JPS6244071A - 磁気制御型dc−dcコンバ−タ - Google Patents
磁気制御型dc−dcコンバ−タInfo
- Publication number
- JPS6244071A JPS6244071A JP18232985A JP18232985A JPS6244071A JP S6244071 A JPS6244071 A JP S6244071A JP 18232985 A JP18232985 A JP 18232985A JP 18232985 A JP18232985 A JP 18232985A JP S6244071 A JPS6244071 A JP S6244071A
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はDC−DCコンバータに関するものであり、特
に可飽和リアクトルを用いて出力の制御を行なう磁気制
御型DC−DCコンバータの改良に関する。
に可飽和リアクトルを用いて出力の制御を行なう磁気制
御型DC−DCコンバータの改良に関する。
DC−DCコンバータにおいては、従来から可飽和リア
クトルにより2次側で出力電圧を制御するレーミー型磁
気制御方式が広く用いられてきた。第4図にレーば一型
磁気制御方式により7・−7,ブリッジWDC−DCコ
ンバータノ回路構成図を示す。本方式においては出力電
圧を検出し、前記出力電圧に応じて制御回路網27が可
飽和リアクトル15又は14に負荷電流と逆向きのリセ
ット電流を流すことにより出力の安定化が行なわれてい
る。(を見学会資料マグネティクス研究会λイAG84
−2s参照)〔発明が解決しようとする問題点〕 第4回の回路構成においては、第5図の谷部波形に示す
如く、磁気181j御の原理に2いては可飽和リアクト
ル13に電圧が印加されないはずの期間にも、図中用1
IiJ1部分で示すように電圧が印加され使用する可飽
和リアクトル13の温度上昇が異常に増力口するという
問題があった。上記可飽和リアクトル13に不必要な電
圧が印刀口される原因は、スイッチ素子5の主亀偽間の
表金容量及びスイッチ素子3のターンオフ時に生ずるサ
ージaifを吸収するために設けるスナバ−回路のコン
デンブ谷址と、主変圧器2の巻、!!11のインダクタ
ンスによつC生じる共振電流の影響でちり、同様の原因
により町飽、和リアクトル14にも同様の現象が生じる
。(蝋−A羊会マグネティクス研究会資料MAG84−
24参照)以上説明した共振電流の影響による可飽和リ
アクトルの異常温度上昇は、第7図に示す可飽和リアク
トル磁心の制御磁化特性のH−ΔBの関係を示す曲縁が
アモルファス磁心のように原点に近いところに位置する
磁心を用いたときのほうが著るしかった。(制御磁化特
性に関しては例えは村上孝−著「磁気応用工学」副書書
店参照)〔問題点を解決するための手段〕 以上の問題点を解決するために、本発明は少なくとも1
以上の2次巻線を有する主変圧器と該X圧器の1次側に
接続されたオン期間の異なる2個のスイッチ素子と直流
電源とを有する1次回路と、前記主変圧器の2次側に接
続された全波整流回路と、前記主変圧器の2次巻線の1
端に2個の可飽和リアクトルを並列に挿入して2次側制
御するDC−DCコンバータにおいて、前記整流回路の
出力を検知し前記2個の可飽和リアクトルに制御電流を
出力する制御回路網を有し、前記2個の可飽和リアクト
ルに出力巻線と共に制御巻線を設け、前記2個の可飽和
リアクトルの制御巻線を直列接続するとともに該制御巻
線の一端を前記制御回路網の出力端の正極側に、他端を
前記制御回路網の出力端の負極側に接続したことを特徴
