JPS58127564A - 定電圧電源装置 - Google Patents
定電圧電源装置Info
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- JPS58127564A JPS58127564A JP809382A JP809382A JPS58127564A JP S58127564 A JPS58127564 A JP S58127564A JP 809382 A JP809382 A JP 809382A JP 809382 A JP809382 A JP 809382A JP S58127564 A JPS58127564 A JP S58127564A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Power Engineering (AREA)
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、出力直流電圧を安定化した直列共振型Ｄ（３
−ＤＣコンバータを使用した定電圧電源装置に関するも
のである。
−ＤＣコンバータを使用した定電圧電源装置に関するも
のである。
従来のスイッチングレギュレータは、スイッチング素子
のオン・オフ動作の時比率を制御して出力直流電圧を安
定化させるＰＷＭ方式が一般的である。しかし、上記方
式の欠点は、スイッチング素子のオン・オフ時に電流と
電圧が急峻に変化す上記スイッチングレギュレータを音
響機器用電源と考えるならば、入出力部に不要輻射雑音
を大きく減衰させるためのフィルタを挿入し、さらに。
のオン・オフ動作の時比率を制御して出力直流電圧を安
定化させるＰＷＭ方式が一般的である。しかし、上記方
式の欠点は、スイッチング素子のオン・オフ時に電流と
電圧が急峻に変化す上記スイッチングレギュレータを音
響機器用電源と考えるならば、入出力部に不要輻射雑音
を大きく減衰させるためのフィルタを挿入し、さらに。
完全密閉したシールドを施す等の雑音対策を必要とする
ために、コストアップ、信頼性の低下等の問題を有する
。
ために、コストアップ、信頼性の低下等の問題を有する
。
上記欠点を解決する一手段として、コンデンサとコイル
で構成された直列共振回路を利用した直列共振型Ｄ Ｃ
−Ｄ Ｃコンバータが提案されている。
で構成された直列共振回路を利用した直列共振型Ｄ Ｃ
−Ｄ Ｃコンバータが提案されている。
この直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直列共振回路
により、スイッチング素子の導通時の電流波形が正弦波
状となり、上記スイッチング素子のオン・オフ時に電流
と電圧が零で交差する。そのため、スイッチング損失お
よび不要輻射雑音が著しく減少する特徴をもつ。しかし
ながら、上記直列共振型Ｄｅ−Ｄｃコンバータは、入出
力変動に対し、上記特徴を損なわずに出力直流電圧を安
定化させるだめの制御が困難であった。
により、スイッチング素子の導通時の電流波形が正弦波
状となり、上記スイッチング素子のオン・オフ時に電流
と電圧が零で交差する。そのため、スイッチング損失お
よび不要輻射雑音が著しく減少する特徴をもつ。しかし
ながら、上記直列共振型Ｄｅ−Ｄｃコンバータは、入出
力変動に対し、上記特徴を損なわずに出力直流電圧を安
定化させるだめの制御が困難であった。
上記の点を踏まえて、従来使用されていた直列−共振型
ｎ ｃ −ｎ ｃコンバータについて、その回路構成お
よび動作について説明する。
ｎ ｃ −ｎ ｃコンバータについて、その回路構成お
よび動作について説明する。
第１図は、従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基
本回路構成図、第２図ｆａ） 、 （ｂｌ 、 （ｃｌ
はその動作波形図である。第１図において、直列に接続
された２つの入力直流電源１．２の両端子間に、オン・
オフ動作を行なうスイッチング素子（例えば、トランジ
スタ、サイリスタ等）３．４を直列に接続し、上記入力
直流電源１，２とスイッチング素子３．４の中点の間に
、直列に接続された共振用コンデンサ７１変換トランス
５の１次巻線５ａを接続している。また、変換トランス
６０２次巻線５ｂには、整流回路８および平滑コンデン
