JPH0250710B2 - - Google Patents
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- JPH0250710B2 JPH0250710B2 JP2819486A JP2819486A JPH0250710B2 JP H0250710 B2 JPH0250710 B2 JP H0250710B2 JP 2819486 A JP2819486 A JP 2819486A JP 2819486 A JP2819486 A JP 2819486A JP H0250710 B2 JPH0250710 B2 JP H0250710B2
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
［産業上の利用分野］
本発明はDC−DCコンバータに関するものであ
り、特に可飽和リアクトルを用いて出力の制御を
行なうDC−DCコンバータの改良に関する。 ［従来の技術］ DC−DCコンバータにおいては、可飽和リアク
トルによる磁気制御方式が広く用いられている。 第７図にレーミー型磁気制御方式１石フオワー
型DC−DCコンバータの回路構成図を示す。本方
式においては、可飽和リアクトル９、ダイオード
１５、制御回路網１６より構成されたレーミーの
半波形磁気増幅器により出力の安定化が行なわれ
る。すなわち出力電圧を端子１７，１８で検出
し、前記出力電圧に応じて制御回路網１６が図中
破線で示す経路で可飽和リアクトル９に流すリセ
ツト電流irにより出力電圧の安定化が行なわれて
いる（電気学会マグネテイクス研究会資料
MAG84−23参照）。 また、第８図のレーミー型磁気制御方式ハーフ
ブリツジ型DC−DCコンバータの回路構成であ
り、本方式の動作も、第７図の場合と基本的には
同様である。本方式においては、可飽和リアクト
ル９−１，９−２、ダイオード１５−１，１５−
２、制御回路網１６より構成されたレーミーの全
波形磁気増幅器により出力の安定化が行なわれ
る。本方式の動作も、基本的には半波形磁気増幅
器の場合と同様である。なお、プツシユプル型、
フルブリツジ型DC−DCコンバータの場合にも第
８図の主変圧器５の２次側の回路構成は同様であ
り、出力の安定化には、全波形磁気増幅器が用い
られる。 ［発明が解決しようとする問題点］ 第７図の回路構成においては、リセツト電源ir
が主変圧器５に流入するため、主変圧器５が偏磁
し、極端な場合にはスイツチ素子３が破壊に至と
いう問題点があつた。また、スイツチ素子３のオ
フ期間に生じる、主変圧器５の巻線７のインダク
タンスとスイツチ素子３の主電極間（コレクター
エミツタ間）の接合容量及び主スイツチ３のター
ンオフ時に生ずるサージ電圧を吸収するために設
けるスナバー回路の容量によつて生じる共振電流
の影響で可飽和リアクトル９の損失が大幅に増加
するという問題点もあつた（電気学会マグネテイ
クス研究会資料 MAG84−24参照。） この可飽和リアクトル９の損失が大幅に増加す
る問題点は全波形でも同様である。 以上説明した共振電流の影響による可飽和リア
クトルの異常温度上昇は、第９図に示す制御磁化
特性Ｈ−ΔBの関係を示す曲線がアモルフアス磁
心のように原点に近いところに位置する磁心を用
いたときのほうが著しかつた。（制御磁気特性に
関しては例えば、村上孝一著「磁気応用工学」朝
倉書店参照） ［問題点を解決するための手段］ 以上の問題点を解決するために、本発明は第１
に半波形増幅器として少なくとも１以上の２次巻
線を有する主変圧器と、該主変圧器の１次側に接
続された少なくとも１個のスイツチ素子と直流電
源とを有する１次回路と、前記主変圧器の２次側
に接続された整流回路と、前記主変圧器の２次巻
線の前記スイツチ素子がオンの時正極となる一端
との間に可飽和リアクトルを挿入して２次側制御
するDC−DCコンバータにおいて、前記整流回路
