の交流電圧ＶＴ１に相当する、５０（％）デューティの矩形波電圧とされ、ＰＷＭ信号生成部５１５で用いられる搬送波と同一の振幅を有する。当該搬送波の周波数は、第２ブリッジ回路２２および第１ブリッジ回路１２の各半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２４のスイッチング周波数と同一となる。

乗算部５１４は、変調波生成部５１２からの変調波に対して、変調率演算部５２３で演算された、第２ブリッジ回路２２と共通の変調率Ｍを乗算する。ＰＷＭ信号生成部５１５は、変調率Ｍが乗算された変調波と、搬送波との比較に応じて、ＰＷＭ制御信号Ｓ１を生成する。搬送波は、図８のＰＷＭ信号生成部５３５と同様に設定される。

図１３は、実施の形態４に係る電力変換装置における変圧器４０の巻線４１〜４３の交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３の波形図である。

図１３を参照して、第３ブリッジ回路３２ではＰＷＭ制御がオフされるため、巻線４３には、図２と同様の交流電圧ＶＴ３が印加される。一方で、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路２２では、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４が、搬送波の周波数に従ってスイッチングされることにより、ＰＷＭ制御された交流電圧ＶＴ１及びＶＴ２が巻線４１及び４２にそれぞれ印加される。

交流電圧ＶＴ１の変調波周期毎の平均電圧ＶＴ１ａｖｅは、図２の交流電圧ＶＴ１と同位相で、かつ、振幅（波高値）がＭ倍（Ｍ＜１）の波形を示す。この結果、ｎ・Ｖ３と、Ｍ・Ｖ１との差を小さくすることができる。

更に、交流電圧ＶＴ２の周期毎の平均電圧ＶＴ２ａｖｅは、図２の交流電圧ＶＴ２と同位相で、かつ、振幅（波高値）がＭ倍（Ｍ＜１）の波形を示す。このため、第２ブリッジ回路２２へ入力される交流電圧ＶＴ２が過大となって第２ブリッジ回路２２内の電流実効値が増加することを防止できる。

この結果、実施の形態４に係る電力変換装置によれば、実施の形態３では対応できない範囲（Ｋ＞１）に直流電圧Ｖ３が変動しても、実施の形態３と同様に、最大負荷とは異なる負荷３０と接続される第３ブリッジ回路３２における電流を抑制することにより、電力変換装置の高効率化、及び、機器コストの抑制が可能である。

尚、図１２の構成でＭ≧１とすると、変調波生成部５１２，５２２で生成された変調波の振幅が維持又は拡大されてＰＷＭ信号生成部５１５，５２５へ入力されることにより、ＰＷＭ制御をオフするように制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成することができる。ＰＷＭ制御のオフ時には、交流電圧ＶＴ１，ＶＴ２は、図２と同様の波形となる。即ち、図１２の制御部５１０，５２０では、変調率Ｍの演算結果に基づき、ＰＷＭ制御のオンオフについても等価的に切替えることが可能である。

なお、上述のように、変調率Ｋ（実施の形態３）及び変調率Ｍ（実施の形態４）の間には、Ｍ＝１／Ｋの関係が成立する。従って、Ｋ＜１のときは、Ｍ＞１である一方で、Ｋ＞１のときには、Ｍ＜１となる。

従って、制御装置５０を、図８に示した制御部５３０、及び、図１２に示した制御部５１０，５２０を含む構成とすると、変調率演算部５３３において変調率Ｍ≧１のときは第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路２２でのＰＷＭ制御をオフするとともに、変調率演算部５２３において変調率Ｋ≧１のときは第３ブリッジ回路３２でのＰＷＭ制御をオフすることができる。この結果、直流電圧Ｖ３の変動に対して、実施の形態３の制御及び実施の形態４の制御の一方を自動的に選択するように、制御装置５０を構成することが可能である。

実施の形態５．
実施の形態３及び４では、最大負荷とは異なる負荷３０に対する直流電圧Ｖ３の変動に対して、横流の抑制（Ｂ₁₃＝０）を維持するためのＰＷＭ制御について説明した。