サ９を接続し、その出力端子ａ、ｂには負荷１゜を接続
している。ここで、共振用コンデンサ７と変換トランス
５の実効もれインダクタンスで構成された直列共振回路
に流れる共振電流をｂ、共振用コンデンサ７の充電電圧
をＶｃとする。第２図（ａｌ 、 （ｂｌ 、 （Ｃ１
にスイッチング素子３．４のオン・オフ状態と、上記共
振電流ム、充電電圧ｖｃの動作波形図を示す。第２図に
おいて、時刻ｉ１でスイッチング素子３がオンし、共振
電流すは時刻１１から時刻差２間に、共振用コンデンサ
７のキャバ。
本回路構成図、第２図ｆａ） 、 （ｂｌ 、 （ｃｌ
はその動作波形図である。第１図において、直列に接続
された２つの入力直流電源１．２の両端子間に、オン・
オフ動作を行なうスイッチング素子（例えば、トランジ
スタ、サイリスタ等）３．４を直列に接続し、上記入力
直流電源１，２とスイッチング素子３．４の中点の間に
、直列に接続された共振用コンデンサ７１変換トランス
５の１次巻線５ａを接続している。また、変換トランス
６０２次巻線５ｂには、整流回路８および平滑コンデン
サ９を接続し、その出力端子ａ、ｂには負荷１゜を接続
している。ここで、共振用コンデンサ７と変換トランス
５の実効もれインダクタンスで構成された直列共振回路
に流れる共振電流をｂ、共振用コンデンサ７の充電電圧
をＶｃとする。第２図（ａｌ 、 （ｂｌ 、 （Ｃ１
にスイッチング素子３．４のオン・オフ状態と、上記共
振電流ム、充電電圧ｖｃの動作波形図を示す。第２図に
おいて、時刻ｉ１でスイッチング素子３がオンし、共振
電流すは時刻１１から時刻差２間に、共振用コンデンサ
７のキャバ。
シタンスと前記実効もれインダクタンスにより周期が決
まる正弦波状の電流となる。上記期間に。
まる正弦波状の電流となる。上記期間に。
充電電圧ｖｃは、初期充電電圧−ＶＣｌから共振電流↓
によりＶＣｌとなる。
によりＶＣｌとなる。
次に、時刻差２において、スイッチング素子３がオフと
なる。時刻差２≦ｉ≦ｉ５の間は、スイッチング素子３
．４共にオフであるため、共振電流すは零となり、共振
用コンデンサ７の充電電圧Ｖ引も放電経路がないため一
定のままである。時刻ｉ３で、スイッチング素子４がオ
ンになると、時刻χ１≦え≦ｉ５の間の動作波形と正負
逆の動作波形となり、以後、再びスイッチング素子３が
オンになると、同じ動作を繰り返す。また、共振電流す
は、変換トランス°６を介して２次側へ伝達され、整流
・平滑後、所定の出力直流電圧として負荷１ｏに供給さ
れる。
なる。時刻差２≦ｉ≦ｉ５の間は、スイッチング素子３
．４共にオフであるため、共振電流すは零となり、共振
用コンデンサ７の充電電圧Ｖ引も放電経路がないため一
定のままである。時刻ｉ３で、スイッチング素子４がオ
ンになると、時刻χ１≦え≦ｉ５の間の動作波形と正負
逆の動作波形となり、以後、再びスイッチング素子３が
オンになると、同じ動作を繰り返す。また、共振電流す
は、変換トランス°６を介して２次側へ伝達され、整流
・平滑後、所定の出力直流電圧として負荷１ｏに供給さ
れる。
以上が従来の直列共振型Ｄｃ−ｎｃコンバータの回路構
成および動作である。上記直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを制御する手段として、共振用コンデンサ７のキャ
パシタンス値を制御することと、スイッチング素子３．
４が共にオフ状態の期間、つまりスイッチング周波数を
制御することが提案されている。しかし、いずれの場合
も、共振電流すの電流量が変わらないため、制御が困難
であった。
成および動作である。上記直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを制御する手段として、共振用コンデンサ７のキャ
パシタンス値を制御することと、スイッチング素子３．
４が共にオフ状態の期間、つまりスイッチング周波数を
制御することが提案されている。しかし、いずれの場合
も、共振電流すの電流量が変わらないため、制御が困難
であった。
本発明は、上記の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを、
共振方式の特徴を損なわずに、広範囲な入出力変動に対
して出力直流電圧を安定化するようにした定電圧電源装
置を提供しようとするものである。