とするものである。
クトルにより2次側で出力電圧を制御するレーミー型磁
気制御方式が広く用いられてきた。第4図にレーば一型
磁気制御方式により7・−7,ブリッジWDC−DCコ
ンバータノ回路構成図を示す。本方式においては出力電
圧を検出し、前記出力電圧に応じて制御回路網27が可
飽和リアクトル15又は14に負荷電流と逆向きのリセ
ット電流を流すことにより出力の安定化が行なわれてい
る。(を見学会資料マグネティクス研究会λイAG84
−2s参照)〔発明が解決しようとする問題点〕 第4回の回路構成においては、第5図の谷部波形に示す
如く、磁気181j御の原理に2いては可飽和リアクト
ル13に電圧が印加されないはずの期間にも、図中用1
IiJ1部分で示すように電圧が印加され使用する可飽
和リアクトル13の温度上昇が異常に増力口するという
問題があった。上記可飽和リアクトル13に不必要な電
圧が印刀口される原因は、スイッチ素子5の主亀偽間の
表金容量及びスイッチ素子3のターンオフ時に生ずるサ
ージaifを吸収するために設けるスナバ−回路のコン
デンブ谷址と、主変圧器2の巻、!!11のインダクタ
ンスによつC生じる共振電流の影響でちり、同様の原因
により町飽、和リアクトル14にも同様の現象が生じる
。(蝋−A羊会マグネティクス研究会資料MAG84−
24参照)以上説明した共振電流の影響による可飽和リ
アクトルの異常温度上昇は、第7図に示す可飽和リアク
トル磁心の制御磁化特性のH−ΔBの関係を示す曲縁が
アモルファス磁心のように原点に近いところに位置する
磁心を用いたときのほうが著るしかった。(制御磁化特
性に関しては例えは村上孝−著「磁気応用工学」副書書
店参照)〔問題点を解決するための手段〕 以上の問題点を解決するために、本発明は少なくとも1
以上の2次巻線を有する主変圧器と該X圧器の1次側に
接続されたオン期間の異なる2個のスイッチ素子と直流
電源とを有する1次回路と、前記主変圧器の2次側に接
続された全波整流回路と、前記主変圧器の2次巻線の1
端に2個の可飽和リアクトルを並列に挿入して2次側制
御するDC−DCコンバータにおいて、前記整流回路の
出力を検知し前記2個の可飽和リアクトルに制御電流を
出力する制御回路網を有し、前記2個の可飽和リアクト
ルに出力巻線と共に制御巻線を設け、前記2個の可飽和
リアクトルの制御巻線を直列接続するとともに該制御巻
線の一端を前記制御回路網の出力端の正極側に、他端を
前記制御回路網の出力端の負極側に接続したことを特徴
とするものである。
以下本発明を実施例により詳細に説明する。
(実施例1)
第1図は本発明をハーフ、ブリッジ型DC−DCコンバ
ータへ適用した1実施例を示す回路構成図である。第1
図に於て直流電源1はコンデンサ7及び8により分圧さ
れており、スイッチ素子3がオンするとコンデンサ7の
両端電圧が主変圧器2の1次巻線11を経て2次巻線1
2に図示黒丸を正極とする電圧を誘起し、これが可飽和
リアクトル13の出力巻線15.ダイオード19、平滑
チ冒−り25.平滑コンデンサ24.ダイオード22.
主変圧器2の2次巻線12の経路で、平滑コンデンサ2
4を充電し出力端25 、26に直流電圧を発生する。
ータへ適用した1実施例を示す回路構成図である。第1
図に於て直流電源1はコンデンサ7及び8により分圧さ
れており、スイッチ素子3がオンするとコンデンサ7の
両端電圧が主変圧器2の1次巻線11を経て2次巻線1
2に図示黒丸を正極とする電圧を誘起し、これが可飽和
リアクトル13の出力巻線15.ダイオード19、平滑
チ冒−り25.平滑コンデンサ24.ダイオード22.