一方で、実施の形態２では、Ｖ１＝Ｖ２とすることにより、式（７）及び式（１０）等で用いられる、Ｂ₁₂＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｋ₁₂について、Ｂ₁₂＝０とすることが特徴であり、上述のように、実施の形態３及び４でもＶ１＝Ｖ２が前提とされている。このため、最大負荷２０への直流電圧Ｖ２が変動すると、直流電圧Ｖ１及び直流電圧Ｖ２の間でＶ１＝Ｖ２が不成立となって、Ｂ₁₂≠０となることで、電力変換装置１０１の効率が低下することが懸念される。従って、実施の形態４では、最大負荷２０への直流電圧Ｖ２の変動に対応するＰＷＭ制御を説明する。

図１４は、実施の形態５に係る電力変換装置における第１及び第２ブリッジ回路の制御構成を説明する機能ブロック図である。図１４に示した構成の各ブロックの機能は、制御装置５０でのハードウェア処理及びソフトウェア処理の少なくとも一方によって実現することができる。

図１４を参照して、制御装置５０は、第１ブリッジ回路１２の制御部５１０Ａと、第２ブリッジ回路２２の制御部５２０Ａとを含む。制御部５１０Ａは、図１２の制御部５１０と同様の、変調波生成部５１２、乗算部５１４、及び、ＰＷＭ信号生成部５１５に加えて、変調率演算部５１３Ａをさらに有する。

変調率演算部５１３Ａは、直流電圧Ｖ１の検出値、及び、直流電圧Ｖ２の検出値から、下記の式（１５）を用いて変調率Ｈを演算する。

Ｈ＝Ｖ２／Ｖ１ …（１５）
乗算部５１４は、変調波生成部５１２からの変調波に対して、変調率演算部５１３Ａで演算された、変調率Ｈを乗算する。この結果、Ｖ２＜Ｖ１のとき、即ち、Ｈ＜１のときには、ＰＷＭ信号生成部５１５は、第１ブリッジ回路１２が変調率Ｈに従ってＰＷＭ制御を実行するように、制御信号Ｓ１を生成する。一方で、Ｖ２≧Ｖ１のとき、即ち、Ｈ≧１のときには、ＰＷＭ信号生成部５１５は、第１ブリッジ回路１２でのＰＷＭ制御がオフされるように、制御信号Ｓ１を生成する。

制御部５２０Ａは、図１２の制御部５２０と比較して、変調率演算部５２３に代えて、変調率演算部５２３Ａを有する点で異なる。変調率演算部５２３Ａは、直流電圧Ｖ１の検出値、及び、直流電圧Ｖ２の検出値から、下記の式（１６）を用いて変調率Ｊを演算する。

Ｊ＝Ｖ１／Ｖ２ …（１６）
制御部５２０Ａは、図１２の制御部５２０と比較して、変調率Ｍに代えて、変調率Ｊを用いて、ＰＷＭ制御を行う点で異なる。この結果、Ｖ１＜Ｖ２のとき、即ち、Ｊ＜１のときには、ＰＷＭ信号生成部５２５は、第２ブリッジ回路２２が変調率Ｊに従ってＰＷＭ制御を実行するように、制御信号Ｓ２を生成する。一方で、Ｖ１≧Ｖ２のとき、即ち、Ｊ≧１のときには、ＰＷＭ信号生成部５２５は、第２ブリッジ回路２２でのＰＷＭ制御がオフされるように、制御信号Ｓ２を生成する。

変調率Ｈ及びＪの間には、Ｈ＝１／Ｊの関係が成立する。従って、Ｖ２＞Ｖ１のときには、Ｊ＜１の一方でＨ＞１となり、Ｖ１＞Ｖ２のときには、Ｈ＜１の一方で、Ｊ＞１となる。

