JPH01234052A - 直列共振コンバータ - Google Patents
直列共振コンバータInfo
- Publication number
- JPH01234052A JPH01234052A JP63061714A JP6171488A JPH01234052A JP H01234052 A JPH01234052 A JP H01234052A JP 63061714 A JP63061714 A JP 63061714A JP 6171488 A JP6171488 A JP 6171488A JP H01234052 A JPH01234052 A JP H01234052A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- series
- capacitor
- circuit
- parallel
- resonance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 92
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 5
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 4
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業との利用分野」
この発明はスイッチング素子等に適用される直列共振コ
ンバータに関するものである。
ンバータに関するものである。
「従来の技術」
直流電圧を極性或いは電圧値の異なった直流型！「に変
換する回路には小型、軽量化、高効率化を狙いとしてＤ
Ｃ−ＤＣコンバータが適用されてぃる。ＤＣ−ＤＣコン
バータの回路としてコンデンサ、リアクタによりスイッ
チング素子を流れる電流波形を正弦波状にし、スイッチ
ング素子での損失を低減できる直列共振コンバータの検
討が盛んに行われている。従来の直列共振コンバータは
第３図に示すように２個のスイッチング素子２．３の直
列回路と、２個の帰還用ダイオード４．５の直列回路と
、２個の直列共振用コンデンサ６．７の直列回路とが直
流電源１に接続され、帰還用ダイオード４．５の接続点
と直列共振用コンデンサ６．７の接続点とが接続され、
スイッチング素子２．３の接続点と帰還用ダイオード４
，５の接続点との間にトランス８の一次巻線、直列共振
用リアクタ９、並列共振用リアクタｌＯと並列共振用コ
ンデンサ１１の並列回路１２を直列に接続し、トランス
８の二次巻線に整流回路１３と出力コンデンサ１４及び
負荷１５が接続される。
換する回路には小型、軽量化、高効率化を狙いとしてＤ
Ｃ−ＤＣコンバータが適用されてぃる。ＤＣ−ＤＣコン
バータの回路としてコンデンサ、リアクタによりスイッ
チング素子を流れる電流波形を正弦波状にし、スイッチ
ング素子での損失を低減できる直列共振コンバータの検
討が盛んに行われている。従来の直列共振コンバータは
第３図に示すように２個のスイッチング素子２．３の直
列回路と、２個の帰還用ダイオード４．５の直列回路と
、２個の直列共振用コンデンサ６．７の直列回路とが直
流電源１に接続され、帰還用ダイオード４．５の接続点
と直列共振用コンデンサ６．７の接続点とが接続され、
スイッチング素子２．３の接続点と帰還用ダイオード４
，５の接続点との間にトランス８の一次巻線、直列共振
用リアクタ９、並列共振用リアクタｌＯと並列共振用コ
ンデンサ１１の並列回路１２を直列に接続し、トランス
８の二次巻線に整流回路１３と出力コンデンサ１４及び
負荷１５が接続される。
リアクタ９、並列共振回路１２及びコンデンサ６．７と
で直列共振回路を構成している。直流電源ｌの電圧を■
３、負荷１５の電圧を■。、トランス８の一次巻線数と
二次巻線数の比をｎとする。
で直列共振回路を構成している。直流電源ｌの電圧を■
３、負荷１５の電圧を■。、トランス８の一次巻線数と
二次巻線数の比をｎとする。
動作を簡単に説明すると、コンデンサ６が図示の向きに
電源電圧■、で充電され、コンデンサ７が電圧零の状態
でスイッチング素子２をオンすると、コンデンサ６−ス
