JPS58127567A - 定電圧電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、出力直流電圧を安定化した直列共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータを使用した定電圧電源装置に関するもの
である。

従来のスイッチングレギュレータは、スイッチング素子
のオン−オフ動作の時゛比率を制御して出力直流電圧を
安定化させるＰＷＭ方式が一般的である。しかし、上記
方式の欠点は、スイッチング素子のオン・オフ時に電流
と電圧が急峻に変化す上記スイッチングレギュレータを
音響機器用電源と考えるならば、入出力部に不要輻射雑
音を大きく減衰させるだめのフィルタを挿入し、さらに
、完全密閉したシールドを施す等の雑音対策を必要とす
るために、コストアップ、信頼性の低下等の問題を有す
る。

上記欠点を解決する一手段として、コンデンサとコイル
で構成された直列共振回路を利用した直列共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータが提案されている。

この直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直列共振回路
により、スイッチング素子の導通時の電流波形が正弦波
状となり、上記スイッチング素子のオン・オフ時に電流
と電圧が零で交差する。そのため、スイッチング損失お
よび不要輻射雑音が著しく減少する特徴をもつ。しかし
ながら、上記直列共振型ＤＣ−ＤＣコ／バータは、入出
力変動に対し、上記特徴を損なわずに出方直流電圧を安
定化させるだめの制御が困難であった。

上記の点を踏まえて、従来使用されていた直列共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータについて、その回路構成および動作
について説明する。

第１図は従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本
回路構成図、第２図（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）は
その動作波形図である。第１図において、直列に接続さ
れた２つの入力直流電源１，２の両端子間に、オン・オ
フ動作を行なうスイッチング素子（例えば、トランジス
タ、サイリスタ等）３，４を直列に接続し、上記入力直
流電源１，２とスイッチング素子３，４の中点の間に、
直列に接続された共振用コンデンサ、変換トランス６の
１次巻線５ａを接続している。また、変換トランス６の
２次巻線６ｂには、整流回路８および平滑コンデンサ９
を接続し、その出力端子ａ、ｂには負荷１ｏを接続して
いる。ここで、共振用コンデンサ７と変換トラン７の充
電電圧をＶ。とする。第２図（ａ）　、　（ｂ）　、　
（Ｃ）にスイッチング素子３，４のオン・オフ状態と、
上記共・振電流ｉ、充電電圧ｖ０の動作波形図を示す。

第２図において、時刻ｔ１　でスイッチング棗子３がオ
ンし、共振電流ｉは時刻ｔ１がら時刻ｔ２間に、共振用
コンデンサ７のキャパシタンスと前記実効もれインダク
タンスによ多周期が決まる正弦波状の電流となる。上記
期間に、充電電圧Ｖ　は、初期充電電圧−Ｖｃ、から共
振電流ｉによりＶ。１となる。

次に、時刻ｔ２において、スイッチング素子３がオフと
なる。時刻ｔ２≦ｔ≦ｔ３の間は、スイッチング素子３
，４共にオフであるため、共振電流ｉは零となり、共振
用コンデンサ７の充電電圧■。１も放電経路がないため
一定のままである。時刻ｔ３で、スイッチング素子４が
オンになると、時刻ｔ１≦ｔ≦ｔ３の間の動作波形と正
負逆の動作を繰り返す。また、共振電流ｉは、変換トラ
ンス６を介して２次側へ伝達され、整流・平滑後、所定
の出力直流電圧として負荷１ｏに供給される。

以上が従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構
成および動作である。上記直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを制御する手段として、共振用コンデンサ７のキャ
パシタンス値を制御することと、スイッチング素子３，
４が共にオフ状態の期間、つまりスイッチング周波数を
制御することが提案されている。しかし、いずれの場合
も、共振電流ｉの電流量が変わらないため、制御が困難
であった。

本発明は、上記の直列共振型ＤＣ−ＤＣコ／バータを、
共振方式の特徴を損なわずに、広範囲な入出力変動に対
して出力直流電圧を安定化するようにした定電圧電源装
置を提供しようとするものである。

以下、本発明について説明するが、その前に本発明で使
用する可変インダクタンス機能を有する制御トランスに
ついて説明する。第３図はその一例を示す概略構成図、
第４図はその特性図、第６図はその等測的な記号を表わ
した図である。第３図において、Ｅ形コアと工形コアの
組合せ体、または２つのＥ形コアの組合せ体の両脚のそ
れぞれに交流巻線ＮａｔＮｂ＋Ｎｃ、Ｎｄを設け、中央
脚には直流巻線Ｎｅを設け、直流巻線Ｎｅの制御端子Ｅ
。