図１５には、実施の形態５に係る電力変換装置における変圧器の各巻線の交流電圧の第１の例として、Ｖ２＞Ｖ１のときの波形図が示される。

図１５を参照して、Ｖ２＞Ｖ１のときには、Ｊ＜１となることにより、第２ブリッジ回路２２において、変調率Ｊに従ったＰＷＭ制御が実行される。これにより、第２ブリッジ回路２２が巻線４２へ出力する交流電圧ＶＴ２の変調波周期毎の平均電圧ＶＴ２ａｖｅは、図２の交流電圧ＶＴ３と同位相で、かつ、振幅（波高値）がＪ倍（Ｊ＜１）の波形を示す。

一方で、Ｈ＞１となることから、第１ブリッジ回路１２でのＰＷＭ制御はオフされる。このため、第１ブリッジ回路１２及び第３ブリッジ回路３２からは、図２と同様の交流電圧ＶＴ１及びＶＴ３が、巻線４１及び巻線４３へ印加される。

この結果、式（７）及び式（１０）等で用いられるＡ₁₂及びＢ₁₂が下記に変更される。
Ａ₁₂＝（Ｖ１＋Ｊ・Ｖ２）／Ｋ₁₂
Ｂ₁₂＝（Ｖ１−Ｊ・Ｖ２）／Ｋ₁₂
上記の式において、Ｊ＝（Ｖ１／Ｖ２）であるので、直流電圧Ｖ２が変動（上昇）しても、Ｂ₁₂＝０とできることが理解される。

図１６には、実施の形態５に係る電力変換装置における変圧器の各巻線の交流電圧の第２の例として、Ｖ１＞Ｖ２のときの波形図が示される。

図１６を参照して、Ｖ１＞Ｖ２のときには、Ｈ＜１となることにより、第１ブリッジ回路１２において、変調率Ｈに従ったＰＷＭ制御が実行される。これにより、第１ブリッジ回路１２が巻線４１に出力する交流電圧ＶＴ１の変調波周期毎の平均電圧ＶＴ１ａｖｅは、図２の交流電圧ＶＴ１と同位相で、かつ、振幅（波高値）がＨ倍（Ｈ＜１）の波形を示す。

一方で、Ｊ＞１となることから、第２ブリッジ回路２２でのＰＷＭ制御はオフされる。このため、第２ブリッジ回路２２及び第３ブリッジ回路３２からは、図２と同様の交流電圧ＶＴ２及びＶＴ３が、巻線４２及び巻線４３へ印加される。

この結果、式（７）及び式（１０）等で用いられるＡ₁₂及びＢ₁₂が下記に変更される。
Ａ₁₂＝（Ｈ・Ｖ１＋Ｖ２）／Ｋ₁₂
Ｂ₁₂＝（Ｈ・Ｖ１−Ｖ２）／Ｋ₁₂
上記の式において、Ｈ＝（Ｖ２／Ｖ１）であるので、直流電圧Ｖ２が変動（低下）しても、Ｂ₁₂＝０とできることが理解される。

このように、実施の形態５に係る電力変換装置によれば、最大負荷２０への直流電圧Ｖ２が変動（上昇又は低下）しても、最大負荷２０と接続される第２ブリッジ回路２２における電流を抑制することにより、電力変換装置の高効率化、及び、機器コストの抑制を図ることが可能である。

尚、図１５及び図１６では、第３ブリッジ回路３２についてはＰＷＭ制御をオフする制御例を説明したが、実施の形態５と実施の形態３とを組み合わせて、図８の制御部５３０によって第３ブリッジ回路３２を制御することも可能である。この場合には、直流電圧Ｖ３が上昇して、（ｎ・Ｖ３）＞Ｖ１となったとき（即ち、Ｋ＜１）のときに、第２ブリッジ回路２２及び第３ブリッジ回路３２の間の横流をさらに抑制することが可能である。