出力を検知し前記可飽和リアクトルに制御信号を
出力する制御回路網を有し、前記可飽和リアクト
ルとして出力巻線と共に制御巻線を設け、該制御
巻線の一端を前記制御回路網の出力端に、他端を
前記制御回路網の出力端の負極側に接続したこと
を特徴とするものである。 第２に全波形磁気増幅器として、少なくとも１
以上の中間タツプ付き２次巻線を有する主変圧器
と、該主変圧器の１次側に接続されたオン期間の
相異なる２個のスイツチ素子と直流電源とを有す
る１次回路と、前記主変圧器の２次側に接続され
た全波整流回路と、前記主変圧器の２次巻線の両
端にそれぞれ可飽和リアクトルを挿入して２次制
御するDC−DCコンバータにおいて前記整流回路
の出力を検知し前記２個の可飽和リアクトルに制
御電流を出力する制御回路網を有し、前記２個の
可飽和リアクトルに出力巻線と共に制御巻線を設
け、前記２個の可飽和リアクトルの制御巻線を直
列接続するとともに該制御巻線の一端を前記制御
回路網の出力端の正極側に、他端を前記制御回路
網の出力端の負極側に接続したことを特徴とする
ものである。 ［実施例］ 以下本発明を実施例により詳細に説明する。 実施例 １ 第１図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。第１図に於いてスイツチ素子３がオンすると
直流電源１が主変圧器５の１次巻線７を経て２次
巻線８に電圧を誘起し、これが可飽和リアクトル
９の出力巻線１９に印加される。この際、可飽和
リアクトル９の出力巻線１９は、出力電圧の検出
値に応じた所定の期間、スイツチ素子３がオンす
ることにより主変圧器５の２次巻線８に生ずる電
圧を阻止した後飽和する。 この結果、可飽和リアクトル９の出力巻線１９
の後段には、スイツチ素子３のオン期間から可飽
和リアクトル９の出力巻線１９が阻止した期間を
差し引いた期間、電圧が供給され、出力電圧が安
定化される。 この可飽和リアクトル９の出力巻線１９が電圧
を阻止する期間は端子１７，１８で検出された出
力電圧に応じて制御回路網１６がリセツト電流を
可飽和リアクトル９の制御巻線２０にダイオード
１５を通すことにより２次側で直接制御される。
この際、リセツト電流は、主変圧器５の２次巻線
８に流入しないため、従来技術のように主変圧器
を偏磁することがなくなつた。また可飽和リアク
トル９を負荷巻線１９のみでなく制御巻線２０を
磁気結合した構成としたため主スイツチ素子３が
オフの期間に前記共振電流に起因して可飽和リア
クトル９に流れる電流があつたにしても、その影
響を防止することができる（電気学会マグネテイ
クス研究会資料 MAG84−24参照）。 更に本願発明者は、第１図に示すような回路構
成をとることによりスイツチング電源の致命的欠
点と言われるノイズを低減する効果のあることも
見出した。すなわち、本願発明の技術的思想の具
体化として第１０図に示すような構成もとれる
が、このような構成を比較例として本願発明によ
るDC−DCコンバータのノイズ測定結果を第１１
〜１３図に示す。第１１図は低減放射ノイズを、
第１２図は高域放射ノイズを、第１３図は雑音端
子電圧を示す。いずれも厳しい法規制として知ら
れるドイツのVDE0875classB限界値に比較例よ
りも余裕をもつて、適合しており、今後厳しくな
ることが予想されるノイズ規制に対して、その産
業上の利用性は顕著である。 実施例 ２ 本発明を多出力回路に応用した一実施例を第２
図に示す。基本的な回路動作は実施例１と同じで
あり、主変圧器５の２次巻線３０にも同様に巻数
比に応じた電圧を誘起し、整流平滑され出力電圧
V01を発生する。この出力電圧の制御は、出力電
圧V01を検出し制御回路４により主スイツチ素子
３のパルス幅を直接変えることによつてなされて
いる。 また、制御回路網１６において、出力電圧V02
を分割抵抗２７と２８により分割された電圧がシ
ヤントレギユレータ２６（本素子の動作はリフア
レンス電圧値に応じて、カソード・アノード間の
