JPS58127563A - 定電圧電源装置 - Google Patents
定電圧電源装置Info
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- JPS58127563A JPS58127563A JP706382A JP706382A JPS58127563A JP S58127563 A JPS58127563 A JP S58127563A JP 706382 A JP706382 A JP 706382A JP 706382 A JP706382 A JP 706382A JP S58127563 A JPS58127563 A JP S58127563A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、出力直流電圧を安定化した直列共振型Ｉｎ−
ＤＣコンバータを使用した定電圧電源装置に関するもの
である。
ＤＣコンバータを使用した定電圧電源装置に関するもの
である。
従来のスイッチングレギュレータは、スイッチング素子
のオン・オフ動作の時比率を制御して出力直流電圧を安
定化させるＰＷＭ方式が一般的である。しかし、上記方
式の欠点は、スイッチング素子のオン・オフ時に電流と
電圧が急峻に変化する期間が存在するため、スイッチン
グ損失が大きく、不要輻射雑も大きいことである。その
ため。
のオン・オフ動作の時比率を制御して出力直流電圧を安
定化させるＰＷＭ方式が一般的である。しかし、上記方
式の欠点は、スイッチング素子のオン・オフ時に電流と
電圧が急峻に変化する期間が存在するため、スイッチン
グ損失が大きく、不要輻射雑も大きいことである。その
ため。
上記スイッチングレギュレータを音響機器用電源と考え
るならば、入出力部に不要輻射雑音を大きく減衰させる
ためのフィルタを挿入し、さらに。
るならば、入出力部に不要輻射雑音を大きく減衰させる
ためのフィルタを挿入し、さらに。
完全密閉したシールドを施す等の雑音対策を必要とする
ために、コストアップ、信頼性の低下等の問題を有する
。
ために、コストアップ、信頼性の低下等の問題を有する
。
上記欠点を解決する一手段として、コンデンサとコイル
で構成された直列共振回路金利用した直列共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータが提案されている０この直列共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、＠列共振回路により、スイッチン
グ素子の導通時の電流波形が正弦波状となり、上記スイ
ッチング素子のオン・オフ時に電流と電圧が零で交差す
る。そのため、スイッチング損失および不要輻射雑音が
著しく減少する特徴をもつ。しかしながら、上記直列共
振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入出力変動に対し、上記
脣似を損なわずに出力直流電圧を安定化させるための制
御が困難でめった。
で構成された直列共振回路金利用した直列共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータが提案されている０この直列共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、＠列共振回路により、スイッチン
グ素子の導通時の電流波形が正弦波状となり、上記スイ
ッチング素子のオン・オフ時に電流と電圧が零で交差す
る。そのため、スイッチング損失および不要輻射雑音が
著しく減少する特徴をもつ。しかしながら、上記直列共
振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入出力変動に対し、上記
脣似を損なわずに出力直流電圧を安定化させるための制
御が困難でめった。
上記の点を踏まえて、従来使用されていた直列共振型ｎ
ｃ−ｐｃコンバータについて、その回路構成および動作
について説明するＯ 第１図は従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本
回路構成図、第２図（＆］ 、 （ｂｌ 、 （Ｃ＋）