共振方式の特徴を損なわずに、広範囲な入出力変動に対
して出力直流電圧を安定化するようにした定電圧電源装
置を提供しようとするものである。
以下、本発明について説明するが、その前に本発明で使
用する可変インダクタンス素子について説明する。第３
図はその一例を示す概略構成図、第４図はその特性図、
第６図はその等制約な記号を表わした図である。第３図
において、Ｅ形コアとＩ形コアの組合せ体、または２つ
のＸ形コアの組合せ体の両脚のそれぞれに交流巻線Ｎａ
、 Ｎｂを設け、中央脚には直流巻線ＩＱを設け、直
流巻線７ベージ Ｎｃ の両端には直流電流源Ｉｃが接続されている。
用する可変インダクタンス素子について説明する。第３
図はその一例を示す概略構成図、第４図はその特性図、
第６図はその等制約な記号を表わした図である。第３図
において、Ｅ形コアとＩ形コアの組合せ体、または２つ
のＸ形コアの組合せ体の両脚のそれぞれに交流巻線Ｎａ
、 Ｎｂを設け、中央脚には直流巻線ＩＱを設け、直
流巻線７ベージ Ｎｃ の両端には直流電流源Ｉｃが接続されている。
また、ム、Ｂは入出力端子であり、０．Ｄは制御端子で
ある。また、交流巻線ａＢ 、 Ｗｂは入出力端子ム、
Ｂからの交流電流により中央脚に誘導される磁束が相殺
されるような巻き方とする。つまり、磁束φ２とφダは
等しい状態である。ここで、直流電流源Ｉｃから直流電
流Ｌｃを流すことにより磁束φ１が直流巻線Ｎｏに発生
し、入出力端子ム。
ある。また、交流巻線ａＢ 、 Ｗｂは入出力端子ム、
Ｂからの交流電流により中央脚に誘導される磁束が相殺
されるような巻き方とする。つまり、磁束φ２とφダは
等しい状態である。ここで、直流電流源Ｉｃから直流電
流Ｌｃを流すことにより磁束φ１が直流巻線Ｎｏに発生
し、入出力端子ム。
８間のインダクタンス値が変化する。直流電流ｉ＝ｃ
によるインダクタンス値の変化を第４図に示す。よって
、制御端子Ｃ，Ｄ間を流れる直流電流Ｌｃ を変えるこ
とで、入出力端子ム、Ｂ間のインダクタンスを減少方向
に制御することが可能となる。上述の可変インダクタン
ス素子の等測的な記号を第６図に示し、以下、これを使
用した本発明の実施例について第６図以後の図面を参照
して説明する。第６図は本発明の第１の実施例の回路構
成図で、第１図で説明したものと同様の機能を有するも
のは同一の符号を付している。また、第７図（ａｌ 、
（ｂｌ 、 （６１＃′ｉ第６図における動作波形図
である。
によるインダクタンス値の変化を第４図に示す。よって
、制御端子Ｃ，Ｄ間を流れる直流電流Ｌｃ を変えるこ
とで、入出力端子ム、Ｂ間のインダクタンスを減少方向
に制御することが可能となる。上述の可変インダクタン
ス素子の等測的な記号を第６図に示し、以下、これを使
用した本発明の実施例について第６図以後の図面を参照
して説明する。第６図は本発明の第１の実施例の回路構
成図で、第１図で説明したものと同様の機能を有するも
のは同一の符号を付している。また、第７図（ａｌ 、
（ｂｌ 、 （６１＃′ｉ第６図における動作波形図
である。
特開昭５８−１２７５６４＜３”）
第６図において、１１は第３図で説明したごとき可変イ
ンダクタンス素子であり、その入出力端子ム、Ｂは共振
用コンデンサ７の両端に接続されている。１２は比較回
路％ １３は直流電流制御回路、１４は振シ分は回路で
ある。上記比較回路１２は、各入力端子に、出力端子ａ
、ｂに現われる出力直流電圧と、予め定められた基準電
圧ＩＥｇとが供給され、それぞれの電圧値を比較し、そ
の比較した結果の差信号を直流電流制御回路１３と振シ
分は回路１４に供給する。直流電流制御回路１３は、上
記比較回路１２から与えられる信号に応じた直流電流を
可変インダクタンス素子１１の制御端子Ｃ，Ｄに与んて
、その入出力端千人、Ｂ間のインダクタンスを変えるよ
うに作用するもので、第１の制御手段を構成する。
ンダクタンス素子であり、その入出力端子ム、Ｂは共振
用コンデンサ７の両端に接続されている。１２は比較回
路％ １３は直流電流制御回路、１４は振シ分は回路で
ある。上記比較回路１２は、各入力端子に、出力端子ａ
、ｂに現われる出力直流電圧と、予め定められた基準電
圧ＩＥｇとが供給され、それぞれの電圧値を比較し、そ
の比較した結果の差信号を直流電流制御回路１３と振シ
分は回路１４に供給する。直流電流制御回路１３は、上