Ｆ間には直流電流源Ｉが接続されている。また、Ａ、Ｂ
は入力端子、Ｃ，Ｄは出力端子である。上記交流巻線Ｎ
ａ＋Ｎｂは第１の巻線を構成すべく直列に接続され、入
力端子Ａ、Ｂからの交流電流により中央脚に誘導される
磁束が相殺されるような巻き方とする。つまり、交流巻
線Ｎａ、Ｎｂより誘導される磁束Φ２．Φらが等しい状
態である。さらに、交流巻線Ｎ　ｃ　ｓ　Ｎ　ｄは第２
の巻線を構成すべく直列接続されて出力端子Ｃ，Ｄに接
続されており、交流巻線Ｎ　ａ　ｅ　Ｎ　ｂに対して成
る一定の巻数比にて形成されている。

ここで、直流電流源工から直流電流を流すことにより磁
束Φ１が直流巻線Ｎｅに発生し、入力端子Ａ、Ｂ間のイ
ンダクタンスが変化する。直流電流による入力端子Ａ、
Ｂ間のインダクタンスの変化を第４図に示す。よって、
制御端子Ｅ、Ｆ間に与える直流電流により、入力端子Ａ
、Ｂ間のインダクタンスを減少方向に制御することが可
能となる。以上述べた制御トランスめ等制約な記号を第
６図に示し、以下、これを使用した本発明の実施例につ
いて第６図以後の図面を参照して説明する。

第６図は本発明の第１の実施例の回路構成図で、第１図
で説明したものと同様の機能を有するものは同一の符号
を付している。また、第７図（ａ）　、　（ｂ）　。

（ｃ）　、　（ｄ）　、　（ｅ）　、　（ｆ）は第６図
における動作波形図である。

第６図において、１１は第３図に例示したごとき制御ト
ランス、１２は整流回路、１３は比較回路、１４は直流
電流制御回路である。上記制御トランス１１の入力端子
Ａ、Ｂは共感用コンデンサ７の両端に、出力端子Ｃ，Ｄ
は整流回路１２の入力側に、制御端子Ｅ、Ｆは直流電流
制御回路１４の出力側に接続されている。また、整流回
路１２の出力側は入力直流電源２に接続されている。比
較回路１３は、その入力端子に与えられる出力端子ａ、
ｂの直流出力電圧と、予め定められた基準電圧ＥｓＯ値
を比較して、その差信号を直流電流制御回路１４と振り
分は回路１５に供給する。直流電流制御回路１４は、比
較回路１３からの出力信号に応じた直流電流−を制御ト
ランス１１の制御端子Ｅ、Ｆに供給することにより、制
御トランス１１０入力端子Ａ、Ｂ間（第１の巻線）のイ
ンダクタンスを変化させる制御手段を構成している。

次に、この第６図の実施例の動作原理について第７図を
参照して説明する。ただし、従来例と重複する説明につ
いては省略する。共振回路に流れる共振電流ｉの周期は
、変換トランス６の実効もれインダクタンスと共振用コ
ンデンサ７および制御トランス１１０入力端子Ａ、Ｂ間
のインダクタンスにより決定される。まだ、制御トラン
ス１１の入力端子Ａ、Ｂ間に流れる制御電流１１．１は
連続した正弦波となり、共振電流ｉに同期する。共振コ
ンデンサ７の充電電圧は、共振電流ｉと制御電流Ｉ　Ｌ
ｌの和に比例して増加する。上記状態が、スイッチング
素子３がオンとなる時刻ｔ１から時μｍｔ′１　である
。時刻ｔ′１　において、制御トランス１１αｍ、［誘
起される電圧が入力直流電源２の電圧よりも高くなり、
共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネルギーは、制
御トランス１１を介してＤＣ−ＤＣコンバータの入力直
流電源２に放電エネルギーとして伝えられる。この状態
が時刻ｔ′、から時刻ｔ′２である。また、上記期間に
流れる制御トランス１１の出力電流ＩＬ２は正弦波とな
り、その周期は共振用コンデンサ７のキャパシタンスと
制御トランス１１のインダクタンスにより決定される。