はその動作波形図である◇第１図において、直列に接続
された２つの入力直流電源１，２の両端子間に、オン・
オフ動作を行なうスイッチング素子（例えば。
ｃ−ｐｃコンバータについて、その回路構成および動作
について説明するＯ 第１図は従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本
回路構成図、第２図（＆］ 、 （ｂｌ 、 （Ｃ＋）
はその動作波形図である◇第１図において、直列に接続
された２つの入力直流電源１，２の両端子間に、オン・
オフ動作を行なうスイッチング素子（例えば。
トランジスタ、サイリスタ等）３，４を直列に接続し、
上記入力直流電源１，２とスイッチング素子３，４の中
点の間に、直列に接続された共振用コンデンサ７、変換
トランス６の１次巻線５＆を接続している。また、変換
トランス６の２次巻線５ｂには、整流回路８および平滑
コンデンサ９を接続し、その出力端子ａ、ｂには負荷１
ｏを接続している。ここで、共振用コンデンサ７と変換
トランス６の実効もれインダクタンスで構成された直列
共振回路に流れる共振電流を１１共振用コンデンサ７の
充電電圧ｉＶｃ とする。第２図（ＩＬＪ 、 （ｂＪ
。
上記入力直流電源１，２とスイッチング素子３，４の中
点の間に、直列に接続された共振用コンデンサ７、変換
トランス６の１次巻線５＆を接続している。また、変換
トランス６の２次巻線５ｂには、整流回路８および平滑
コンデンサ９を接続し、その出力端子ａ、ｂには負荷１
ｏを接続している。ここで、共振用コンデンサ７と変換
トランス６の実効もれインダクタンスで構成された直列
共振回路に流れる共振電流を１１共振用コンデンサ７の
充電電圧ｉＶｃ とする。第２図（ＩＬＪ 、 （ｂＪ
。
（０）にスイッチング素子３，４のオン＋１オフ状態と
。
。
上記共振電流ｉ、充電電圧Ｖｏ の動作波形図を示す
。第２図において、時刻ｔ１ でスイッチング素子３が
オンし、共振電流ｉは時刻ｔ１カ・ら時刻ｔ２間ニ、共
振用コンデンサ７のキャパシタンスト前記実効もれイン
ダクタンスにより周期が決まる正弦波状の電流となる。
。第２図において、時刻ｔ１ でスイッチング素子３が
オンし、共振電流ｉは時刻ｔ１カ・ら時刻ｔ２間ニ、共
振用コンデンサ７のキャパシタンスト前記実効もれイン
ダクタンスにより周期が決まる正弦波状の電流となる。
上記期間に、充電電圧ＶＣは、初期充電電圧−ｖｏｌか
ら共振電流ｉによりＶｃｌとなる〇 次に１時刻ｔ２ において、スイッチング素子３がオフ
となる。時刻ｔ２≦ｔ≦ｔ５の間は、スイッチング素子
３，４共にオフであるため、共振電流ｉは零とな・す、
共振用コンデンサ７０充電電圧ｖｃ１も放電経路がない
ため一定のままである０時刻ｔ５で、スイッチング素子
４がオンになると１時刻ｔ１≦ｔ≦ｔ３の間の動作波形
と正負逆の動作波形となり、以後、再びスイッチング孝
子３がオンになると、同じ動作を繰り返す。また、共振
電流ｉは、変換トランス５を介して２次側へ伝達され。
ら共振電流ｉによりＶｃｌとなる〇 次に１時刻ｔ２ において、スイッチング素子３がオフ
となる。時刻ｔ２≦ｔ≦ｔ５の間は、スイッチング素子
３，４共にオフであるため、共振電流ｉは零とな・す、
共振用コンデンサ７０充電電圧ｖｃ１も放電経路がない
ため一定のままである０時刻ｔ５で、スイッチング素子
４がオンになると１時刻ｔ１≦ｔ≦ｔ３の間の動作波形
と正負逆の動作波形となり、以後、再びスイッチング孝
子３がオンになると、同じ動作を繰り返す。また、共振
電流ｉは、変換トランス５を介して２次側へ伝達され。
整流・平滑後、所定の出力直流電圧として負ｆ６゜に供
給される。
給される。
以上が従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構
成および動作である。上記直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを制御する手段として、共振用コンデンサ７のキャ
パシタンス値を制御することと、スイッチング素子３，
４が共にオ″フ状態の期間、つまシスイツチング周波数
を制御することが提案されている。しかし、いずれの場