主変圧器2の2次巻線12の経路で、平滑コンデンサ2
4を充電し出力端25 、26に直流電圧を発生する。
一方スイッチ素子4がオンするとコンデンサ8の両端電
圧が主変圧器2の1次巻線11を経て2次巻線12に図
示黒丸と逆極性側を正極とする電圧を誘起し、これがダ
イオード21.平滑チ嘗−り23.平滑コンデンサ24
.ダイオード20.可飽和リアクトル14の出力巻線1
6.主変圧器2の2次巻線12の経路で平滑コンデンサ
24を充電し出力端25.26に直流電圧を発生する。
圧が主変圧器2の1次巻線11を経て2次巻線12に図
示黒丸と逆極性側を正極とする電圧を誘起し、これがダ
イオード21.平滑チ嘗−り23.平滑コンデンサ24
.ダイオード20.可飽和リアクトル14の出力巻線1
6.主変圧器2の2次巻線12の経路で平滑コンデンサ
24を充電し出力端25.26に直流電圧を発生する。
ところで以上の動作において制御回路網27は端子25
.26で検出された出力電圧に応じてリセット電流を可
飽和リアクトル13の制御巻@17及び可飽和リアクト
ル14の制御巻線18にダイオード28を通して流し、
出力電圧を2次側で直流制御する。可飽和リアクトル1
6及び1464 、それぞれ出力巻線15及び16のみ
でなく制御巻線17及び18を磁気結合した構成として
いるため前記共振電流に起因して可飽和リアクトルに印
加される制御に不必要な電圧を第6図に示すように防止
することができる。すなわち、スイッチ素子3がオフ期
間に前記共振電流に起因して主変圧器2の2次巻?a1
2に黒丸を正極性とする電圧が誘起しようとしても、制
御巻線17を流れるリセ′ト電流が磁気結合によって出
力巻線15にm記共振1!流に起因する主変圧器202
次巻線12の黒丸を正極性として誘起しようとする電圧
を防止することが可能となり可飽和リアクトル13に制
御に不易」グな′電圧の印加されることはなくなる。第
1表に第7図に示す各捕可飽和リアクトル磁心を用いた
ときの本実施例における可飽和リアクトルの最大温度上
昇と、第4図に示す従来回路における可飽和リアクトル
の最大温度上昇の比較を示す。
.26で検出された出力電圧に応じてリセット電流を可
飽和リアクトル13の制御巻@17及び可飽和リアクト
ル14の制御巻線18にダイオード28を通して流し、
出力電圧を2次側で直流制御する。可飽和リアクトル1
6及び1464 、それぞれ出力巻線15及び16のみ
でなく制御巻線17及び18を磁気結合した構成として
いるため前記共振電流に起因して可飽和リアクトルに印
加される制御に不必要な電圧を第6図に示すように防止
することができる。すなわち、スイッチ素子3がオフ期
間に前記共振電流に起因して主変圧器2の2次巻?a1
2に黒丸を正極性とする電圧が誘起しようとしても、制
御巻線17を流れるリセ′ト電流が磁気結合によって出
力巻線15にm記共振1!流に起因する主変圧器202
次巻線12の黒丸を正極性として誘起しようとする電圧
を防止することが可能となり可飽和リアクトル13に制
御に不易」グな′電圧の印加されることはなくなる。第
1表に第7図に示す各捕可飽和リアクトル磁心を用いた
ときの本実施例における可飽和リアクトルの最大温度上
昇と、第4図に示す従来回路における可飽和リアクトル
の最大温度上昇の比較を示す。
以下余白
第 1 表
本発明により、可飽和リアクトルの温度上昇が低減でき
、その効果はアモルファス磁心のように第7図における
H−ΔBの曲線が原点に近い所に位置する磁心はど顕著
である。
、その効果はアモルファス磁心のように第7図における
H−ΔBの曲線が原点に近い所に位置する磁心はど顕著
である。
(実施例2)
本発明をプツシニブル屋DC−DCコンバータに応用し
た回路構成図を第2図に示す。主変圧器202次側の回
路動作は実施例1と全く同様であり、従来技術と比べて
可飽和リアクトルの温度上昇を抑制することが可能であ
る。
た回路構成図を第2図に示す。主変圧器202次側の回
路動作は実施例1と全く同様であり、従来技術と比べて
可飽和リアクトルの温度上昇を抑制することが可能であ
る。
(実施例3)
本i明t−フル、ブリッジfiDC−DCコンバータに
応用した回路構成図を第3図に示す。主変圧器2の2次
側の回路動作は実施例1と全く同様であり、従来技術と
比べて可飽和リアクトルの@度上昇を抑制することが可
能である。
応用した回路構成図を第3図に示す。主変圧器2の2次
側の回路動作は実施例1と全く同様であり、従来技術と
比べて可飽和リアクトルの@度上昇を抑制することが可
能である。
以上説明したように、本発明により可飽和リアクトルの
温度上昇を抑制したハーフ、ブリッジ型、プツシェ、プ
ルを、フル、ブリッジ量の2次側を全波整流回路とした
磁気制御WDC−D−Cコンバータを得ることが可能と
なる。また本発明によれば主変圧器の2次巻線に中間タ
ップを設ける必要がなくなるため主変圧器の巻線構造が
簡単になるという特徴も有する他、主変圧器の2次巻線
を複数設けることにより多出力化への対応も可能である
。
温度上昇を抑制したハーフ、ブリッジ型、プツシェ、プ
ルを、フル、ブリッジ量の2次側を全波整流回路とした
磁気制御WDC−D−Cコンバータを得ることが可能と
なる。また本発明によれば主変圧器の2次巻線に中間タ
ップを設ける必要がなくなるため主変圧器の巻線構造が
簡単になるという特徴も有する他、主変圧器の2次巻線
を複数設けることにより多出力化への対応も可能である
。