上記現象の結果、共振用コンデンサ７の充電電圧■。は
制御トランス１１の出力電流ＩＬ２が流れることでｖｃ
４（時刻ｔ′２時）まで低下し、次のスイッチング素子
４がオンとなる時刻ｔ３ま″′ｃ、４制御電流Ｉ　Ｌｌ
によシｖ。２まで低下する。以下、時刻ｔ３から時刻１
５１で現象として正負逆となり、時刻ｔ６でスイッチン
グ素子３がオンとなると、以降全く同一の波形となり、
同様の現象を繰返す。

また、共振電流ｉの電流量を決定する要因は、共振用コ
ンデンサ７の初期充電電圧ｖｃであるため、初期充電電
圧の値を変えることにより、変換トランス６を介して２
次側に伝達される電流量が変化し、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力端子ａ、ｂに供給されるエネルギーを制御する
ことが出来る。

初期充電電圧ｖｃは、第７図における時刻ｔ１の−Ｖ　
　と時刻ｔ３のｖｃ２である。上記初期充電型２ 圧（−ｖｃ２．ｖｃ２）は、前述のように制御トランス
１１の出力電流ＩＬ２に関係し、また、制御トランス１
１の出力電流ＩＬ２の電流量は、制御電流Ｉ　Ｌｌの電
流量を変えるよ、うに制御すればよいことになる。つま
り、制御電流Ｉ　Ｌｌの電流量は、制御トランス１１の
入力端子Ａ、Ｂ間のインダクタンスに反比例することを
利用しているのが本発明である。

第８図に本発明の第２の実施例を、そして第９図にその
動作波形図を示す。この実施例においても第６図で説明
したものと同様の機能を有するものには同一の符号を付
している。本実施例は、ダイオード１６．１７をスイッ
チング素子３，４の導通方向と反対方向に導通するよう
に、すなわち入力直流電源１，２に対し逆バイアスされ
るごとくスイッチング素子３，４に並列に接続すること
により、共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネルギ
ーを、ダイオード１６または１７を通して入力直流電源
１または２へ回生エネルギーとして移動させるようにし
たものである。以下、その動作について第９図を参照し
て説明する。なお、制御トランス１１からの出力電流Ｉ
Ｌ２が流れる動作については先述の第６図に示した第１
の実施例と全く同様であるので、ここでの説明は省略す
る。第９図において、スイッチング素子３がオフする時
刻ｔ２時に、共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エネ
ルギーは、共振用コンデンサ７より変換トランス６、ダ
イオード１６を介して入力直流電源１へ回生電流として
回生される。上記現象は、第９図（Ｃ）に示す共振電流
ｉの波形図の時刻ｔ２から時刻ｔ＃２の期間である。従
って、共振電流ｌを決定する共振用コンデンサ７の初期
充電電圧ｖｃ６（時刻ｔ３）は制御トランス１１の出力
電流Ｉ　Ｌ２と上記回生電流により大きく変化する０以
後、スイ・ソチング素子４がオンとなる時刻ｔ３から時
刻ｔ６の期間は正負逆の現象を繰返し、さらに、時刻ｔ
６でスイッチング素子３がオンとなると、時刻ｔ１から
の動作波形と同様になる。また、制御動作は。

第６図の実施例と全く同様に行なわれる。なお、ダイオ
ード１６．１７の接続箇所は図示のものに限られるもの
ではなく、スイッチング素子と変換トランス５の１次巻
線６ａとの直列接続回路、スイッチング素子４と変換ト
ランス６の１次巻線５ａとの直列回路に対して、それぞ
れ並列に接続しても良く、このようにしても同様な作用
効果が得られる。

第１０図に本発明の第３の実施例を示す。この第１０図
においても第３図で説明したものと同様の機能を有する
ものには同一の符号を付している。

第１０図において、１８．１９はダイオニド、２０゜２
１はそれぞれ上記ダイオード１８．１９に直列に接続さ
れた回生コイルである。上記ダイオード１８．１９と回
生コイルは、変換トランス５の１次巻線５ａとスイッチ
ング素子３，４の直列接続回路に対して、それぞれ並列
に接続されている。なお、各ダイオード１８．１９は、
スイッチング素子３．４の導通方向と反対方向に導通す
るように。

