JPS6236467B2

JPS6236467B2 -

Info

Publication number: JPS6236467B2
Application number: JP809382A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Sato; Mikio Maeda; Masahiro Kosaka
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1982-01-20
Filing date: 1982-01-20
Publication date: 1987-08-07
Also published as: JPS58127564A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、出力直流電圧を安定化した直列共振
型DC―DCコンバータを使用した定電圧電源装置
に関するものである。

従来のスイツチングレギユレータは、スイツチ
ング素子のオン・オフ動作の時比率を制御して出
力直流電圧を安定化させるPWM方式が一般的で
ある。しかし、上記方式の欠点は、スイツチング
素子のオン・オフ時に電流と電圧が急峻に変化す
る期間が存在するため、スイツチング損失が大き
く、不要輻射雑音も大きいことである。そのた
め、上記スイツチングレギユレータを音響機器用
電源と考えるならば、入出力部に不要輻射雑音を
大きく減衰させるためのフイルタを挿入し、さら
に、完全密閉したシールドを施す等の雑音対策を
必要とするために、コストアツプ、信頼性の低下
等の問題を有する。

上記欠点を解決する一手段として、コンデンサ
とコイルで構成された直列共振回路を利用した直
列共振型DC―DCコンバータが提案されている。
この直列共振型DC―DCコンバータは、直列共振
回路により、スイツチング素子の導通時の電流波
形が正弦波状となり、上記スイツチング素子のオ
ン・オフ時に電流と電圧が零で交差する。そのた
め、スイツチング損失および不要輻射雑音が著し
く減少する特徴をもつ。しかしながら、上記直列
共振型DC―DCコンバータは、入出力変動に対
し、上記特徴を損なわずに出力直流電圧を安定化
させるための制御が困難であつた。

上記の点を踏まえて、従来使用されていた直列
共振型DC―DCコンバータについて、その回路構
成および動作について説明する。

第１図は、従来の直列共振型DC―DCコンバー
タの基本回路構成図、第２図ａ，ｂ，ｃはその動
作波形図である。第１図において、直列に接続さ
れた２つの入力直流電源１，２の両端子間に、オ
ン・オフ動作を行なうスイツチング素子（例え
ば、トランジスタ、サイリスタ等）３，４を直列
に接続し、上記入力直流電源１，２とスイツチン
グ素子３，４の中点の間に、直列に接続された共
振用コンデンサ７、変換トランス５の１次巻線５
ａを接続している。また、変換トランス５の２次
巻線５ｂには、整流回路８および平滑コンデンサ
９を接続し、その出力端子ａ，ｂには負荷１０を
接続している。ここで、共振用コンデンサ７と変
換トランス５の実効もれインダクタンスで構成さ
れた直列共振回路に流れる共振電流をｉ、共振用
コンデンサ７の充電電圧をＶ_cとする。第２図
ａ，ｂ，ｃにスイツチング素子３，４のオン・オ
フ状態と、上記共振電流ｉ、充電電圧Ｖ_cの動作
波形図を示す。第２図において、時刻t₁でスイツ
チング素子３がオンし、共振電流ｉは時刻t₁から
時刻t₂間に、共振用コンデンサ７のキヤパシタン
スと前記実効もれインダクタンスにより周期が決
まる正弦波状の電流となる。上記期間に、充電電
圧Ｖ_cは、初期充電電圧―Ｖ_c1から共振電流ｉに
よりＶ_c1となる。

次に、時刻t₂において、スイツチング素子３が
オフとなる。時刻t₂≦ｔ≦t₃の間は、スイツチン
グ素子３，４共にオフであるため、共振電流ｉは
零となり、共振用コンデンサ７の充電電圧Ｖ_c1も
放電経路がないため一定のままである。時刻t₃
で、スイツチング素子４がオンになると、時刻t₁
≦ｔ≦t₃の間の動作波形と正負逆の動作波形とな
り、以後、再びスイツチング素子３がオンになる
と、同じ動作を繰り返す。また、共振電流ｉは、
変換トランス５を介して２次側へ伝達され、整
流・平滑後、所定の出力直流電圧として負荷１０
に供給される。

以上が従来の直列共振型DC―DCコンバータの
回路構成および動作である。上記直列共振型DC
―DCコンバータを制御する手段として、共振用
コンデンサ７のキヤパシタンス値を制御すること
と、スイツチング素子３，４が共にオフ状態の期
間、つまりスイツチング周波数を制御することが
提案されている。しかし、いずれの場合も、共振
電流ｉの電流量が変わらないため、制御が困難で
あつた。