記比較回路１２から与えられる信号に応じた直流電流を
可変インダクタンス素子１１の制御端子Ｃ，Ｄに与んて
、その入出力端千人、Ｂ間のインダクタンスを変えるよ
うに作用するもので、第１の制御手段を構成する。
また、振り分は回路１４は、上記比較回路１２の出力に
応じて周波数変調されたパルス列を発生し、これをスイ
ッチング素子３．４に振り分けて供給して、交互にオン
、オフさせるもので、第２の制御手段を構成する。
応じて周波数変調されたパルス列を発生し、これをスイ
ッチング素子３．４に振り分けて供給して、交互にオン
、オフさせるもので、第２の制御手段を構成する。
ベーン
上記第６図の実施例の動作を説明するに先立ち。
まず、本発明の動作原理について第６図と、理論的に等
価な第８図を参照して説明しておく。第８図において、
１６は等価コイルで、変換トランス６の１次巻線６ａに
並列に接続されている。上記等価コイル１６は、可変イ
ンダクタンス素子１１のインダクタンスが、第８図の回
路に変換したときのインダクタンスを表わすものである
。
価な第８図を参照して説明しておく。第８図において、
１６は等価コイルで、変換トランス６の１次巻線６ａに
並列に接続されている。上記等価コイル１６は、可変イ
ンダクタンス素子１１のインダクタンスが、第８図の回
路に変換したときのインダクタンスを表わすものである
。
以上の回路構成において、変換トランス５の１次巻線に
流れる電流は、等価コイル１６のインダクタンスの値に
より変化するため５等価コイル１６のインダクタンスを
変えることにより、変換トランス６の１次巻線６ａから
２次巻線６ｂ側へ伝達されるエネルギーを変えることが
出来る。
流れる電流は、等価コイル１６のインダクタンスの値に
より変化するため５等価コイル１６のインダクタンスを
変えることにより、変換トランス６の１次巻線６ａから
２次巻線６ｂ側へ伝達されるエネルギーを変えることが
出来る。
上記原理を踏まえて、第７図の動作波形を説明する。同
図において、共振電流りは、共振用コンデンサ７のキャ
パシタンスと変換トランス６の実効もれインダクタンス
および可変インダクタンス素子１１のインダクタンスに
よシ決定される。スイッチング素子３．４と共振電流す
との関係は第１図と全く同様である。時刻ｉ１から時刻
１２にかけて、共振用コンデンサ７の充電電圧は、共振
電流シと可変インダクタンス素子１１からの制御電流ｊ
ｒｐにより充電され、−ＶＯ２からＶＯ２に変化する。
図において、共振電流りは、共振用コンデンサ７のキャ
パシタンスと変換トランス６の実効もれインダクタンス
および可変インダクタンス素子１１のインダクタンスに
よシ決定される。スイッチング素子３．４と共振電流す
との関係は第１図と全く同様である。時刻ｉ１から時刻
１２にかけて、共振用コンデンサ７の充電電圧は、共振
電流シと可変インダクタンス素子１１からの制御電流ｊ
ｒｐにより充電され、−ＶＯ２からＶＯ２に変化する。
時刻１２時に共振電流すが零となり、以後制御電流れに
より充電電圧はＶＯ２→ＶＯ３→Ｖｃ２と変化していく
。
より充電電圧はＶＯ２→ＶＯ３→Ｖｃ２と変化していく
。
以後、時刻ｉ３から時刻差５ にかけて動作波形は正負
逆となり、以後、スイッチング素子３がオンする時刻χ
１からは同一の波形となる。また。
逆となり、以後、スイッチング素子３がオンする時刻χ
１からは同一の波形となる。また。
制御電流ＬＬは共振電流↓に同期し、制御電流Ｌ１．の
電流量は、前記動作原理より、可変インダクタンス素子
１１のインダクタンスの値に関係する。さらに、制御電
流れはスイッチング素子３゜４のスイッチング周波数に
よっても変化する。
電流量は、前記動作原理より、可変インダクタンス素子
１１のインダクタンスの値に関係する。さらに、制御電
流れはスイッチング素子３゜４のスイッチング周波数に
よっても変化する。
以上より、制御電流ｂ１．を変えることで、共振電流す
が変わり、変換トランス５の１次側から２次側へ伝達す
るエネルギーを変えることが出来る。
が変わり、変換トランス５の１次側から２次側へ伝達す
るエネルギーを変えることが出来る。
なお、上記動作における制御は、出力直流電圧が低い（
または高い）場合、可変インダクタンス１１、、、＝
、、 素子１１のインダクタンスを大きく（または小さく）Ｉ
、、 スイッチング素子３．４のスイッチング周波数を