合も、共振電流ｉの電流量が変わらないため、制御が困
難であった。
成および動作である。上記直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを制御する手段として、共振用コンデンサ７のキャ
パシタンス値を制御することと、スイッチング素子３，
４が共にオ″フ状態の期間、つまシスイツチング周波数
を制御することが提案されている。しかし、いずれの場
合も、共振電流ｉの電流量が変わらないため、制御が困
難であった。
本発明は、上記の直列共振型ＤＣ−ＤＯコ／バータを、
共振方式の特徴を損なわずに、広範囲な入出力変動に対
して出力直流電圧を安定化するようにした定電圧電源装
置を提供しようとするものである。
共振方式の特徴を損なわずに、広範囲な入出力変動に対
して出力直流電圧を安定化するようにした定電圧電源装
置を提供しようとするものである。
以下１本発明について説明するが、その前に本発明で使
用する可変インダクタンス素子について説明する。第３
図はその一例を示す概略構成図、第４図はその特性図、
第６図はその等測的な記号を表わした図である。第３図
において、Ｅ形コアとＩ形コアの組合せ体、または２つ
のＥ形コアの組合せ体の両脚のそれぞれに交流巻線Ｈａ
、 Ｎｂ ｋ設け、中央脚には直流巻１１ＡＮｃ’ｉ
ｒ：設け、直流巻線Ｎ、の両端には直流電流源ＩＣが接
続されている。
用する可変インダクタンス素子について説明する。第３
図はその一例を示す概略構成図、第４図はその特性図、
第６図はその等測的な記号を表わした図である。第３図
において、Ｅ形コアとＩ形コアの組合せ体、または２つ
のＥ形コアの組合せ体の両脚のそれぞれに交流巻線Ｈａ
、 Ｎｂ ｋ設け、中央脚には直流巻１１ＡＮｃ’ｉ
ｒ：設け、直流巻線Ｎ、の両端には直流電流源ＩＣが接
続されている。
また、ム、Ｂは入出力端子であジ、Ｃ，Ｄは副側ｊ端子
である。また、交流巻線）ｆａ ｔ Ｎｂは、入出力端
子ム、Ｂからの交流電流により中央脚に誘導される磁束
が相殺されるような巻き方とする。つまり、磁束Φ２と
Φ２′は等し一状態である。ここで。
である。また、交流巻線）ｆａ ｔ Ｎｂは、入出力端
子ム、Ｂからの交流電流により中央脚に誘導される磁束
が相殺されるような巻き方とする。つまり、磁束Φ２と
Φ２′は等し一状態である。ここで。
直流電流源ＩＣから直流電流ｉ６を流すことにより磁束
Φ１が直流巻線ＮＧに発生し、入出力端子ム。
Φ１が直流巻線ＮＧに発生し、入出力端子ム。
８間のインダクタンス値が変化する。直流電流８ｃによ
るインダクタンス値の変化′ｆ：第４図に示す。
るインダクタンス値の変化′ｆ：第４図に示す。
よって、制御端子０，８間を流れる直流電流６ｃを変え
ることで、入出力端子ム、Ｂ間のインダクタンスを減少
方向に制御することが可能となる。
ることで、入出力端子ム、Ｂ間のインダクタンスを減少
方向に制御することが可能となる。
上述の可変インダクタンス素子の等測的な記号を第５図
に示し、以下、これを使用した本発明の実施例について
第６図以後の図面を参照して説明する。第６図は本発明
の第１の実施例の回路構成図で、第１図で説明したもの
と同様の機能を有するものは同一の符号を付している。
に示し、以下、これを使用した本発明の実施例について
第６図以後の図面を参照して説明する。第６図は本発明
の第１の実施例の回路構成図で、第１図で説明したもの
と同様の機能を有するものは同一の符号を付している。
また、第７図（ａ）。
（ｂｌ 、 （Ｃ１は第６図における動作波形図である
。
。
第６図において、１１は第３図で説明したごとき可変イ
ンダクタンス素子であり、その入出力端子ム、Ｂは共振
用コンデンサ７の両端に接続されている。１２は比較回
路、１３は直流電流制御回路である。上記比較回路１２
は５客入力端子に、出力端子ｔ、ｂに現われる出力直流
電圧と、予め定められた基準電圧ＩＣｇ とが供給され
、それぞれの電圧値を比較し、その比較した結果の差信
号を直流電流制御回路１３に供給する。直流電流制御回
路１３は、上記比較回路１２から与えられる信号に応じ
た直流電流を可変インダクタ／ス素子１１０制御端子０
．Ｄに与えて、その入出力端子Ａ。