本発明は、上記の直列共振型DC―DCコンバー
タを、共振方式の特徴を損なわずに、広範囲な入
出力変動に対して出力直流電圧を安定化するよう
にした定電圧電源装置を提供しようとするもので
ある。

以下、本発明について説明するが、その前に本
発明で使用する可変インダクタンス素子について
説明する。第３図はその一例を示す概略構成図、
第４図はその特性図、第５図はその等価的な記号
を表わした図である。第３図において、Ｅ形コア
とＩ形コアの組合せ体、または２つのＥ形コアの
組合せ体の両脚のそれぞれに交流巻線Ｎ_a，Ｎ_bを
設け、中央脚には直流巻線Ｎ_cを設け、直流巻線
Ｎ_cの両端には直流電源Ｉ_cが接続されている。ま
た、Ａ，Ｂは入出力端子であり、Ｃ，Ｄは制御端
子である。また、交流巻線Ｎ_a，Ｎ_bは入出力端子
Ａ，Ｂからの交流電流により中央脚に誘導される
磁束が相殺されるような巻き方とする。つまり、
磁束φ_２とφ₂′は等しい状態である。ここで、直
流電流源Ｉ_cから直流電流ｉ_cを流すことにより磁
束φ_１が直流巻線Ｎ_cに発生し、入出力端子Ａ，
Ｂ間のインダクタンス値が変化する。直流電流ｉ
_cによるインダクタンス値の変化を第４図に示
す。よつて、制御端子Ｃ，Ｄ間を流れる直流電流
ｉ_cを変えることで、入出力端子Ａ，Ｂ間のイン
ダクタンスを減少方向に制御することが可能とな
る。上述の可変インダクタンス素子の等価的な記
号を第５図に示し、以下、これを使用した本発明
の実施例について第６図以後の図面を参照して説
明する。第６図は本発明の第１の実施例の回路構
成図で、第１図で説明したものと同様の機能を有
するものは同一の符号を付している。また、第７
図ａ，ｂ，ｃは第６図における動作波形図であ
る。

第６図において、１１は第３図で説明したごと
き可変インダクタンス素子であり、その入出力端
子Ａ，Ｂは共振用コンデンサ７の両端に接続され
ている。１２は比較回路、１３は直流電流制御回
路、１４は振り分け回路である。上記比較回路１
２は、各入力端子に、出力端子ａ，ｂに現われる
出力直流電圧と、予め定められた基準電圧Ｅ_Sと
が供給され、それぞれの電圧値を比較し、その比
較した結果の差信号を直流電流制御回路１３と振
り分け回路１４に供給する。直流電流制御回路１
３は、上記比較回路１２から与えられる信号に応
じた直流電流を可変インダクタンス素子１１の制
御端子Ｃ，Ｄに与えて、その入出力端子Ａ，Ｂ間
のインダクタンスを変えるように作用するもの
で、第１の制御手段を構成する。

また、振り分け回路１４は、上記比較回路１２
の出力に応じて周波数変調されたパルス列を発生
し、これをスイツチング素子３，４に振り分けて
供給して、交互にオン・オフさせるもので、第２
の制御手段を構成する。

上記第６図の実施例の動作を説明するに先立
ち、まず、本発明の動作原理について第６図と理
論的に等価な第８図を参照して説明しておく。第
８図において、１５は等価コイルで、変換トラン
ス５の１次巻線５ａに並列に接続されている。上
記等価コイル１５は、可変インダクタンス素子１
１のインダクタンスが、第８図の回路に変換した
ときのインダクタンスを表わすものである。

以上の回路構成において、変換トランス５の１
次巻線に流れる電流は、等価コイル１５のインダ
クタンスの値により変化するため、等価コイル１
５のインダクタンスを変えることにより、変換ト
ランス５の１次巻線５ａから２次巻線５ｂ側へ伝
達されるエネルギーを変えることが出来る。