電圧を変化させうる可変ツエナダイオードであ
る）のリフアレンス端子に印加される。この時、
出力電圧V02の変動に応じてリフアレンス端子電
圧が変化し、これによつてカソード・アノード間
電圧がそれに応じて変化し、制御用トランジスタ
２２のバイアス量が変化することにより可飽和リ
アクトルのリセツト電流が出力電圧V01に応じて
変化することにより出力電圧の安定化を図るもの
である。 第１表は、各種可飽和リアクトル磁心を用いた
ときの本実施例における可飽和リアクトル９の温
度上昇と、第７図に示すレーミー方式における可
飽和リアクトル９の温度上昇の比較を示す。ここ
で入出力条件は下記の通りである。 本発明により、可飽和リアクトルの温度上昇が
低減でき、その効果は特にアモルフアス磁心のよ
うに第９図におけるＨ−ΔBの曲線が原点に近い
所に位置する磁心ほど顕著である。 入力 DC 130V 周波数 100kHz V01＝ 5V I01＝10A V02＝ 10V I02＝ 4A
り、特に可飽和リアクトルを用いて出力の制御を
行なうDC−DCコンバータの改良に関する。 ［従来の技術］ DC−DCコンバータにおいては、可飽和リアク
トルによる磁気制御方式が広く用いられている。 第７図にレーミー型磁気制御方式１石フオワー
型DC−DCコンバータの回路構成図を示す。本方
式においては、可飽和リアクトル９、ダイオード
１５、制御回路網１６より構成されたレーミーの
半波形磁気増幅器により出力の安定化が行なわれ
る。すなわち出力電圧を端子１７，１８で検出
し、前記出力電圧に応じて制御回路網１６が図中
破線で示す経路で可飽和リアクトル９に流すリセ
ツト電流irにより出力電圧の安定化が行なわれて
いる（電気学会マグネテイクス研究会資料
MAG84−23参照）。 また、第８図のレーミー型磁気制御方式ハーフ
ブリツジ型DC−DCコンバータの回路構成であ
り、本方式の動作も、第７図の場合と基本的には
同様である。本方式においては、可飽和リアクト
ル９−１，９−２、ダイオード１５−１，１５−
２、制御回路網１６より構成されたレーミーの全
波形磁気増幅器により出力の安定化が行なわれ
る。本方式の動作も、基本的には半波形磁気増幅
器の場合と同様である。なお、プツシユプル型、
フルブリツジ型DC−DCコンバータの場合にも第
８図の主変圧器５の２次側の回路構成は同様であ
り、出力の安定化には、全波形磁気増幅器が用い
られる。 ［発明が解決しようとする問題点］ 第７図の回路構成においては、リセツト電源ir
が主変圧器５に流入するため、主変圧器５が偏磁
し、極端な場合にはスイツチ素子３が破壊に至と
いう問題点があつた。また、スイツチ素子３のオ
フ期間に生じる、主変圧器５の巻線７のインダク
タンスとスイツチ素子３の主電極間（コレクター
エミツタ間）の接合容量及び主スイツチ３のター
ンオフ時に生ずるサージ電圧を吸収するために設
けるスナバー回路の容量によつて生じる共振電流
の影響で可飽和リアクトル９の損失が大幅に増加
するという問題点もあつた（電気学会マグネテイ
クス研究会資料 MAG84−24参照。） この可飽和リアクトル９の損失が大幅に増加す
る問題点は全波形でも同様である。 以上説明した共振電流の影響による可飽和リア
クトルの異常温度上昇は、第９図に示す制御磁化
特性Ｈ−ΔBの関係を示す曲線がアモルフアス磁
心のように原点に近いところに位置する磁心を用
いたときのほうが著しかつた。（制御磁気特性に
関しては例えば、村上孝一著「磁気応用工学」朝
倉書店参照） ［問題点を解決するための手段］ 以上の問題点を解決するために、本発明は第１
に半波形増幅器として少なくとも１以上の２次巻
線を有する主変圧器と、該主変圧器の１次側に接
続された少なくとも１個のスイツチ素子と直流電
源とを有する１次回路と、前記主変圧器の２次側
に接続された整流回路と、前記主変圧器の２次巻
線の前記スイツチ素子がオンの時正極となる一端