イソチング素子２−トランス８−リアクタ９−並列共振
回路１２−コンデンサ６のルートと、直流型′ｔＡ１−
スイッチング素子２−トランス８−′リアクタ９−並列
共振回路１２−コンデンサ７−直流電源１のルートとで
第４図に示す共振電流ｉが流れる。共振電流ｉが流れる
ことによりコンデンサ７が電圧ｖ３に充電され、コンデ
ンサ６が放電して零電圧となる。コンデンサ７が■８以
上に充電されようとするとダイオード４が導通するため
、コンデンサ７の電圧は■。
電源電圧■、で充電され、コンデンサ７が電圧零の状態
でスイッチング素子２をオンすると、コンデンサ６−ス
イソチング素子２−トランス８−リアクタ９−並列共振
回路１２−コンデンサ６のルートと、直流型′ｔＡ１−
スイッチング素子２−トランス８−′リアクタ９−並列
共振回路１２−コンデンサ７−直流電源１のルートとで
第４図に示す共振電流ｉが流れる。共振電流ｉが流れる
ことによりコンデンサ７が電圧ｖ３に充電され、コンデ
ンサ６が放電して零電圧となる。コンデンサ７が■８以
上に充電されようとするとダイオード４が導通するため
、コンデンサ７の電圧は■。
で一定である。共振電流はトランス８の二次側の整流回
路１３で整流されて出力コンデンサ１４を充電する。出
力コンデンサ１４に蓄えられたエネルギーは負荷１５に
供給されて負荷電圧■。を得る。共振電流ｉが流れてい
る期間及びダイオード４が導通している期間にはトラン
ス８の一次側に電圧ｎＶｏが現れる。ダイオード４が導
通している期間はトランス８の一次巻線に電圧ｎＶ。が
現れるため、リアクタ９を流れる電流は直線的に減少し
て零となって半サイクルの動作は終了する。
路１３で整流されて出力コンデンサ１４を充電する。出
力コンデンサ１４に蓄えられたエネルギーは負荷１５に
供給されて負荷電圧■。を得る。共振電流ｉが流れてい
る期間及びダイオード４が導通している期間にはトラン
ス８の一次側に電圧ｎＶｏが現れる。ダイオード４が導
通している期間はトランス８の一次巻線に電圧ｎＶ。が
現れるため、リアクタ９を流れる電流は直線的に減少し
て零となって半サイクルの動作は終了する。
次の半サイクルではスイッチング素子３を導通させるこ
とによりコンデンサ７−並列共振回路１２−リアクタ９
−トランス８−スイッチング素子３−コンデンサ７−の
ルートと、直流電源１−コンデンサ６−並列共振回路１
２−リアクタ９−スイッチング素子３−直流電源１のル
ートで前の半サイクルと逆向きに共振電流ｉが流れる。
とによりコンデンサ７−並列共振回路１２−リアクタ９
−トランス８−スイッチング素子３−コンデンサ７−の
ルートと、直流電源１−コンデンサ６−並列共振回路１
２−リアクタ９−スイッチング素子３−直流電源１のル
ートで前の半サイクルと逆向きに共振電流ｉが流れる。
コンデンサ６が■、に充電され、コンデンサ７が零電圧
になって１サイクルが終了する。並列共振回路１２の電
圧が十分率さいと共振電流はりアクタ９のインダクタン
スＬｓ、コンデンサ６．７のキャパシタンスＣＳ、電源
電圧１の電圧■、と負荷電圧■。によって一義的に決ま
るため、負荷電圧を一定に制御する場合、負荷電流Ｉ０
に比例して動作周波数ｆを変化させる必要があり、負荷
電流ＩＯが小さい軽負荷時には動作周波数ｆが非常に低
くなり騒音が発生するという問題がある。このため、直
列共振ルートに並列共振回路１２を挿入し動作周波数「
が並列共振回路の共振周波数ｆ、になると並列共振回路
のインピーダンスが非常に大きくなることを利用して直
列共振電流を小さく抑え、動作周波数を１２以上にクラ
ンプしていた。動作周波数ｆがｆ、より高い状態（ｒ＞
＞ｒｐ）では並列共振回路１２の・インピーダンスを十
分率さい値にし、動作周波数ｆがｒ、近くまで低下して
くると並列共振回路１２のインピーダンスが非常に大き
くなり直列共振電流ｉを非常に小さく抑える第３図に示
す回路が提案されている。第３図の回路では、負荷１５
に流れる電流が非常に小さい無負荷に近い状態でも動作
周波数ｆをｆｐ以下にする必要はなく、「２を可聴周波
数以上に設定することにより無負荷から全負荷の全負荷
領域にわたって無騒音化が図れるという利点がある。
になって１サイクルが終了する。並列共振回路１２の電