ンダクタンス素子であり、その入出力端子ム、Ｂは共振
用コンデンサ７の両端に接続されている。１２は比較回
路、１３は直流電流制御回路である。上記比較回路１２
は５客入力端子に、出力端子ｔ、ｂに現われる出力直流
電圧と、予め定められた基準電圧ＩＣｇ とが供給され
、それぞれの電圧値を比較し、その比較した結果の差信
号を直流電流制御回路１３に供給する。直流電流制御回
路１３は、上記比較回路１２から与えられる信号に応じ
た直流電流を可変インダクタ／ス素子１１０制御端子０
．Ｄに与えて、その入出力端子Ａ。
８間のインダクタンスを変えるように作用する制御手段
を構成する。
を構成する。
上記第６図の実施例の動作を説明するに先立ち。
まず５本発明の動作原理について第６図と理論的に等価
な第８図を参照して説明しておく。第８図において、１
４は等価コイルで、変換トランス５の１次巻線６＆に並
列に接続されている。上記等価コイル１４は、可変イン
ダクタンス素子１１のインダクタンスが、第８図の回路
に変換したときのインダクタンスを表わすものである０
以上の回路構成において、変換トランス５の１次巻線に
流れる電流は、等価コイル１４のインダクタンスの値に
より変化するため１等価コイル１４のインダクタンスを
変えることにより、変換トランス５の１次巻線６１Ｌか
ら２次巻１１ｓｂ側へ伝達されるエネルギーを変えるこ
とが出来る。
な第８図を参照して説明しておく。第８図において、１
４は等価コイルで、変換トランス５の１次巻線６＆に並
列に接続されている。上記等価コイル１４は、可変イン
ダクタンス素子１１のインダクタンスが、第８図の回路
に変換したときのインダクタンスを表わすものである０
以上の回路構成において、変換トランス５の１次巻線に
流れる電流は、等価コイル１４のインダクタンスの値に
より変化するため１等価コイル１４のインダクタンスを
変えることにより、変換トランス５の１次巻線６１Ｌか
ら２次巻１１ｓｂ側へ伝達されるエネルギーを変えるこ
とが出来る。
上記原理を踏まえて、第７図の動作波形を説明する。同
図において、共振電流ｉは、共振用コンデンサ７のキャ
パシタンスと変換トランス６の実効もれインダクタンス
および可変インダクタンス素子１１のインダクタンスに
より決定される。スイッチング素子３，４と共振電流ｉ
との関係は第１図と全く同様である。時刻ｔ１から時刻
ｔ２にかけて、共振用コンデンサ７の充電電圧は、共振
電流ｉと可変インダクタンス素子１１からの制御電流ｉ
Ｌ により光電され、 ＶＯ２からＶＯ２に変化する。
図において、共振電流ｉは、共振用コンデンサ７のキャ
パシタンスと変換トランス６の実効もれインダクタンス
および可変インダクタンス素子１１のインダクタンスに
より決定される。スイッチング素子３，４と共振電流ｉ
との関係は第１図と全く同様である。時刻ｔ１から時刻
ｔ２にかけて、共振用コンデンサ７の充電電圧は、共振
電流ｉと可変インダクタンス素子１１からの制御電流ｉ
Ｌ により光電され、 ＶＯ２からＶＯ２に変化する。
時刻１２時に共振電流イが零となり、以後制御電流ｉＬ
により充電電圧はＶＯ２−Ｐｖｃ３→ｖｃ２と変化して
いく。
により充電電圧はＶＯ２−Ｐｖｃ３→ｖｃ２と変化して
いく。
以後１時刻ｔ３から時刻ｔ５ にかけて動作波形は正負
逆となり、以後、スイッチング素子３がオンする時刻ｔ
１からは同一の波形となる。また。
逆となり、以後、スイッチング素子３がオンする時刻ｔ
１からは同一の波形となる。また。
制御電流ｉＬは共振電流ｉに同期し、制御電流ｉＬの電
流量は、前記動作原理より、可変インダクタンス素子１
１のインダクタンスの値に関係するＯさらに、制御電流
ｉＬはスイッチング素子３，４のスイッチング周波数に
よっても変化する。
流量は、前記動作原理より、可変インダクタンス素子１
１のインダクタンスの値に関係するＯさらに、制御電流
ｉＬはスイッチング素子３，４のスイッチング周波数に
よっても変化する。
以上より、制御電流ｉｔ ｋ変えることで、共振電流ｉ
が変わ９．変換トランス５の１次側力）ら２次側へ伝達
するエネルギーを変えることが出来る。
が変わ９．変換トランス５の１次側力）ら２次側へ伝達
するエネルギーを変えることが出来る。
なお、上記動作における制御は、出力直流電圧が低い（