との間に可飽和リアクトルを挿入して２次側制御
するDC−DCコンバータにおいて、前記整流回路
出力を検知し前記可飽和リアクトルに制御信号を
出力する制御回路網を有し、前記可飽和リアクト
ルとして出力巻線と共に制御巻線を設け、該制御
巻線の一端を前記制御回路網の出力端に、他端を
前記制御回路網の出力端の負極側に接続したこと
を特徴とするものである。 第２に全波形磁気増幅器として、少なくとも１
以上の中間タツプ付き２次巻線を有する主変圧器
と、該主変圧器の１次側に接続されたオン期間の
相異なる２個のスイツチ素子と直流電源とを有す
る１次回路と、前記主変圧器の２次側に接続され
た全波整流回路と、前記主変圧器の２次巻線の両
端にそれぞれ可飽和リアクトルを挿入して２次制
御するDC−DCコンバータにおいて前記整流回路
の出力を検知し前記２個の可飽和リアクトルに制
御電流を出力する制御回路網を有し、前記２個の
可飽和リアクトルに出力巻線と共に制御巻線を設
け、前記２個の可飽和リアクトルの制御巻線を直
列接続するとともに該制御巻線の一端を前記制御
回路網の出力端の正極側に、他端を前記制御回路
網の出力端の負極側に接続したことを特徴とする
ものである。 ［実施例］ 以下本発明を実施例により詳細に説明する。 実施例 １ 第１図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。第１図に於いてスイツチ素子３がオンすると
直流電源１が主変圧器５の１次巻線７を経て２次
巻線８に電圧を誘起し、これが可飽和リアクトル
９の出力巻線１９に印加される。この際、可飽和
リアクトル９の出力巻線１９は、出力電圧の検出
値に応じた所定の期間、スイツチ素子３がオンす
ることにより主変圧器５の２次巻線８に生ずる電
圧を阻止した後飽和する。 この結果、可飽和リアクトル９の出力巻線１９
の後段には、スイツチ素子３のオン期間から可飽
和リアクトル９の出力巻線１９が阻止した期間を
差し引いた期間、電圧が供給され、出力電圧が安
定化される。 この可飽和リアクトル９の出力巻線１９が電圧
を阻止する期間は端子１７，１８で検出された出
力電圧に応じて制御回路網１６がリセツト電流を
可飽和リアクトル９の制御巻線２０にダイオード
１５を通すことにより２次側で直接制御される。
この際、リセツト電流は、主変圧器５の２次巻線
８に流入しないため、従来技術のように主変圧器
を偏磁することがなくなつた。また可飽和リアク
トル９を負荷巻線１９のみでなく制御巻線２０を
磁気結合した構成としたため主スイツチ素子３が
オフの期間に前記共振電流に起因して可飽和リア
クトル９に流れる電流があつたにしても、その影
響を防止することができる（電気学会マグネテイ
クス研究会資料 MAG84−24参照）。 更に本願発明者は、第１図に示すような回路構
成をとることによりスイツチング電源の致命的欠
点と言われるノイズを低減する効果のあることも
見出した。すなわち、本願発明の技術的思想の具
体化として第１０図に示すような構成もとれる
が、このような構成を比較例として本願発明によ
るDC−DCコンバータのノイズ測定結果を第１１
〜１３図に示す。第１１図は低減放射ノイズを、
第１２図は高域放射ノイズを、第１３図は雑音端
子電圧を示す。いずれも厳しい法規制として知ら
れるドイツのVDE0875classB限界値に比較例よ
りも余裕をもつて、適合しており、今後厳しくな
ることが予想されるノイズ規制に対して、その産
業上の利用性は顕著である。 実施例 ２ 本発明を多出力回路に応用した一実施例を第２
図に示す。基本的な回路動作は実施例１と同じで
あり、主変圧器５の２次巻線３０にも同様に巻数
比に応じた電圧を誘起し、整流平滑され出力電圧
V01を発生する。この出力電圧の制御は、出力電
圧V01を検出し制御回路４により主スイツチ素子
３のパルス幅を直接変えることによつてなされて
いる。 また、制御回路網１６において、出力電圧V02