圧が十分率さいと共振電流はりアクタ９のインダクタン
スＬｓ、コンデンサ６．７のキャパシタンスＣＳ、電源
電圧１の電圧■、と負荷電圧■。によって一義的に決ま
るため、負荷電圧を一定に制御する場合、負荷電流Ｉ０
に比例して動作周波数ｆを変化させる必要があり、負荷
電流ＩＯが小さい軽負荷時には動作周波数ｆが非常に低
くなり騒音が発生するという問題がある。このため、直
列共振ルートに並列共振回路１２を挿入し動作周波数「
が並列共振回路の共振周波数ｆ、になると並列共振回路
のインピーダンスが非常に大きくなることを利用して直
列共振電流を小さく抑え、動作周波数を１２以上にクラ
ンプしていた。動作周波数ｆがｆ、より高い状態（ｒ＞
＞ｒｐ）では並列共振回路１２の・インピーダンスを十
分率さい値にし、動作周波数ｆがｒ、近くまで低下して
くると並列共振回路１２のインピーダンスが非常に大き
くなり直列共振電流ｉを非常に小さく抑える第３図に示
す回路が提案されている。第３図の回路では、負荷１５
に流れる電流が非常に小さい無負荷に近い状態でも動作
周波数ｆをｆｐ以下にする必要はなく、「２を可聴周波
数以上に設定することにより無負荷から全負荷の全負荷
領域にわたって無騒音化が図れるという利点がある。
「発明が解決しようとする課題」
しかし、軽負荷時に並列共振回路１２の電圧が大きくな
り、並列共振回路１２の電圧がトランス８の一次側電圧
ｎＶｏより太き（なると並列共振回路１２がエネルギー
源となって並列共振回路１２−リアクタ９−トランス８
−スイッチング素子２−コンデンサ６−並列共振回路１
２のルートと、並列共振回路１２−リアクタ９−トラン
ス８−スイッチング素子２−直流電源エーコンデンサ７
−並列共振回路１２のルートで第４図に斜線で示す共振
電流１が流れるモードがある。このモードがあるとスイ
ッチング素子としてＭＯＳ −ＰＥＴを用いた場合、）
ＩＯ３−ＦＥＴのボディダイオードに電流が流れる。ス
イッチング素子２のボディダイオードに電流が流れてい
る時にスイッチング素子３を導通させるとボディダイオ
ードは逆回復特性が悪いため電源短絡となりスイッチン
グ素子を破壊する恐れがある。
り、並列共振回路１２の電圧がトランス８の一次側電圧
ｎＶｏより太き（なると並列共振回路１２がエネルギー
源となって並列共振回路１２−リアクタ９−トランス８
−スイッチング素子２−コンデンサ６−並列共振回路１
２のルートと、並列共振回路１２−リアクタ９−トラン
ス８−スイッチング素子２−直流電源エーコンデンサ７
−並列共振回路１２のルートで第４図に斜線で示す共振
電流１が流れるモードがある。このモードがあるとスイ
ッチング素子としてＭＯＳ −ＰＥＴを用いた場合、）
ＩＯ３−ＦＥＴのボディダイオードに電流が流れる。ス
イッチング素子２のボディダイオードに電流が流れてい
る時にスイッチング素子３を導通させるとボディダイオ
ードは逆回復特性が悪いため電源短絡となりスイッチン
グ素子を破壊する恐れがある。
また、直流共振ループに並列共振回路が直列に挿入され
ているためｆ＞＞ｆ、では直列共振電流はコンデンサ１
１を流れる。コンデンサ１１のキャパシタンス値をＣＰ
、コンデンサ６．７のキャパシタンス値をＣ８とすると
、直列共振回路としてのコンデンサの値は２Ｃｓ／ （
１＋２Ｃｓ／ Ｃ，）となり、並列共振回路を挿入しな
い時のコンデンサの値２Ｃ，より小さくなるため同じ出
力を得るには動作周波数ｆを高くするか、または並列共
振コンデンサ１１のＣ１を大きくする必要があり、高周
波化によるスイッチング損失が増加したり並列共振回路
が大型化するという問題があった。
ているためｆ＞＞ｆ、では直列共振電流はコンデンサ１
１を流れる。コンデンサ１１のキャパシタンス値をＣＰ
、コンデンサ６．７のキャパシタンス値をＣ８とすると
、直列共振回路としてのコンデンサの値は２Ｃｓ／ （
１＋２Ｃｓ／ Ｃ，）となり、並列共振回路を挿入しな
い時のコンデンサの値２Ｃ，より小さくなるため同じ出
力を得るには動作周波数ｆを高くするか、または並列共
振コンデンサ１１のＣ１を大きくする必要があり、高周
波化によるスイッチング損失が増加したり並列共振回路
が大型化するという問題があった。
この発明の目的は並列共振回路の電圧によってスイッチ