上記原理を踏まえて、第７図の動作波形を説明
する。同図において、共振電流ｉは、共振用コン
デンサ７のキヤパシタンスと変換トランス５の実
効もれインダクタンスおよび可変インダクタンス
素子１１のインダクタンスにより決定される。ス
イツチング素子３，４と共振電流ｉとの関係は第
１図と全く同様である。時刻t₁から時刻t₂にかけ
て、共振用コンデンサ７の充電電圧は、共振電流
ｉと可変インダクタンス素子１１からの制御電流
ｉ_Lにより充電され、−Ｖ_c2からＶ_c2に変化する。
時刻t₂時に共振電流ｉが零となり、以後制御電流
ｉ_Lにより充電電圧はＶ_c2→Ｖ_c3→Ｖ_c2と変化して
いく。

以後、時刻t₃から時刻t₅にかけて動作波形は正
負逆となり、以後、スイツチング素子３がオンす
る時刻t₁からは同一の波形となる。また、制御電
流ｉ_Lは共振電流ｉに同期し、制御電流ｉ_Lの電流
量は、前記動作原理より、可変インダクタンス素
子１１のインダクタンスの値に関係する。さら
に、制御電流ｉ_Lはスイツチング素子３，４のス
イツチング周波数によつても変化する。

以上より、制御電流ｉ_Lを変えることで、共振
電流ｉが変わり、変換トランス５の１次側から２
次側へ伝達するエネルギーを変えることが出来
る。

なお、上記動作における制御は、出力直流電圧
が低い（または高い）場合、可変インダクタンス
素子１１のインダクタンスを大きく（または小さ
く）し、スイツチング素子３，４のスイツチング
周波数を高く（または低く）するようになつてい
る。

本発明の第２の実施例を第９図に示す。この第
２の実施例は、第６図に示した第１の実施例にお
ける入出力変動に対する制御範囲をさらに広げよ
うとするものである。従来例の共振方式における
共振電流は、共振用コンデンサの初期充電電圧値
により決定される。これを利用して、第２の実施
例はスイツチング素子がオフ時の期間で、上記充
電電圧値を変化させるようにしたものである。

以下、この第２の実施例を第１０図に示す動作
波形図を参照して説明するが、第６図で説明した
ものと同様の機能を有するものには同一の符号を
付し、それらのここでの重複する説明については
省略する。この第９図において、第６図の実施例
と異なる点は、スイツチング素子３，４の導通方
向と反対方向に導通するように、ダイオード１
６，１７をスイツチング素子３，４に並列に接続
したことである。

動作原理としては、共振電流ｉと制御電流ｉ_L
により共振用コンデンサ７に蓄積されたエネルギ
ーをオフ期間に回生電流として、ダイオード１
６，１７を経て入力直流電源１，２に回生するこ
とを利用するものである。つまり、第１０図にお
いて、時刻t₂から時刻t₂′の期間で共振用コンデン
サ７の放電により回生電流が流れる。さらに、回
生電流量を決定するのは、共振電流が流れ終つた
時刻t₂時の充電電圧値Ｖ_c5による。充電電圧Ｖ_c5
は、共振用コンデンサ７に流れ込む電流量で決ま
るため、前記第６図に示した第１の実施例で説明
したように、可変インダクタンス素子１１のイン
ダクタンス値を変えることで制御電流量が変化す
ることを利用して、共振用コンデンサ７に流れ込
む電流を制御することができる。これにより、オ
フ期間の充電電圧は、回生電流が流れた量だけ変
化することになる。第１０図においては、時刻t₂
から時刻t₃の期間で、充電電圧はＶ_c5からＶ_c4へ
と変化している。前述の共振電流はオン時の初期
充電電圧値によつて決定されることより、共振電
流自体も変化する。

従つて、制御としては、初期充電電圧を変える
手段を用いる。つまり、出力直流電圧が低い（ま
たは高い）場合、可変インダクタンス素子１１の
インダクタンスを大きく（または小さく）し、ス
イツチング素子３，４のスイツチング周波数を高
く（または低く）して、前述したように回生電流
量を少なく（または多く）するような制御手段を
用いる。

本発明の第３の実施例を第１１図に示す。この
第３の実施例は、第６図に示した第１の実施例に
おける入出力変動に対する制御範囲をさらに広げ
たもので、その動作波形を第１２図に示す。この
実施例においても先述の第１の実施例で説明した
ものと同様の機能を有するものには同一の符号を
付している。第１１図において、１８，１９はダ
イオード、２０，２１は回生コイルで、それぞれ
直列に接続されている。この場合、上記ダイオー
ド１８，１９と回生コイル２０，２１は、それぞ
れスイツチング素子３，４と変換トランス５の１
次巻線５ａの直列接続回路に対し並列に接続さ
れ、かつ上記ダイオード１８，１９は、それぞれ
スイツチング素子３，４の導通方向と反対方向に
導通する向きに接続されている。