すなわち入力直流電源１，２に対し逆バイアスとなるご
とく接続されている。本実施例の動作原理は、第８図に
示した第２の実施例で述べた共振用コンデンサ７からの
回生電流を利用することには変わりはないが、上記回生
電流ｉｄ１”ｄ２が変換トランス６を介さずに、直列に
接続されたダイオードと回生コイル（１８と２０まだは
１９と２１）を介して入力直流電源１または２へ回生さ
れるため、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力エネルギーとな
らないことが異なる。さらに、回生コイル２ｏまたは２
１のインダクタンスを変えることで、回生電流１　ｄｌ
　１１　ｄ２の周期を任意に変えることもできる。制御
動作は第６図や第８図の実施例と全く同様である。

以上の本発明の各実施例では、共振用コンデンサ７の充
電エネルギーを、制御トランス１１を用いて一方の入力
直流電源２へ帰還させる構成について説明を行なったが
、入力・直流電源１もしくは、直列に接続された入力直
流電源１と２全体へ帰還しても同様な効果が得られる。

さらに、前述の本発明の各実施例では、スイッチング素
子を２個使用したハーフブリッジ構成としたが、スイ・
ンチング素子４個使用したフルプリ・ソジ構成の場合も
実施することができ、同様の効果が得られる。また、本
発明における直列共振回路を形成するものとして、共振
用コンデンサと変換トランスの実効もれインダクタンス
を用いたが、共振用コンデンサと変換トランスの１次巻
線に直列に共振用コイルを接続し、共振用コイルのイン
ダクタンスを利用した直列共振回路とすることも可能で
、本発明に含まれることはいうまでもない。

以上のように本発明によれば、簡単な回路構成により、
直列共振型ＤＣ−ＤＣコン、＜　−タノ％長を生かしな
がら、広範囲の入出力変動に対して、出力直流電圧を安
定化することができるもので、その工業的価値はきわめ
て高いものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンノく−タの回
路構成図、第２図（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）はそ
の動作波形図、第３図は本発明で使用する制御トランス
の構成例を示す概略図、第４図はその特性図、第６図は
その等価記号図、第６図は本発明の第１の実施例の回路
構成図、第７図（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）　、　
（ｄ）　、　（ｅ）　。 （ｆ）はその動作波形図、第８図は本発明の第２の実施
例の回路構成図、第９図（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ
）　、　（ｄ）　、　（ｅ）　。 （ｆ）はその動作波形図、第１０図は本発明の第３の実
施例の回路構成図である。 １、２ｓｅｅｓ・・入力直流電源、３，４・・・・・・
スイッチング素子、５０・・・・変換トランス、６ａ　
・・・φ・・１次巻線、５ｂ　・・・・・・２次巻線、
７・・・・・・共振用コンデンサ、８・・φ・・・整流
回路、９−＠・・・・平滑用コンデンサ、１０・・・・
・・負荷、１１・・・・・・制御トランス、１２・・・
・・・整流回路、１３・・・・・・比較回路、１４・・
・・・・直流電流制御回路、１６．１７゜１８．１９・
・・・・・ダイオード、２０．２１　　・書φ・・・回
生コイル。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 １２図 Ｃの １３図 １６図 時間 ム 第８図 一伽−β＋　ＦＩＱαノ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）入力直流電源に対して、少なくともオン・オフ動
   作するスイッチング素子と変換トランスの１次巻線およ
   び共振用コンデンサを含めて成る直列接続回路を接続し
   、前記変換トランスの２次巻線に第１の整流回路および
   平滑回路を接続して直流出力電圧を出力端子に得るごと
   く構成されたＤＣ−ＤＣコンバータと、前記共振用コン
   デンサに並列に接続された第１の巻線および出力取出し
   用の第２の巻線を有し、かつ供給する電気信号によって
   前記第１の巻線のインダクタンスを変えることのできる
   制御トランスと、前記制御トランスの第２の巻線から得
   られる信号電圧を整流して前記入力直流電源に供給する
   第２の整流回路と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端
   子に得られる直流出力電圧の関数として前記制御トラン
   スのインダクタンスを制御する制御手段を具備してなる
   ことな特徴とする定電圧電源装置。 （２、特許請求の範囲第（１）項の記載において、スイ
   ッチング素子に並列に前記スイッチング素子の導通方向
   と反対方向に導通するように一方向性素子を接続したこ
   とを特徴とする定電圧電源装置。 （３）特許請求の範囲第（１）項の記載において、コイ
   ルと、スイッチング素子の導通方向と反対方向に導通す
   るような一方向性素子とが直列に接続された回路を、ス
   イッチング素子と変換トランスの１次巻線の直列接続回
   路に対して並列に接続したことを特徴とする定電圧電源
   装置。