尚、実施の形態５によるＰＷＭ制御は、変調率Ｈ及びＪ（Ｊ＝１／Ｈ）に従って適用を制限することも可能である。

図１７は、実施の形態５に係る制御装置におけるＰＷＭ制御のオンオフの制御処理を説明するフローチャートである。

図１７を参照して、制御装置５０は、ステップ（以下、単に「Ｓ」と表記する）１１０により、演算された変調率Ｈ及びＪを予め定められた閾値Ｘｔ（０＜Ｘｔ＜１）と比較する。変調率Ｈ又はＪが閾値Ｘｔよりも低い場合には、Ｓ１２０により、実施の形態５で説明したように、変調率Ｈ又はＪの一方に従うＰＷＭ制御がオンされる。具体的には、変調率Ｊ＜Ｘｔのときは、変調率Ｊに従って、第２ブリッジ回路２２から出力される交流電圧ＶＴ２がＰＷＭ制御される（図１５）。反対に、変調率Ｈ＜Ｘｔのときは、変調率Ｈに従って、第１ブリッジ回路１２から出力される交流電圧ＶＴ１がＰＷＭ制御される（図１６）。

一方で、変調率Ｈ及びＪの両方が閾値Ｘｔ以上であるとき（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、Ｓ１３０により、第１ブリッジ回路１２から出力される交流電圧ＶＴ１及び第２ブリッジ回路２２からの出力される交流電圧ＶＴ２の両方について、変調率Ｈ及びＪに従うＰＷＭ制御が非適用（オフ）とされる。例えば、変調率演算部５１３Ａが、Ｈ≧Ｘｔのときには固定的にＨ＝１を出力し、変調率演算部５１３Ａが、Ｊ≧Ｘｔのときには固定的にＪ＝１を出力することで、上記のようなＰＷＭ制御のオンオフを実現することができる。

同様に、実施の形態３及び４によるＰＷＭ制御についても、変調率Ｈ及びＪ（Ｊ＝１／Ｈ）に従って適用を制限することも可能である。

図１８は、実施の形態３及び４に係る電力変換装置におけるＰＷＭ制御のオンオフの制御処理を説明するフローチャートである。

図１８を参照して、制御装置５０は、Ｓ２１０により、演算された変調率Ｋ及びＭを予め定められた閾値Ｙｔ（０＜Ｙｔ＜１）と比較する。変調率Ｋ又はＭが閾値Ｙｔよりも低い場合には、Ｓ２２０により、実施の形態３及び４で説明したように、変調率Ｋ又はＭの一方に従うＰＷＭ制御がオンされる。具体的には、変調率Ｋ＜Ｙｔのときは、実施の形態３で説明したように、変調率Ｋに従って、第３ブリッジ回路３２から出力される交流電圧ＶＴ３がＰＷＭ制御される（図９）。反対に、変調率Ｍ＜Ｙｔのときは、実施の形態４で説明したように、変調率Ｍに従って、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路２２から出力される交流電圧ＶＴ１及びＶＴ２がＰＷＭ制御される（図１３）。

一方で、変調率Ｋ及びＭの両方が閾値Ｙｔ以上であるとき（Ｓ２１０のＮＯ判定時）には、Ｓ２３０により、第１ブリッジ回路１２、第２ブリッジ回路２２、及び、第３ブリッジ回路３２から出力される交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３の各々について、変調率Ｋ及びＭに従うＰＷＭ制御が非適用とされる。例えば、変調率演算部５３３が、Ｋ≧Ｙｔのときには固定的にＫ＝１を出力し、変調率演算部５２３が、Ｍ≧Ｙｔのときには固定的にＭ＝１を出力することで、上記のようなＰＷＭ制御のオンオフを実現することができる。

尚、実施の形態５に係るＰＷＭ制御は、第１ブリッジ回路１２及び第２ブリッジ回路２２の両方でＰＷＭ制御を実行する実施の形態４（図１３）とは組み合わせることができない。従って、直流電圧Ｖ２の変動による変調率Ｈ又はＪの低下と、直流電圧Ｖ３の変動による変調率Ｍの低下との両方が発生した場合には、実施の形態５に係るＰＷＭ制御と、実施の形態４に係るＰＷＭ制御との間に優先順位を設ける必要がある。