または高い）場合、可変インダクタンス素子１１のイン
ダクタンスを犬きく（または小びく）するようになって
いる。
または高い）場合、可変インダクタンス素子１１のイン
ダクタンスを犬きく（または小びく）するようになって
いる。
本発明の第２の実施例を第９図に示す。この第２の実施
例は、第６図に示した第１の実施例における入出力変動
に対する制御範囲をさらに広げようとするものであるＯ
従果例の共振方式における共振電流は、共振用コンデン
サの初期充電電圧値により決定式れる。これを利用して
、第２の実施例はスイッチング素子がオフ時の期間で、
上記光電電正値を変化させるようにしたものである。
例は、第６図に示した第１の実施例における入出力変動
に対する制御範囲をさらに広げようとするものであるＯ
従果例の共振方式における共振電流は、共振用コンデン
サの初期充電電圧値により決定式れる。これを利用して
、第２の実施例はスイッチング素子がオフ時の期間で、
上記光電電正値を変化させるようにしたものである。
以下、この第２の実施例を第１０図に示す動作波形図を
参照して説明するが、第６図で説明したものと同様の機
能を有するものには同一の符号を付し、それらのここで
の重複する説明については省略する０この第９図におい
て、第６図の実施例と異なる点は、スイッチング素子３
，４の導通方向と反対方向に導通するように、ダイオー
ド１６゜１６をスイッチング素子３，４に並列に接続し
たことである。
参照して説明するが、第６図で説明したものと同様の機
能を有するものには同一の符号を付し、それらのここで
の重複する説明については省略する０この第９図におい
て、第６図の実施例と異なる点は、スイッチング素子３
，４の導通方向と反対方向に導通するように、ダイオー
ド１６゜１６をスイッチング素子３，４に並列に接続し
たことである。
動作原理としては、共振電流ｉと制御電流ｉＬにより共
振用コンデンサ７に蓄積されたエネルギー’ｔオフ期間
に回生電流として、ダイオード１６゜、１６を経て入力
直流電源１，２に回生ずることを利用するものである。
振用コンデンサ７に蓄積されたエネルギー’ｔオフ期間
に回生電流として、ダイオード１６゜、１６を経て入力
直流電源１，２に回生ずることを利用するものである。
つまり、第１０図において時刻ｔ２から時刻ｔ２′の期
間で共振用コンデンサ７の放電により回生電流が流れる
。さらに１回生電流量を決定するのは、共振電流が流れ
終りだ時刻１２時の充電電圧値ＶＯ５による。充電電圧
ｖｃ５べ、共振用コンデンサアに流れ込む電流量で決ま
るため、前記第６図に示した第１の実施例で説明したよ
うに、可変インダクタンス素子１１のインダクタンス値
を変えることで制御電流量が変化することを利用して、
共振用コンデンサ７に流れ込む電流を制御することがで
きる。これにより、オフ期間の充電電圧は、回生電流が
流れた量たけ変化することになる。第１０図においては
１時刻ｔ２から時刻ｔ３ の期間で、充電電圧はＶＯ５
からＶＯ４へと変化している。前述の共振電流はオ／時
の初期充電電圧値によって決定されることより、共振電
流自体も変化する０ 従って、制御としては、初期充電電圧２５１−変える手
段を用いる。つまり、出力直流電圧が低い（または高い
）場合、可変インダクタンス素子１１のインダクタンス
を大きく（または小さく）シ、前述したように回生電流
量を少なく（または多く）するような制御手段を用いる
０ 本発明の第３の実施例を第１１図に示す。この第３の実
施例は、第６図に示した第１の実施Ｖすに〜ける入出力
変動に対する制御範囲をさらに広げたもので、その動作
波形を第１２図に示す。この実施例においても先述の第
１の実施例で説明したものと同様の機能を有するものに
は同一の符号を付している。第１１図において、１７．
１８はダイオード、１９．２０は回生コイルで、それぞ
れ直列に接続されている。この場合、上記ダイオード１
７．１８と回生コイル１９．２０は、それぞれスイッチ
ング素子３，４と変換トランス６の１次巻線６ａの直列
接続回路に対し並列に接続され、η・つ上記ダイオード
１７．１８は、それぞれスイッチング素子３，４の導通
方向と反対方向に導通する向きに接続されている。