を分割抵抗２７と２８により分割された電圧がシ
ヤントレギユレータ２６（本素子の動作はリフア
レンス電圧値に応じて、カソード・アノード間の
電圧を変化させうる可変ツエナダイオードであ
る）のリフアレンス端子に印加される。この時、
出力電圧V02の変動に応じてリフアレンス端子電
圧が変化し、これによつてカソード・アノード間
電圧がそれに応じて変化し、制御用トランジスタ
２２のバイアス量が変化することにより可飽和リ
アクトルのリセツト電流が出力電圧V01に応じて
変化することにより出力電圧の安定化を図るもの
である。 第１表は、各種可飽和リアクトル磁心を用いた
ときの本実施例における可飽和リアクトル９の温
度上昇と、第７図に示すレーミー方式における可
飽和リアクトル９の温度上昇の比較を示す。ここ
で入出力条件は下記の通りである。 本発明により、可飽和リアクトルの温度上昇が
低減でき、その効果は特にアモルフアス磁心のよ
うに第９図におけるＨ−ΔBの曲線が原点に近い
所に位置する磁心ほど顕著である。 入力 DC 130V 周波数 100kHz V01＝ 5V I01＝10A V02＝ 10V I02＝ 4A
【表】
【表】
実施例 ３
本発明をハーフブリツジ型DC−DCコンバータ
に応用した回路構成図を第３図に示す。回路動作
は実施例１と同様である。 本方式によれば、可飽和リアクトルを２ケ使用
するため、それぞれの可飽和リアクトル９−１が
主スイツチ素子３−１のオフ期間、可飽和リアク
トル９−２が主スイツチ素子３−１のオフ期間と
いうように交互に充分な制御期間を利用できるた
め制御が可能であるという効果がある。 また、磁心材質を変えたときの可飽和リアクト
ル９−１，９−２の温度上昇と、比較例として第
８図に示したレーミー型回路を２石式DC−DCコ
ンバータに用いた場合の可飽和リアクトルの温度
上昇を比較すると、第２表に示す如く、本発明の
場合は温度上昇が極めて改良されており、この傾
向はアモルフアス磁心のように第９図におけるＨ
−ΔBの曲線が原点に近い所に位置する磁心ほど
顕著である。 なお入出力条件は下記の通りである。 入力 DC 130 周波数 100kHz 出力 12V 10A
に応用した回路構成図を第３図に示す。回路動作
は実施例１と同様である。 本方式によれば、可飽和リアクトルを２ケ使用
するため、それぞれの可飽和リアクトル９−１が
主スイツチ素子３−１のオフ期間、可飽和リアク
トル９−２が主スイツチ素子３−１のオフ期間と
いうように交互に充分な制御期間を利用できるた
め制御が可能であるという効果がある。 また、磁心材質を変えたときの可飽和リアクト
ル９−１，９−２の温度上昇と、比較例として第
８図に示したレーミー型回路を２石式DC−DCコ
ンバータに用いた場合の可飽和リアクトルの温度
上昇を比較すると、第２表に示す如く、本発明の
場合は温度上昇が極めて改良されており、この傾
向はアモルフアス磁心のように第９図におけるＨ
−ΔBの曲線が原点に近い所に位置する磁心ほど
顕著である。 なお入出力条件は下記の通りである。 入力 DC 130 周波数 100kHz 出力 12V 10A
【表】
実施例 ４
本発明をプツシユプル型DC−DCコンバータに
応用した回路構成図を第４図に示す。本回路の全
波形磁気増幅器の動作は第３図と同様であり、従
来のレーミー方式に比べ可飽和リアクトル９−
１，９−２の温度上昇は大幅に改善される。 実施例 ５ 本発明をフルブリツジ型DC−DCコンバータに
応用した回路構成を第５図に示す。本回路の動作
及び効果は実施例３及び４と同様である。 実施例 ６ 第６図は本発明をプツシユプル型出力DC−DC
コンバータに応用した回路構成図である。なお、
主変圧器５の１次側はハーフブリツジ型あるいは
フルブリツジ型としても効果は同様である。 ［発明の効果］ 以上の説明から明らかなように本発明によれば
主変圧器の偏磁を防止し、もつて破壊しにくい
DC−DCコンバータが実現するとともに、可飽和