図１９は、実施の形態３〜５で説明したＰＷＭ制御の優先順位の制御処理を説明するフローチャートである。

図１９を参照して、制御装置５０は、図１７と同様のＳ１１０により、最大負荷２０への直流電圧Ｖ２の変動に対応するためのＰＷＭ制御の要否を判定し、変調率Ｈ又はＪが閾値Ｘｔよりも低い場合には（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）、図１７と同様のＳ１２０により、実施の形態５で説明したＰＷＭ制御が優先的に実行される。

一方で、制御装置５０は、変調率Ｈ又はＪが閾値Ｘｔの両方が閾値Ｘｔ以上である場合（Ｓ１１０のＮＯ判定時）、即ち、直流電圧Ｖ２の変動に対応するＰＷＭ制御が不要であるときに限って、図１８と同様のＳ２１０〜Ｓ２３０の処理を実行する。これにより、直流電圧Ｖ３の変動によって変調率Ｋ又はＭが閾値Ｙｔよりも低い場合には（Ｓ２１０のＹＥＳ判定時）、図１８と同様のＳ２２０により、実施の形態３又は実施の形態４で説明したＰＷＭ制御が実行される。これに対して、変調率Ｋ及びＭが閾値Ｙｔ以上であれば、（Ｓ２１０のＮＯ判定時）、図１８と同様のＳ２３０により、交流電圧ＶＴ１〜ＶＴ３の各々は、ＰＷＭ制御が非適用とされる（図２）。

図１９による優先順位に従えば、実施の形態５に係るＰＷＭ制御によって最大負荷２０への送電の損失を優先的に抑制することによって、電力変換装置全体の高効率化を図ることができる。

図１及び図６の構成例において、第１直流端子１１は「一次側直流端子」の一実施例に対応し、第２直流端子２１及び第３直流端子３１は「複数の二次側直流端子」の一実施例に対応する。多巻線変圧器である変圧器４０において、巻線４１は「一次側巻線」の一実施例に対応し、巻線４２及び４３は「複数の二次側巻線」の一実施例に対応する。又、第ブリッジ回路１２は「一次側ブリッジ回路」の一実施例に対応し、第２ブリッジ回路２２及び第３ブリッジ回路３２は「複数の二次側ブリッジ回路」の一実施例に対応する。

尚、「複数の二次側巻線」を構成する巻線４２及び４３のうち、巻線４１との磁気結合が最大とされた巻線４２は「第１の二次側巻線」の一実施例に対応し、巻線４１との磁気結合が相対的に弱い巻線４３は「第２の二次側巻線」の一実施例に対応する。更に、「複数の二次側直流端子」のうち、巻線４２に対応する、第２直流端子２１は「第１の二次側直流端子」の一実施例に対応し、第２ブリッジ回路２２は「第１の二次側ブリッジ回路」の一実施例に対応する。同様に、巻線４３に対応する、第３直流端子３１は「第２の二次側直流端子」の一実施例に対応し、第３ブリッジ回路３２は「第３の二次側ブリッジ回路」の一実施例に対応する。

尚、図１及び図６に示された電力変換装置の構成は一例であり、多巻線変圧器の二次側巻線の配置数、及び、巻線数に対応する二次側ブリッジ回路の配置個数は、３以上であってもよい。この場合にも、複数の二次側巻線と、一次側巻線との間の磁気結合に意図的に差異を設けて、同様に「第１の二次側巻線（磁気結合最大）」及び「第２の二次側巻線（磁気結合が相対的に弱い）」を設けることで、同様の効果を享受することができる。即ち、実施の形態１〜５で説明した電力変換装置、及び、これらに負荷がさらに接続された直流配電システムは、複数の二次側（負荷側）巻線と接続された複数の負荷に送電する構成に対して共通に適用することが可能である。