第1図は本発明の1実施例であってハーフ。
7’ IJ 7ジmDC−DCコンバータへの適用例を
示す回路構成図、第2図、第3図はそれぞれ本発明のプ
ツシニブル型DC−DCコンバータ及ヒフル、ブリッジ
fiDc−DCコ/バータへの応用金示す回路構成図+
lls ’図は従来の磁気制御盤LIC−DCコ/パ
ータの回路構成図、第5図は第4図の従来の磁気制御型
DC−DCコンバータにおける各部波形、第6図は第1
図に示す本発明の磁気制御fiDc−DCコンバータに
おける各部波形、第7図は各種可飽和リアクトル磁心の
制御御磁化特性である。 1・・・直流電源 2・・・主変圧器6.4
・・・スイッチ素子 5.6・・・発振器16、14
・・・可飽和リアクトル 27・・・制御回路網 ?2・・・主変圧器2の2次巻線電圧 ?8R・・・可飽和リアクトル13の出力巻線15の電
圧
示す回路構成図、第2図、第3図はそれぞれ本発明のプ
ツシニブル型DC−DCコンバータ及ヒフル、ブリッジ
fiDc−DCコ/バータへの応用金示す回路構成図+
lls ’図は従来の磁気制御盤LIC−DCコ/パ
ータの回路構成図、第5図は第4図の従来の磁気制御型
DC−DCコンバータにおける各部波形、第6図は第1
図に示す本発明の磁気制御fiDc−DCコンバータに
おける各部波形、第7図は各種可飽和リアクトル磁心の
制御御磁化特性である。 1・・・直流電源 2・・・主変圧器6.4
・・・スイッチ素子 5.6・・・発振器16、14
・・・可飽和リアクトル 27・・・制御回路網 ?2・・・主変圧器2の2次巻線電圧 ?8R・・・可飽和リアクトル13の出力巻線15の電
圧
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1)少なくとも1以上の2次巻線を有する主変圧器と、
該主変圧器の1次側に接続されたオン期間の異なる2個
のスイッチ素子と直流電源とを有する1次回路と、前記
主変圧器の2次側に接続された全波整流回路と、前記主
変圧器の2次巻線の1端に2個の可飽和リアクトルを並
列に挿入して2次側制御するDC−DCコンバータにお
いて、前記整流回路の出力を検知し前記2個の可飽和リ
アクトルに制御電流を出力する制御回路網を有し、前記
2個の可飽和リアクトルに出力巻線と共に制御巻線を設
け、前記2個の可飽和リアクトルの制御巻線を直列接続
するとともに該制御巻線の一端を前記制御回路網の出力
端の正極側に、他端を前記制御回路網の出力端の負極側
に接続することを特徴とする磁気制御型DC−DCコン
バータ。 2)主変圧器の1次側にスイッチ素子を4個用いてフル
。ブリッジ回路とした特許請求の範囲第1項記載の磁気
制御型DC−DCコンバータ。 3)特許請求の範囲第1項及び第2項から選ばれる1つ
の項に記載のDC−DCコンバータにおいて、前記可飽
和リアクトルの磁心としてアモルファスを用いたことを
特徴とする磁気制御型DC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18232985A JPS6244071A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | 磁気制御型dc−dcコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18232985A JPS6244071A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | 磁気制御型dc−dcコンバ−タ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6244071A true JPS6244071A (ja) | 1987-02-26 |
Family
ID=16116401
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18232985A Pending JPS6244071A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | 磁気制御型dc−dcコンバ−タ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6244071A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2001071896A1 (fr) * | 2000-03-23 | 2001-09-27 | Tdk Corporation | Alimentation a decoupage |
-
1985
- 1985-08-20 JP JP18232985A patent/JPS6244071A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2001071896A1 (fr) * | 2000-03-23 | 2001-09-27 | Tdk Corporation | Alimentation a decoupage |
US6567285B2 (en) | 2000-03-23 | 2003-05-20 | Tdk Corporation | Switching power supply unit |
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