ング素子としてＭＯＳ −ＦＥＴを用いた場合でも、逆
回復特性のわるいボディダイオードに電流が流れず、電
源短絡によるスイッチング素子の破壊といった問題がな
く軽負荷領域を含めた全負荷領域で無騒音化が図れ、か
つ、小型化、低価格化が図れる直列共振コンバータを提
供することにある。
ング素子としてＭＯＳ −ＦＥＴを用いた場合でも、逆
回復特性のわるいボディダイオードに電流が流れず、電
源短絡によるスイッチング素子の破壊といった問題がな
く軽負荷領域を含めた全負荷領域で無騒音化が図れ、か
つ、小型化、低価格化が図れる直列共振コンバータを提
供することにある。
「課題を解決するための手段」
この発明は軽負荷時の動作周波数を抑制するｉｌＩ列共
振回路を直列共振ループに直列に挿入するのではなく、
直列共振用コンデンサと並列にコンデンサとりアクタの
直列回路を接続して直列共振コンデンサを並列共振回路
の一部として利用するため、従来の直列共振コンバータ
のように並列共振回路の電圧が大きくなってスイッチン
グ素子としてＭＯＳ −ＦＥＴを用いた場合でも、逆回
復特性のわるいボディダイオードに電流が流れるモード
が無く、電源短絡によるスイッチング素子の破壊といっ
た問題はなくなる。また、直列共振コンデンサと並列に
接続されたコンデンサとりアクタの直列回路には直列共
振電流は流れず、並列共振電流のみが流れる。
振回路を直列共振ループに直列に挿入するのではなく、
直列共振用コンデンサと並列にコンデンサとりアクタの
直列回路を接続して直列共振コンデンサを並列共振回路
の一部として利用するため、従来の直列共振コンバータ
のように並列共振回路の電圧が大きくなってスイッチン
グ素子としてＭＯＳ −ＦＥＴを用いた場合でも、逆回
復特性のわるいボディダイオードに電流が流れるモード
が無く、電源短絡によるスイッチング素子の破壊といっ
た問題はなくなる。また、直列共振コンデンサと並列に
接続されたコンデンサとりアクタの直列回路には直列共
振電流は流れず、並列共振電流のみが流れる。
「実施例」
第１図はこの発明の第１の実施例であって、第３図と異
なるのはりアクタ９とコンデンサ６．７で直列共振回路
を構成しており、第３図のように並列共振回路を直列共
振ループに含んでいないことであり、第３図の並列共振
回路１２のかわりにコンデンサ６と並列にリアクタ２０
とコンデンサ２１の直列回路を接続し、コンデンサ７と
並列にリアクタ２２とコンデンサ２３の直列回路を接続
してコンデンサ６．７を並列共振回路の一部とじて利用
していることである。リアクタ２０．２２のインダクア
ンスをり、゛、コンデンサ２１．２３のキャパシタンス
をＣ１とするとｊ）ｐ列共振周波数（ｐ’は、 となる。動作周波数ｆが並列共振周波数ｆ、′より十分
高いと直列共振電流はりアクタ２０．２２を流れず、コ
ンデ゛ンサ２１，２３の電圧は一定値■５／２を保つ。
なるのはりアクタ９とコンデンサ６．７で直列共振回路
を構成しており、第３図のように並列共振回路を直列共
振ループに含んでいないことであり、第３図の並列共振
回路１２のかわりにコンデンサ６と並列にリアクタ２０
とコンデンサ２１の直列回路を接続し、コンデンサ７と
並列にリアクタ２２とコンデンサ２３の直列回路を接続
してコンデンサ６．７を並列共振回路の一部とじて利用
していることである。リアクタ２０．２２のインダクア
ンスをり、゛、コンデンサ２１．２３のキャパシタンス
をＣ１とするとｊ）ｐ列共振周波数（ｐ’は、 となる。動作周波数ｆが並列共振周波数ｆ、′より十分
高いと直列共振電流はりアクタ２０．２２を流れず、コ
ンデ゛ンサ２１，２３の電圧は一定値■５／２を保つ。
動作を説明すると、コンデンサ６が直情型５電圧■ｓに
充電され、コンデンサ７が電圧零の状態でスイッチング
素子２をオンづるとコンデンサ６−スイノチング素子２
−トランス８−リアクタ９−コンデンサ６のルートと、
直流電源ｌ−スイッチング素子２−トランス８−リアク
タ９−コンデンサ７−直流電ａ１のルートで直列共振電
流が流れる。共振電流ｊが流れることによりコンデンサ
７が電圧■、に充電され、コンデンサ６が放電して零電
圧となる。コンデンサ７が■３以上に充電されようとす