又、ブリッジ回路の構成についても、実施の形態１及び２の適用においては、ＤＣ／ＡＣ電力変換が可能であれば、図１及び図６とは異なる構成とすることが可能であり、実施の形態３〜５の適用においては、ＰＷＭ制御を伴う双方向のＤＣ／ＡＣ電力変換が可能であれば、図１及び図６とは異なる構成とすることが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 直流電源、１１ 第１直流端子（一次側直流端子）、１２ 第１ブリッジ回路（一次側ブリッジ回路）、１３ 第１交流端子。２０ 負荷（最大負荷）、３０ 負荷、２１ 第２直流端子（二次側直流端子）、２２ 第２ブリッジ回路（二次側ブリッジ回路）、２３ 第２交流端子、３１ 第３直流端子（二次側直流端子）、３２ 第３ブリッジ回路（二次側ブリッジ回路）、３３ 第３交流端子、４０ 多巻線変圧器、４１ 巻線（一次側巻線）、４２，４３ 巻線（二次側巻線）、４４ 鉄心、４５ 磁脚、５０ 制御装置、１００，１０１ 電力変換装置、５１０，５１０Ａ，５２０，５２０Ａ，５３０ 制御部、５１２，５２２，５３２ 変調波生成部、５１３Ａ，５２３，５２３Ａ，５３３ 変調率演算部、５１４，５２４，５３４ 乗算部、５１５，５２５，５３５ ＰＷＭ信号生成部、５２１，５３１ 位相差演算部、Ｃｄｃ１〜Ｃｄｃ３ 直流キャパシタ、Ｈ，Ｊ，Ｋ，Ｍ 変調率、ＬＳ１２，ＬＳ１３，ＬＳ２３ 漏れインダクタンス、ＮＬ１〜ＮＬ３，ＰＬ１〜ＰＬ３ 電力線、Ｐ２ｒｅｆ，Ｐ３ｒｅｆ 電力指令値（送電電力）、Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ２１〜Ｑ２４，Ｑ３１〜Ｑ３４ 半導体スイッチング素子、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ ＰＷＭ制御信号、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１〜Ｓ３４ ゲート信号、Ｖ１〜Ｖ３ 直流電圧、ＶＴ１ａｖｅ，ＶＴ２ａｖｅ，ＶＴ３ａｖｅ 平均電圧、ＶＴ１〜ＶＴ３ 交流電圧、ｄ１，ｄ２ 巻線間距離。

Claims (9)