リアクトルの温度上昇を著しく低減する効果もあ
ること、又ノイズ発生も低減した構成となること
等、実用性の効果は大きい。
応用した回路構成図を第４図に示す。本回路の全
波形磁気増幅器の動作は第３図と同様であり、従
来のレーミー方式に比べ可飽和リアクトル９−
１，９−２の温度上昇は大幅に改善される。 実施例 ５ 本発明をフルブリツジ型DC−DCコンバータに
応用した回路構成を第５図に示す。本回路の動作
及び効果は実施例３及び４と同様である。 実施例 ６ 第６図は本発明をプツシユプル型出力DC−DC
コンバータに応用した回路構成図である。なお、
主変圧器５の１次側はハーフブリツジ型あるいは
フルブリツジ型としても効果は同様である。 ［発明の効果］ 以上の説明から明らかなように本発明によれば
主変圧器の偏磁を防止し、もつて破壊しにくい
DC−DCコンバータが実現するとともに、可飽和
リアクトルの温度上昇を著しく低減する効果もあ
ること、又ノイズ発生も低減した構成となること
等、実用性の効果は大きい。
第１図は本発明の１石フオワード型DC−DCコ
ンバータへの実施例を示す構成図、第２図は本発
明の１石フオワード型の多出力回路への一応用例
を示す構成図、第３図は本発明のハーフブリツジ
型DC−DCコンバータへの一応用例を示す構成
図、第４図は本発明のプツシユプル型DC−DCコ
ンバータへの一応用例を示す構成図、第５図は、
本発明のフルブリツジ型DC−DCコンバータへの
一応用例を示す構成図、第６図は本発明の２石式
多出力DC−DCコンバータへの一応用例を示す構
成図、第７図は従来のレーミー型磁気制御方式１
石フオワード型DC−DCコンバータの構成図、第
８図は従来のレーミー型ハーフブリツジ型DC−
DCコンバータの構成図、第９図は各種可飽和磁
心の制御磁化特性である。第１０図は本願発明の
一比較例を示回路構成図、第１１図は低減放射ノ
イズの測定値を示す図、第１２図は高域放射ノイ
ズの測定値を示す図、第１３図は雑音端子電圧の
測定値を示す図である。
ンバータへの実施例を示す構成図、第２図は本発
明の１石フオワード型の多出力回路への一応用例
を示す構成図、第３図は本発明のハーフブリツジ
型DC−DCコンバータへの一応用例を示す構成
図、第４図は本発明のプツシユプル型DC−DCコ
ンバータへの一応用例を示す構成図、第５図は、
本発明のフルブリツジ型DC−DCコンバータへの
一応用例を示す構成図、第６図は本発明の２石式
多出力DC−DCコンバータへの一応用例を示す構
成図、第７図は従来のレーミー型磁気制御方式１
石フオワード型DC−DCコンバータの構成図、第
８図は従来のレーミー型ハーフブリツジ型DC−
DCコンバータの構成図、第９図は各種可飽和磁
心の制御磁化特性である。第１０図は本願発明の
一比較例を示回路構成図、第１１図は低減放射ノ
イズの測定値を示す図、第１２図は高域放射ノイ
ズの測定値を示す図、第１３図は雑音端子電圧の
測定値を示す図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 少なくとも１以上の２次巻線を有する主変圧
器と、該主変圧器の１次側に接続された少なくと
も１個のスイツチ素子と直流電源とを有する１次
回路と、前記主変圧器の２次巻線の前記スイツチ
素子がオンの時正極となる一端に可飽和リアクト
ルを挿入して２次側制御するDC−DCコンバータ
において、前記整流回路の出力を検知し前記可飽
和リアクトルに制御信号を出力する制御回路網を
有し、前記可飽和リアクトルとして出力巻線と共
に制御巻線を設け、該制御巻線の一端を前記制御
回路網の出力端の正極側に、他端を前記制御回路
網の出力端の負極側に接続したことを特徴とする
DC−DCコンバータ。 ２ 少なくとも１以上の中間タツプ付き２次巻線
を有する主変圧器と、該主変圧器の１次側に接続
されたオン期間の異なる２個のスイツチ素子と直
流電源とを有する１次回路と、前記主変圧器の２