高く（または低く）するようになっているＯ 本発明の第２の実施例を第９図に示す。この第２の実施
例は、第６図に示した第１の実施例における入出力変動
に対する制御範囲をさらに広げようとするものである。
または高い）場合、可変インダクタンス１１、、、＝
、、 素子１１のインダクタンスを大きく（または小さく）Ｉ
、、 スイッチング素子３．４のスイッチング周波数を
高く（または低く）するようになっているＯ 本発明の第２の実施例を第９図に示す。この第２の実施
例は、第６図に示した第１の実施例における入出力変動
に対する制御範囲をさらに広げようとするものである。
従来例の共振方式における共振電流は、共振用コンデン
サの初期充電電圧値により決定される。これを利用して
、第２の実施例はスイッチング素子がオフ時の期間で、
上記充電電圧値を変化させるようにしたものである。
サの初期充電電圧値により決定される。これを利用して
、第２の実施例はスイッチング素子がオフ時の期間で、
上記充電電圧値を変化させるようにしたものである。
以下、この第２の実施例を第１０図に示す動作波形図を
参照して説明するが、第６図で説明したものと同様の機
能を有するものには同一の符号を付し、それらのここで
の重複する説明については省略する。この第９図におい
て、第６図の実施例と異なる点は、スイッチング素子３
．４の導通方向と反対方向に導通するように、ダイオー
ド１６゜１７をスイッチング素子３．４に並列に接続し
た特開昭５８−１２７５６４ （４） ことである。
参照して説明するが、第６図で説明したものと同様の機
能を有するものには同一の符号を付し、それらのここで
の重複する説明については省略する。この第９図におい
て、第６図の実施例と異なる点は、スイッチング素子３
．４の導通方向と反対方向に導通するように、ダイオー
ド１６゜１７をスイッチング素子３．４に並列に接続し
た特開昭５８−１２７５６４ （４） ことである。
動作原理としては、共振電流りと制御電流ＡＬにより共
振用コンデンサ７に蓄積されたエネルギーをオフ期間に
回生電流として、ダイオード１６゜１７を経て入力直流
電源１．２に回生ずることを利用するものである。つま
り、第１０図において、時刻１２から時刻１２′の期間
で共振用コンデンサ７の放電により回生電流が流れる。
振用コンデンサ７に蓄積されたエネルギーをオフ期間に
回生電流として、ダイオード１６゜１７を経て入力直流
電源１．２に回生ずることを利用するものである。つま
り、第１０図において、時刻１２から時刻１２′の期間
で共振用コンデンサ７の放電により回生電流が流れる。
さらに、回生電流量を決定するのは、共振電流が流れ終
った時刻１２時の充電電圧値ＶＣＳによる。充電電圧Ｖ
Ｃ５は、共振用コンデンサ７に流れ込む電流量で決まる
ため、前記第６図に示した第１の実施例で説明したよう
に、可変インダクタンス素子１１のインダクタンス値を
変えることで制御電流量が変化することを利用して、共
振用コンデンサ７に流れ込む電流を制御することができ
る。これにより、オフ期間の充電°電圧は、回生電流が
流れた量だけ変化することになる。第１０図においては
２時刻ｉ２から時刻ｉ３の期間で、充電電圧はＶＯ５か
らＶＯ２へと変化している。前述の共振電流はオン時１
３、ノ の初期充電電圧値によって決定されることより。
った時刻１２時の充電電圧値ＶＣＳによる。充電電圧Ｖ
Ｃ５は、共振用コンデンサ７に流れ込む電流量で決まる
ため、前記第６図に示した第１の実施例で説明したよう
に、可変インダクタンス素子１１のインダクタンス値を
変えることで制御電流量が変化することを利用して、共
振用コンデンサ７に流れ込む電流を制御することができ
る。これにより、オフ期間の充電°電圧は、回生電流が
流れた量だけ変化することになる。第１０図においては
２時刻ｉ２から時刻ｉ３の期間で、充電電圧はＶＯ５か
らＶＯ２へと変化している。前述の共振電流はオン時１
３、ノ の初期充電電圧値によって決定されることより。
共振電流自体も変化する。
従って、制御としては、初期充電電圧を変える手段を用
いる。つまり、出力直流電圧が低い（または商い）場合
、可変インダクタンス素子１１のインダクタンスを大き
く（または小さく）シ、スイッチング素子３．４のスイ
ッチング周波数を高く（または低く）シて、前述したよ
うに回生電流量を少なく（または多く）するような制御