1. 一次側巻線及び複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器と、
   直流電源と接続された一次側直流端子と、
   複数の二次側直流端子と、
   前記一次側直流端子と前記一次側巻線との間に接続されて、直流交流電力変換を実行する一次側ブリッジ回路と、
   前記複数の二次側巻線と前記複数の二次側直流端子との間にそれぞれ接続されて、交流直流電力変換を実行する複数の二次側ブリッジ回路と、
   前記一次側ブリッジ回路及び前記複数の二次側ブリッジ回路を制御する制御装置とを備え、
   前記複数の二次側巻線は、
   前記一次側巻線との間の磁気結合が最大である第１の二次側巻線と、
   前記一次側巻線との間の磁気結合が前記第１の二次側巻線よりも弱い第２の二次側巻線とを有し、
   前記複数の二次側直流端子は、
   前記複数の二次側ブリッジ回路のうちの第１の二次側ブリッジ回路を介して前記第１の二次側巻線と電気的に接続される第１の二次側直流端子と、
   前記複数の二次側ブリッジ回路のうちの第２の二次側ブリッジ回路を介して前記第２の二次側巻線と電気的に接続される第２の二次側直流端子とを有し、
   前記制御装置は、
   基準位相を有する第１の交流電圧を出力するように前記一次側ブリッジ回路を制御する第１の制御部と、
   前記第１の二次側ブリッジ回路が、前記基準位相に対して、第１の位相差を有する第２の交流電圧を出力するように，前記第１の二次側ブリッジ回路を制御する第２の制御部と、
   前記第２の二次側ブリッジ回路が、前記基準位相に対して、第２の位相差を有する第３の交流電圧を出力するように，前記第２の二次側ブリッジ回路を制御する第３の制御部とを含み、
   前記第１の二次側直流端子と、前記第２の二次側直流端子とは、異なる出力電圧を供給し、
   前記直流電源の定格出力電圧は、前記第１の二次側直流端子の定格出力電圧と同等であり、
   前記一次側巻線及び前記第１の二次側巻線の巻数比は、前記一次側巻線及び前記第２の二次側巻線の巻数比よりも１に近く、
   前記直流電源は、前記一次側直流端子へ第１の直流電圧を入力し、
   前記第１及び第２の制御部は、
   前記第２の二次側直流端子から出力された第３の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも低くなった場合に、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧を前記第１の直流電圧によって除算した変調率に従って、前記第１及び第２の交流電圧の両方にパルス幅変調制御を適用する、電力変換装置。
2. 一次側巻線及び複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器と、
   直流電源と接続された一次側直流端子と、
   複数の二次側直流端子と、
   前記一次側直流端子と前記一次側巻線との間に接続されて、直流交流電力変換を実行する一次側ブリッジ回路と、
   前記複数の二次側巻線と前記複数の二次側直流端子との間にそれぞれ接続されて、交流直流電力変換を実行する複数の二次側ブリッジ回路と、
   前記一次側ブリッジ回路及び前記複数の二次側ブリッジ回路を制御する制御装置とを備え、
   前記複数の二次側巻線は、
   前記一次側巻線との間の磁気結合が最大である第１の二次側巻線と、
   前記一次側巻線との間の磁気結合が前記第１の二次側巻線よりも弱い第２の二次側巻線とを有し、
   前記複数の二次側直流端子は、
   前記複数の二次側ブリッジ回路のうちの第１の二次側ブリッジ回路を介して前記第１の二次側巻線と電気的に接続される第１の二次側直流端子と、
   前記複数の二次側ブリッジ回路のうちの第２の二次側ブリッジ回路を介して前記第２の二次側巻線と電気的に接続される第２の二次側直流端子とを有し、
   前記制御装置は、
   基準位相を有する第１の交流電圧を出力するように前記一次側ブリッジ回路を制御する第１の制御部と、
   前記第１の二次側ブリッジ回路が、前記基準位相に対して、第１の位相差を有する第２の交流電圧を出力するように，前記第１の二次側ブリッジ回路を制御する第２の制御部と、
   前記第２の二次側ブリッジ回路が、前記基準位相に対して、第２の位相差を有する第３の交流電圧を出力するように，前記第２の二次側ブリッジ回路を制御する第３の制御部とを含み、
   前記第１の二次側直流端子と、前記第２の二次側直流端子とは、異なる出力電圧を供給し、
   前記直流電源の定格出力電圧は、前記第１の二次側直流端子の定格出力電圧と同等であり、
   前記一次側巻線及び前記第１の二次側巻線の巻数比は、前記一次側巻線及び前記第２の二次側巻線の巻数比よりも１に近く、
   前記直流電源は、前記一次側直流端子へ第１の直流電圧を入力し、
   前記第３の制御部は、前記第２の二次側直流端子から出力された第３の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも高くなった場合に、前記第１の直流電圧を前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧で除算した第１の変調率に従って、前記第３の交流電圧にパルス幅変調制御を適用し、
   前記第１及び第２の制御部は、前記第３の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも低くなった場合に、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧を前記第１の直流電圧によって除算した第２の変調率に従って、前記第１及び第２の交流電圧の両方にパルス幅変調制御を適用し、
   前記第１及び第２の変調率の両方が、１よりも小さい範囲内で予め定められた閾値以上である場合には、前記第１の交流電圧、前記第２の交流電圧、及び、前記第３の交流電圧の各々に対してパルス幅変調制御は非適用とされる、電力変換装置。