次に、この第３の実施例の動作原理について第
１２図の動作波形図を参照して説明する。本実施
例は先の第２の実施例（第９図）で説明した動作
原理を応用したものである。すなわち第２の実施
例では、回生電流が変換トランス５の１次巻線５
ａを通過するため、共振電流と共に出力へのエネ
ルギーとして利用されているが、第１１図に示す
第３の実施例においては、回生電流の経路を、変
換トランス５を含まずに、ダイオード１８，１９
と回生コイル２０，２１で構成したものである。
この場合、回生電流の共振周期は、回生コイル２
０，２１のインダクタンス値により任意に変える
ことが出来る。以上の動作波形を示したのが第１
２図であり、回生電流ｉ_d1，ｉ_d2を共振電流ｉに
重ね合わせることで、第２の実施例の動作波形図
（第１０図）と全く同様になり、第２の実施例と
同様の制御手段にて出力直流電圧を安定化するこ
とが出来る。

なお、以上の本発明の実施例は、スイツチング
素子を２個使用したハーフブリツジ構成の場合で
説明したが、４個のスイツチング素子を使用した
フルブリツジ構成とした場合でも同様の効果が得
られる。さらに、直列共振回路のインダクタンス
として、前述の各実施例では変換トランス５の実
効もれインダクタンスを利用したが、共振用コン
デンサと変換トランスの１次巻線に直列に別の共
振用コイルを挿入し、上記共振用コイルのインダ
クタンスを利用して構成することも可能である。
また、本発明で使用する可変インダクタンス素子
は第３図に示した構成のものに限られるものでは
なく、電気信号によつてインダクタンス値を可変
できるものであれば、どのようなものでも使用す
ることが可能である。

以上のように本発明によれば、簡単な回路構成
により、直列共振型DC―DCコンバータの特長を
生かしながら、広範囲の入出力変動に対して、出
力直流電圧を安定化することができるもので、そ
の工業的価値はきわめて高いものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直列共振型DC―DCコンバータ
の回路構成図、第２図ａ，ｂ，ｃはその動作波形
図、第３図は本発明で使用する可変インダクタン
ス素子の構成例を示す概略図、第４図はその特性
図、第５図はその等価記号図、第６図は本発明の
第１の実施例の回路構成図、第７図ａ，ｂ，ｃは
その動作波作図、第８図は第６図の等価回路図、
第９図は本発明の第２の実施例の回路構成図、第
１０図ａ，ｂ，ｃはその動作波形図、第１１図は
本発明の第３の実施例の回路構成図、第１２図
ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆはその動作波形図であ
る。１，２…入力直流電源、３，４…スイツチング
素子、５…変換トランス、５ａ…１次巻線、５ｂ
…２次巻線、７…共振用コンデンサ、８…整流回
路、９…平滑用コンデンサ、１０…負荷、１１…
可変インダクタンス素子、１２…比較回路、１３
…直流電流制御回路、１４…振り分け回路、１
６，１７，１８，１９…ダイオード、２０，２１
…回生コイル。

Claims

【特許請求の範囲】１入力直流電源に対し、少なくともオン・オフ
動作するスイツチング素子と変換トランスの１次
巻線および共振用コンデンサを含めてなる直列接
続回路が接続され、前記変換トランスの２次巻線
に整流回路と平滑回路を接続して出力直流電圧を
得るように構成されたDC―DCコンバータと、前
記共振用コンデンサに並列に接続された可変イン
ダクタンス素子と、前記出力直流電圧の関数とし
て前記可変インダクタンス素子のインダクタンス
を制御する第１の制御手段と、前記出力直流電圧
の関数として前記スイツチング素子のスイツチン
グ周波数を制御する第２の制御手段を具備してな
ることを特徴とする定電圧電源装置。２特許請求の範囲第１項の記載において、スイ
ツチング素子に並列に前記スイツチング素子の導
通方向と反対方向に導通するように一方向性素子
を接続したことを特徴とする定電圧電源装置。３特許請求の範囲第１項の記載において、コイ
ルと、スイツチング素子の導通方向と反対方向に
導通するような一方向性素子とが直列に接続され
た回路を、スイツチング素子と変換トランスの１
次巻線の直列接続回路に対して並列に接続したこ
とを特徴とする定電圧電源装置。