るとダイオード４が導通し、コンデンサ７の電圧は■、
一定を保つ。次の半サイクルではコンデンサ７が電源電
圧■、にコンデンサ６が零電圧の状態でスイッチング素
子３を導通してコンデンサ７−リアクタ８−スイッチン
グ素子３−コンデンサ７のルートと、直流電源ｌ−コン
デンサ６−リアクタ９−トランス８−スイッチング素子
３−直流型ａ１のルートで直列共振電流が流れ、コンデ
ンサ６が■、に充電され、コンデンサ７が零電圧となっ
て１サイクルが終了する。
充電され、コンデンサ７が電圧零の状態でスイッチング
素子２をオンづるとコンデンサ６−スイノチング素子２
−トランス８−リアクタ９−コンデンサ６のルートと、
直流電源ｌ−スイッチング素子２−トランス８−リアク
タ９−コンデンサ７−直流電ａ１のルートで直列共振電
流が流れる。共振電流ｊが流れることによりコンデンサ
７が電圧■、に充電され、コンデンサ６が放電して零電
圧となる。コンデンサ７が■３以上に充電されようとす
るとダイオード４が導通し、コンデンサ７の電圧は■、
一定を保つ。次の半サイクルではコンデンサ７が電源電
圧■、にコンデンサ６が零電圧の状態でスイッチング素
子３を導通してコンデンサ７−リアクタ８−スイッチン
グ素子３−コンデンサ７のルートと、直流電源ｌ−コン
デンサ６−リアクタ９−トランス８−スイッチング素子
３−直流型ａ１のルートで直列共振電流が流れ、コンデ
ンサ６が■、に充電され、コンデンサ７が零電圧となっ
て１サイクルが終了する。
動作周波数ｆが並列共振周波数ｆｐ’に近づくとりアク
タ２０．２２に並列共振電流が流れ、並列共振回路のイ
ンピーダンスが増加するため、直列共振電流が流れる回
路のインピーダンスが大きくなり、共振電流のピーク値
が小さく抑えられる。
タ２０．２２に並列共振電流が流れ、並列共振回路のイ
ンピーダンスが増加するため、直列共振電流が流れる回
路のインピーダンスが大きくなり、共振電流のピーク値
が小さく抑えられる。
並列共振電流はコンデンサ２Ｌ２３とコンデンサ６．７
に同じように流れ、コンデンサ２１．２３のキャパシタ
ンスＣＰとコンデンサ６．７のキャパシタンスＣ５の比
ＣＰ ／ ｃ ｓが大きいほどコンデンサ６．７の電圧
が大きく変化し、直列共振電流を抑制する効果は大きく
なる。
に同じように流れ、コンデンサ２１．２３のキャパシタ
ンスＣＰとコンデンサ６．７のキャパシタンスＣ５の比
ＣＰ ／ ｃ ｓが大きいほどコンデンサ６．７の電圧
が大きく変化し、直列共振電流を抑制する効果は大きく
なる。
従って、動作周波数ｆが並列共振周波数ｆ２′付近では
直列共振電流が小さく抑えられるため無負荷時において
も動作周波数ｆを並列共振周波数「、′以下にする必要
がなく、ｆ、′を可聴周波数以上に選ぶことにより全負
荷領域で無騒音化が達成できる。コンデンサ・６．７を
並列共振回路の一部として用いており、コンデンサ６．
７の電圧はダイオード４．５によって電源電圧Ｖ、にク
ランプされるためスイッチング素子としてＭＯＳ −Ｆ
ＥＴを用いた場合でも逆回復特性の悪いボディダイオー
ドに電流が流れることはな（、電源短絡等によるスイッ
チング素子破壊の恐れはない。
直列共振電流が小さく抑えられるため無負荷時において
も動作周波数ｆを並列共振周波数「、′以下にする必要
がなく、ｆ、′を可聴周波数以上に選ぶことにより全負
荷領域で無騒音化が達成できる。コンデンサ・６．７を
並列共振回路の一部として用いており、コンデンサ６．
７の電圧はダイオード４．５によって電源電圧Ｖ、にク
ランプされるためスイッチング素子としてＭＯＳ −Ｆ
ＥＴを用いた場合でも逆回復特性の悪いボディダイオー
ドに電流が流れることはな（、電源短絡等によるスイッ
チング素子破壊の恐れはない。
動作周波数ｒがｒｐ′より十分高い場合には直列共振電
流はコンデンサ６．７にのみ流れるためコンデンサ２１
．２３を付けたことによる動作周波数への影響はなく回
路設計が容易に行える。
流はコンデンサ６．７にのみ流れるためコンデンサ２１
．２３を付けたことによる動作周波数への影響はなく回
路設計が容易に行える。
また、コンデンサ２１．２３には直列共振電流が流れず
、並列共振電流のみが流れる。
、並列共振電流のみが流れる。
第２図はこの発明の第２の実施例であって、並列共振に