3. 一次側巻線及び複数の二次側巻線を有する多巻線変圧器と、
   直流電源と接続された一次側直流端子と、
   複数の二次側直流端子と、
   前記一次側直流端子と前記一次側巻線との間に接続されて、直流交流電力変換を実行する一次側ブリッジ回路と、
   前記複数の二次側巻線と前記複数の二次側直流端子との間にそれぞれ接続されて、交流直流電力変換を実行する複数の二次側ブリッジ回路と、
   前記一次側ブリッジ回路及び前記複数の二次側ブリッジ回路を制御する制御装置とを備え、
   前記複数の二次側巻線は、
   前記一次側巻線との間の磁気結合が最大である第１の二次側巻線と、
   前記一次側巻線との間の磁気結合が前記第１の二次側巻線よりも弱い第２の二次側巻線とを有し、
   前記複数の二次側直流端子は、
   前記複数の二次側ブリッジ回路のうちの第１の二次側ブリッジ回路を介して前記第１の二次側巻線と電気的に接続される第１の二次側直流端子と、
   前記複数の二次側ブリッジ回路のうちの第２の二次側ブリッジ回路を介して前記第２の二次側巻線と電気的に接続される第２の二次側直流端子とを有し、
   前記制御装置は、
   基準位相を有する第１の交流電圧を出力するように前記一次側ブリッジ回路を制御する第１の制御部と、
   前記第１の二次側ブリッジ回路が、前記基準位相に対して、第１の位相差を有する第２の交流電圧を出力するように，前記第１の二次側ブリッジ回路を制御する第２の制御部と、
   前記第２の二次側ブリッジ回路が、前記基準位相に対して、第２の位相差を有する第３の交流電圧を出力するように，前記第２の二次側ブリッジ回路を制御する第３の制御部とを含み、
   前記第１の二次側直流端子と、前記第２の二次側直流端子とは、異なる出力電圧を供給し、
   前記直流電源の定格出力電圧は、前記第１の二次側直流端子の定格出力電圧と同等であり、
   前記一次側巻線及び前記第１の二次側巻線の巻数比は、前記一次側巻線及び前記第２の二次側巻線の巻数比よりも１に近く、
   前記直流電源は、前記一次側直流端子へ第１の直流電圧を入力し、
   前記第２の制御部は、前記第１の二次側直流端子から出力された第２の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第２の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも高くなった場合に、前記第１の直流電圧を前記一次側巻線から見た前記第２の直流電圧によって除算した第１の変調率に従って、前記第２の交流電圧にパルス幅変調制御を適用し、
   前記第１の制御部は、前記第１の二次側直流端子から出力された第２の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第２の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも低くなった場合に、前記一次側巻線から見た前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧によって除算した第２の変調率に従って、前記第１の交流電圧にパルス幅変調制御を適用し、
   前記第１及び第２の変調率の両方が、１よりも小さい範囲内で予め定められた閾値以上である場合には、前記第１の交流電圧及び前記第２の交流電圧の各々に対して、パルス幅変調制御は非適用とされ、
   前記第１及び第２の制御部は、前記第１及び第２の変調率の両方が前記閾値以上である場合であっても、前記第２の二次側直流端子から出力された第３の直流電圧の変動により、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧が、前記第１の直流電圧よりも低くなったときには、前記一次側巻線から見た前記第３の直流電圧を前記第１の直流電圧によって除算した変調率に従って、前記第１及び第２の交流電圧の両方にパルス幅変調制御を適用する、電力変換装置。
4. 前記第１の二次側巻線と前記第２の二次側巻線の磁気結合は、前記第２の二次側巻線と前記一次側巻線の間の磁気結合よりも弱い、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記第１の二次側巻線及び前記第２の二次側巻線の巻数比は、前記第１の二次側直流端子の定格出力電圧及び前記第２の二次側直流端子の定格出力電圧の比に従う、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記第１の位相差は、前記第１の二次側直流端子からの送信電力指令値に従い、
   前記第２の位相差は、前記第２の二次側直流端子からの送信電力指令値に従う、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記第１の二次側直流端子に接続する負荷の定格電力は、前記第２の二次側直流端子に接続する負荷の定格電力に比べて大きい、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記多巻線変圧器は、鉄心をさらに有し、
   前記一次側巻線、前記第１の二次側巻線、及び、前記第２の二次側巻線は、前記鉄心における同一の磁脚にそれぞれ巻回され、かつ、内側から前記第１の二次側巻線、前記一次側巻線、及び、前記第２の二次側巻線の順に配置される、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
   前記複数の二次側直流端子にそれぞれ接続されて直流電力を供給される複数の負荷とを備え、
   前記複数の負荷のうちの電力消費が最大である負荷が、前記第１の二次側直流端子と接続される、直流配電システム。

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