手段を用いる。
いる。つまり、出力直流電圧が低い（または商い）場合
、可変インダクタンス素子１１のインダクタンスを大き
く（または小さく）シ、スイッチング素子３．４のスイ
ッチング周波数を高く（または低く）シて、前述したよ
うに回生電流量を少なく（または多く）するような制御
手段を用いる。
本発明の第３の実施例を第１１図に示す。この第３の実
施例は、第６図に示した第１の実施例における入出力変
動に対する制御範囲をさらに広げたもので、その動作波
形を第１２図に示す。この実施例においても先述の第１
の実施例で説明したものと同様の機能を有するものには
同一の符号を付している。第１１図において、１８．ｊ
９はダイオード、２０．２１は回生コイルで、それぞれ
直列に接続されている。この場合、上記ダイオード１８
．１９と回生コイル２０．２１は、それぞれスイッチン
グ素子３．４と変換トランス６の１次巻線６ａの直列接
続回路に対し並列に接続され、かつ上記ダイオード１８
．１９は、それぞれスイッチング素子３，４の導通方向
と反対方向に導通する向きに接続されている。
施例は、第６図に示した第１の実施例における入出力変
動に対する制御範囲をさらに広げたもので、その動作波
形を第１２図に示す。この実施例においても先述の第１
の実施例で説明したものと同様の機能を有するものには
同一の符号を付している。第１１図において、１８．ｊ
９はダイオード、２０．２１は回生コイルで、それぞれ
直列に接続されている。この場合、上記ダイオード１８
．１９と回生コイル２０．２１は、それぞれスイッチン
グ素子３．４と変換トランス６の１次巻線６ａの直列接
続回路に対し並列に接続され、かつ上記ダイオード１８
．１９は、それぞれスイッチング素子３，４の導通方向
と反対方向に導通する向きに接続されている。
次に、この第３の実施例の動作原理について第１２図の
動作波形図を参照して説明する。本実施例は先の第２の
実施例（第９図）で説明した動作原理を応用したもので
ある。すなわち第２の実施例では、回生電流が変換トラ
ンス６の１次巻線５１Ｌを通過するため、共振電流と共
に出力へのエネルギーとして利用されているが、第１１
図に示す第３の実施例においては、回生電流の経路を。
動作波形図を参照して説明する。本実施例は先の第２の
実施例（第９図）で説明した動作原理を応用したもので
ある。すなわち第２の実施例では、回生電流が変換トラ
ンス６の１次巻線５１Ｌを通過するため、共振電流と共
に出力へのエネルギーとして利用されているが、第１１
図に示す第３の実施例においては、回生電流の経路を。
変換トランス６を含まずに、ダイオード１８．１９Ｌ回
生コイル２０．２１で構成したものである。
生コイル２０．２１で構成したものである。
この場合１回生電流の共振周期は１回生コイル２０．２
１のインダクタンス値により任意に変えることが出来る
。以上の動作波形を示したのが第１２図であシ１回生電
流’ｄ１． Ｌｄ２を共振電流シに重ね合わせることで
、第２の実施例の動作波形１６・−・・ 図（第１０図）と全く同様になり、第２の実施例と同様
の制御手段にて出力直流電圧を安定化することが出来る
。
１のインダクタンス値により任意に変えることが出来る
。以上の動作波形を示したのが第１２図であシ１回生電
流’ｄ１． Ｌｄ２を共振電流シに重ね合わせることで
、第２の実施例の動作波形１６・−・・ 図（第１０図）と全く同様になり、第２の実施例と同様
の制御手段にて出力直流電圧を安定化することが出来る
。
なお５以上の本発明の実施例は、スイッチング素子を２
個使用したハーフブリッジ構成の場合で説明したが、４
個のスイッチング素子を使用したフルブリッジ構成とし
た場合でも同様の効果が得られる。さらに、直列共振回
路のインダクタンスとして、前述の各実施例では変換ト
ランス６の実効もれインダクタンスをオロ用したが、共
振用コンデンサと変換トランスの１次巻線に直列に別の
共振用コイルを挿入し、上記共振用コイルのインダクタ
ンスを利用して構成することも可能である。
個使用したハーフブリッジ構成の場合で説明したが、４
個のスイッチング素子を使用したフルブリッジ構成とし
た場合でも同様の効果が得られる。さらに、直列共振回
路のインダクタンスとして、前述の各実施例では変換ト
ランス６の実効もれインダクタンスをオロ用したが、共