用いるリアクタを１つにしている。動作は第１図と同様
でありその１つのりアクタ３０のインダクタンスをり、
ＩＩ とすると並列共振周波数ｆｐ”は、 となり、リアクタ３０として第１図のりアクタ２０．２
２のインダクタンスし、゛と同じものを用いれば並列共
振周波数は１／Ｊ丁 となる。
用いるリアクタを１つにしている。動作は第１図と同様
でありその１つのりアクタ３０のインダクタンスをり、
ＩＩ とすると並列共振周波数ｆｐ”は、 となり、リアクタ３０として第１図のりアクタ２０．２
２のインダクタンスし、゛と同じものを用いれば並列共
振周波数は１／Ｊ丁 となる。
実施例では直流電源と負荷を絶縁するためトランスを用
いているが、絶縁の必要が無いものについてはトランス
を省略できることは言うまでもない。
いているが、絶縁の必要が無いものについてはトランス
を省略できることは言うまでもない。
「発明の効果」
以上説明したようにこの発明による直列共振コンバーク
はダイオードで電源電圧にクランプされる直列共振コン
デンサを並列共振回路の一部として用いるため、並列共
振回路に発生する電圧によって生ずる電流はスイッチン
グ素子としてＭＯＳ −ＦＥＴを用いた場合でも逆回復
特性の悪いボディダイオードに電流が流れず、スイッチ
ング素子を破壊するというモードもなく安定に動作でき
るという利点がある。また、並列共振コンデンサに直列
共振電流が流れないため、動作周波数の低減や並列共振
コンデンサの大型化といった問題もなく、並列共振回路
の小型化が可能となる。
はダイオードで電源電圧にクランプされる直列共振コン
デンサを並列共振回路の一部として用いるため、並列共
振回路に発生する電圧によって生ずる電流はスイッチン
グ素子としてＭＯＳ −ＦＥＴを用いた場合でも逆回復
特性の悪いボディダイオードに電流が流れず、スイッチ
ング素子を破壊するというモードもなく安定に動作でき
るという利点がある。また、並列共振コンデンサに直列
共振電流が流れないため、動作周波数の低減や並列共振
コンデンサの大型化といった問題もなく、並列共振回路
の小型化が可能となる。
第１図はこの発明の第１の実施例を示す接続図、第２図
は並列共振りアクタを１つにしたこの発明の第２の実施
例を示す接続図、第３図は従来の直列共振コンバータを
示す接続図、第４図は第３図の直列共振コンバータにお
けるスイッチング素子を流れる電流波形図である。 １・・・直流電源、２．３・・・スイッチング素子、４
゜５・・・帰還用ダイオード、６．７・・・直列共振用
コンデンサ、８・・・トランス、９・・・直列共振用リ
アクタ、１０・・・並列共振用リアクタ、１１・・・並
列共振用コンデンサ、１２・・・並列共振回路、１３・
・・整流回路、１４・・・出力コンデンサ、１５・・・
負荷、２０．２２・・・リアクタ、２１．２３・・・コ
ンデンサ、３０・・・リアクタ。
は並列共振りアクタを１つにしたこの発明の第２の実施
例を示す接続図、第３図は従来の直列共振コンバータを
示す接続図、第４図は第３図の直列共振コンバータにお
けるスイッチング素子を流れる電流波形図である。 １・・・直流電源、２．３・・・スイッチング素子、４
゜５・・・帰還用ダイオード、６．７・・・直列共振用
コンデンサ、８・・・トランス、９・・・直列共振用リ
アクタ、１０・・・並列共振用リアクタ、１１・・・並
列共振用コンデンサ、１２・・・並列共振回路、１３・
・・整流回路、１４・・・出力コンデンサ、１５・・・
負荷、２０．２２・・・リアクタ、２１．２３・・・コ
ンデンサ、３０・・・リアクタ。
Claims (2)
- （１）２個のスイッチング素子の直列回路と、２個の帰
還用ダイオードの直列回路と、２個の直列共振用コンデ
ンサの直列回路とが直流電源に接続され、 上記２個の直列共振用コンデンサ各々に並列共振用リア
クタと並列共振用コンデンサの直列回路が並列に接続さ
れ、 上記帰還用ダイオードの接続点と上記直列共振用コンデ
ンサの接続点とが接続され、 上記帰還用ダイオートの接続点と上記スイッチング素子
の接続点との間にトランスの一次巻線と直列共振用リア
クタとの直列回路が接続され、上記トランスの二次巻線
に整流回路と出力コンデンサとが接続されてなる直列共