次側に接続された全波整流回路と、前記主変圧器
の２次巻線の両端にそれぞれ可飽和リアクトルを
挿入して２次側制御するDC−DCコンバータにお
いて、前記整流回路の出力を検知し前記２個の可
飽和リアクトルに制御信号を出力する制御回路網
を有し、前記２個の可飽和リアクトルに出力巻線
と共に制御巻線を設け、前記２個の可飽和リアク
トルの制御巻線の一端を前記制御網の出力端の正
極側に、他端を前記制御回路網の負極側に接続し
たことを特徴とするDC−DCコンバータ。 ３ 主変圧器の１次側にスイツチ素子を４個用い
てフル・ブリツジ回路とした特許請求の範囲第２
項記載のDC−DCコンバータ。 ４ 可飽和リアクトルの磁心としてアモルフアス
を用いた特許請求の範囲第１〜３項から選ばれる
１つの項に記載のDC−DCコンバータ。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2489885 | 1985-02-12 | ||
| JP60-24898 | 1985-02-12 | ||
| JP60-135203 | 1985-06-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6289478A JPS6289478A (ja) | 1987-04-23 |
| JPH0250710B2 true JPH0250710B2 (ja) | 1990-11-05 |
Family
ID=12151000
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2819486A Granted JPS6289478A (ja) | 1985-02-12 | 1986-02-12 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6289478A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4849874A (en) * | 1988-10-24 | 1989-07-18 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Single mag amp control system for regulating bipolar voltage output of a power converter |
| JP2803943B2 (ja) * | 1992-10-21 | 1998-09-24 | アルプス電気株式会社 | 非接触電力供給装置 |
| JP4718773B2 (ja) * | 2003-12-11 | 2011-07-06 | Ｔｄｋラムダ株式会社 | コンバータ |
| JP5638817B2 (ja) * | 2010-03-04 | 2014-12-10 | 川崎重工業株式会社 | 磁気増幅器 |
| JP5232194B2 (ja) * | 2010-06-11 | 2013-07-10 | 株式会社東芝 | スイッチング電源装置 |
| JP5539850B2 (ja) * | 2010-12-27 | 2014-07-02 | 川崎重工業株式会社 | 磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路 |
-
1986
- 1986-02-12 JP JP2819486A patent/JPS6289478A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6289478A (ja) | 1987-04-23 |
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Legal Events
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