振用コンデンサと変換トランスの１次巻線に直列に別の
共振用コイルを挿入し、上記共振用コイルのインダクタ
ンスを利用して構成することも可能である。
また１本発明で使用する可変インダクタンス素子は第３
図に示した構成のものに限られるものではなく、電気信
号によってインダクタンス値を可変できるものであれば
、どのようなものでも使用することが可能である。
図に示した構成のものに限られるものではなく、電気信
号によってインダクタンス値を可変できるものであれば
、どのようなものでも使用することが可能である。
以上のように本発明によれば、簡単な回路構成により、
直列共振型ｎ ｃ −ｎ ａコンバータの特畏特開昭５
８−１２７５６４ （５） を生かしながら、広範囲の入出力変動に対して。
直列共振型ｎ ｃ −ｎ ａコンバータの特畏特開昭５
８−１２７５６４ （５） を生かしながら、広範囲の入出力変動に対して。
出力直流電圧を安定化することができるもので。
その工業的価値はきわめて高いものがある。
第１図は従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路
構成図、第２図（ａ） 、 （ｂｌ 、 （Ｃ１はその
動作波形図、第３図は本発明で使用する可変インダクタ
ンス素子の構成例を示す概略図、第４図はその特性図、
第６図はその等価記号図、第６図は本発明の第１の実施
例の回路構成図、第７図（ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ
ｌはその動作減作図、第８図は第６図の等価回路図、第
９図は本発明の第２の実施例の回路構成図、第１０図（
Ｕ、［有］＋Ｉ（Ｃ１はその動作波形図、第１１図は本
発明の第３の実施例の回路構成図、第１２図（ａ）。 ル） 、 （Ｃ１、μｌ 、 （６） 、 （ｆ）はそ
の動作波形図である。 １．２・・・・・・入力直流電源、３．４・・・・・・
スイッチング素子、６・・・・・・変換トランス、５ａ
・・・・・・１次巻線、ｓｂ・・・・・・２次巻線、７
・・・・・・共振用コンデンサ。 ８・・・・・・整流回路、９・・・・・・平滑用コンデ
ンサ、１０・・・・・・負荷、１１・・・・・・可変イ
ンダクタンス素子。 １２・・・・・・比較回路、１３・・・・・・直流電流
制御回路。 １４・・・・・・振り分は回路、１６．１７，１８．１
９・・・・・・ダイオード、２０．２１・・・・・・回
生コイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名１１
ｒ！Ａ １２１！１ 第３図 第４図 ０ １ｃ ″ ８６図 第 ５１ ＷＡ８図 １９図 第１０図 第１１図
構成図、第２図（ａ） 、 （ｂｌ 、 （Ｃ１はその
動作波形図、第３図は本発明で使用する可変インダクタ
ンス素子の構成例を示す概略図、第４図はその特性図、
第６図はその等価記号図、第６図は本発明の第１の実施
例の回路構成図、第７図（ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ
ｌはその動作減作図、第８図は第６図の等価回路図、第
９図は本発明の第２の実施例の回路構成図、第１０図（
Ｕ、［有］＋Ｉ（Ｃ１はその動作波形図、第１１図は本
発明の第３の実施例の回路構成図、第１２図（ａ）。 ル） 、 （Ｃ１、μｌ 、 （６） 、 （ｆ）はそ
の動作波形図である。 １．２・・・・・・入力直流電源、３．４・・・・・・
スイッチング素子、６・・・・・・変換トランス、５ａ
・・・・・・１次巻線、ｓｂ・・・・・・２次巻線、７
・・・・・・共振用コンデンサ。 ８・・・・・・整流回路、９・・・・・・平滑用コンデ
ンサ、１０・・・・・・負荷、１１・・・・・・可変イ
ンダクタンス素子。 １２・・・・・・比較回路、１３・・・・・・直流電流
制御回路。 １４・・・・・・振り分は回路、１６．１７，１８．１
９・・・・・・ダイオード、２０．２１・・・・・・回
生コイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名１１
ｒ！Ａ １２１！１ 第３図 第４図 ０ １ｃ ″ ８６図 第 ５１ ＷＡ８図 １９図 第１０図 第１１図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）入力直流電源に対し、少なくともオン・オフ動作