振コンバータ。 - （２）２個のスイッチング素子の直列回路と、２個の帰
還用ダイオードの直列回路と、２個の直列共振用コンデ
ンサの直列回路と、２個の並列共振コンデンサの直列回
路とが直流電源に接続され、上記帰還用ダイオードの接
続点と上記直列共振用コンデンサの接続点とが接続され
、 上記並列共振コンデンサの接続点と上記直列共振用コン
デンサの接続点との間に並列共振用リアクタが接続され
、 上記帰還用ダイオードの接続点と上記スイッチング素子
の接続点との間にトランスの一次巻線と直列共振用リア
クタとの直列回路が接続され、上記トランスの二次巻線
に整流回路と出力コンデンサとが接続されてなる直列共
振コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63061714A JPH0757093B2 (ja) | 1988-03-14 | 1988-03-14 | 直列共振コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63061714A JPH0757093B2 (ja) | 1988-03-14 | 1988-03-14 | 直列共振コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01234052A true JPH01234052A (ja) | 1989-09-19 |
| JPH0757093B2 JPH0757093B2 (ja) | 1995-06-14 |
Family
ID=13179171
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63061714A Expired - Lifetime JPH0757093B2 (ja) | 1988-03-14 | 1988-03-14 | 直列共振コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0757093B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01270768A (ja) * | 1988-04-21 | 1989-10-30 | Origin Electric Co Ltd | 直列共振コンバータ |
| WO1999016163A3 (en) * | 1997-09-22 | 1999-08-19 | Thomson Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
| CN101997421A (zh) * | 2009-08-14 | 2011-03-30 | 台达电子工业股份有限公司 | 具过流保护装置的谐振变换器及其控制方法 |
-
1988
- 1988-03-14 JP JP63061714A patent/JPH0757093B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01270768A (ja) * | 1988-04-21 | 1989-10-30 | Origin Electric Co Ltd | 直列共振コンバータ |
| WO1999016163A3 (en) * | 1997-09-22 | 1999-08-19 | Thomson Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
| CN101997421A (zh) * | 2009-08-14 | 2011-03-30 | 台达电子工业股份有限公司 | 具过流保护装置的谐振变换器及其控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0757093B2 (ja) | 1995-06-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10581334B2 (en) | DC-DC converter and control method | |
| Yang et al. | Isolated boost circuit for power factor correction | |
| Qian et al. | A high-efficiency single-stage single-switch high-power-factor AC/DC converter with universal input | |
| US6356462B1 (en) | Soft-switched full-bridge converters | |
| US6611444B2 (en) | Zero voltage switching DC-DC converter | |
| US5434767A (en) | Power converter possessing zero-voltage switching and output isolation | |
| US5418704A (en) | Zero-voltage-transition pulse-width-modulated converters | |
| US6714428B2 (en) | Combined transformer-inductor device for application to DC-to-DC converter with synchronous rectifier | |
| US6198260B1 (en) | Zero voltage switching active reset power converters | |
| JP3132093B2 (ja) | 電源回路 | |
| US6594158B2 (en) | AC/DC converter with power factor correction (PFC) | |
| US5166869A (en) | Complementary electronic power converter | |
| Meier et al. | Soft-switching high static gain DC–DC converter without auxiliary switches | |
| WO2006031427A1 (en) | Bipolar power supply with lossless snubber | |
| US5181169A (en) | Bi-directional PWM converter | |
| JPS59191485A (ja) | 低損失高周波インバ−タ | |
| Kutkut et al. | A dual bridge high current DC-to-DC converter with soft switching capability | |
| US20060176034A1 (en) | Multi-resonant dc-dc converter | |
| KR101333285B1 (ko) | 양방향 전력수수를 위한 sllc 공진컨버터 | |
| JPH01234052A (ja) | 直列共振コンバータ | |
| Ayyanar et al. | A novel soft-switching DC-DC converter with wide ZVS-range and reduced filter requirement | |
| JP3143848B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| Li et al. | A current fed two-inductor boost converter with lossless snubbing for photovoltaic module integrated converter applications | |
| JP3427238B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2003348834A (ja) | 単相昇降圧コンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080614 Year of fee payment: 13 |