するスイッチング素子と変換トランスの１次巻線および
共振用コンデンサを含めてなる直列接続回路が接続され
、前記変換トランスの２次巻線に整流回路と平滑回路を
接続して出力直流電圧を得るように構成されたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと、前記共振用コン、デンサに並列に接続
された可変インダクタンス素子と、前記出力直流電圧の
関数として前記可変インダクタンス素子のインダクタン
スを制御する第１の制御手段と、前記出力直流電圧の関
数として前記スイッチング素子のスイッチング周波数を
制御する第２の制御手段を具備してなることを特徴とす
る定電圧電源装置。 （２１特許請求の範囲第（１）項の記載において、スイ
ッチング素子に並列に前記スイッチング素子のフッ４ 導通方向と反対方向に導通するように一方向性素子を接
続したことを特徴とする定電圧電源装置０ （３）特許請求の範囲第（１）項の記載において、コイ
ルと、スイッチング素子の導通方向と反対方向に導通す
るような一方向性素子とが直列に接続された回路を、ス
イッチング素子と変換トランスの１次巻線の直列接続回
路に対して並列に接続したことを特徴とする定電圧電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP809382A JPS58127564A (ja) | 1982-01-20 | 1982-01-20 | 定電圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP809382A JPS58127564A (ja) | 1982-01-20 | 1982-01-20 | 定電圧電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58127564A true JPS58127564A (ja) | 1983-07-29 |
| JPS6236467B2 JPS6236467B2 (ja) | 1987-08-07 |
Family
ID=11683699
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP809382A Granted JPS58127564A (ja) | 1982-01-20 | 1982-01-20 | 定電圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58127564A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0217869A (ja) * | 1988-07-02 | 1990-01-22 | Hitachi Ltd | 電算機用無停電付電源装置 |
| WO2007049220A2 (en) * | 2005-10-25 | 2007-05-03 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Power converter |
-
1982
- 1982-01-20 JP JP809382A patent/JPS58127564A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0217869A (ja) * | 1988-07-02 | 1990-01-22 | Hitachi Ltd | 電算機用無停電付電源装置 |
| WO2007049220A2 (en) * | 2005-10-25 | 2007-05-03 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Power converter |
| WO2007049220A3 (en) * | 2005-10-25 | 2008-03-13 | Koninkl Philips Electronics Nv | Power converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6236467B2 (ja) | 1987-08-07 |
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