間で共振用コンデンサ７の放電により回生電流が流れる
。さらに１回生電流量を決定するのは、共振電流が流れ
終りだ時刻１２時の充電電圧値ＶＯ５による。充電電圧
ｖｃ５べ、共振用コンデンサアに流れ込む電流量で決ま
るため、前記第６図に示した第１の実施例で説明したよ
うに、可変インダクタンス素子１１のインダクタンス値
を変えることで制御電流量が変化することを利用して、
共振用コンデンサ７に流れ込む電流を制御することがで
きる。これにより、オフ期間の充電電圧は、回生電流が
流れた量たけ変化することになる。第１０図においては
１時刻ｔ２から時刻ｔ３ の期間で、充電電圧はＶＯ５
からＶＯ４へと変化している。前述の共振電流はオ／時
の初期充電電圧値によって決定されることより、共振電
流自体も変化する０ 従って、制御としては、初期充電電圧２５１−変える手
段を用いる。つまり、出力直流電圧が低い（または高い
）場合、可変インダクタンス素子１１のインダクタンス
を大きく（または小さく）シ、前述したように回生電流
量を少なく（または多く）するような制御手段を用いる
０ 本発明の第３の実施例を第１１図に示す。この第３の実
施例は、第６図に示した第１の実施Ｖすに〜ける入出力
変動に対する制御範囲をさらに広げたもので、その動作
波形を第１２図に示す。この実施例においても先述の第
１の実施例で説明したものと同様の機能を有するものに
は同一の符号を付している。第１１図において、１７．
１８はダイオード、１９．２０は回生コイルで、それぞ
れ直列に接続されている。この場合、上記ダイオード１
７．１８と回生コイル１９．２０は、それぞれスイッチ
ング素子３，４と変換トランス６の１次巻線６ａの直列
接続回路に対し並列に接続され、η・つ上記ダイオード
１７．１８は、それぞれスイッチング素子３，４の導通
方向と反対方向に導通する向きに接続されている。
次に、この第３の実施例の動作原理について第１２図の
動作波形図を参照して説明する。本実施例は先の第２の
実施例（第９図）で説明した動作原理を応用したもので
ある。すなわち第２の実施例では１回生電流が変換トラ
ンス６の１次巻線５１Ｌ（ｚ通過するため、共振電流と
共に出力へのエネルギーとして利用されているが、第１
１図に示丘第３の実施例においては１回生電流の経路を
、変換トランス６を含まずに、ダイオード１７．１８と
回生コイル１９ 、２０で構成したものである。
動作波形図を参照して説明する。本実施例は先の第２の
実施例（第９図）で説明した動作原理を応用したもので
ある。すなわち第２の実施例では１回生電流が変換トラ
ンス６の１次巻線５１Ｌ（ｚ通過するため、共振電流と
共に出力へのエネルギーとして利用されているが、第１
１図に示丘第３の実施例においては１回生電流の経路を
、変換トランス６を含まずに、ダイオード１７．１８と
回生コイル１９ 、２０で構成したものである。
この場合１回生電流の共振周期は、回生コイル１９ 、
２０のインダクタンス値により任意に変えることが出来
る。
２０のインダクタンス値により任意に変えることが出来
る。
以上の動作波形を示したのが第１２図であり、回生電流
’６１＃ ’６２’に共振電流ｉに重ね会わせることで
、第２の実施例の動作波形図（第１ｏ図）と全く同様に
なり、第２の実施例と同様の制（１−１手段にて出力直
流電圧を安定化することが出来る。
’６１＃ ’６２’に共振電流ｉに重ね会わせることで
、第２の実施例の動作波形図（第１ｏ図）と全く同様に
なり、第２の実施例と同様の制（１−１手段にて出力直
流電圧を安定化することが出来る。
なお１以上の本発明の実施例は、スイッチング素子を２
個使用したハーフブリッジ構成の場合で説明したが、４
個のスイッチング素子を使用したフルブリ、ジ構成とし
た場合でも同様の効果が得られる。さらに、直列共振回
路のインダクタンスとして、前述の各実施例では変換ト
ランス６の実効もれインダクタンスを利用したが、共振
用コンデンサと変換トランスの１次巻線に直列に別の共
振用コイルを挿入し、上記共振用コイルのインターフタ
ンスを利用して構成することも可能である。
個使用したハーフブリッジ構成の場合で説明したが、４
個のスイッチング素子を使用したフルブリ、ジ構成とし
た場合でも同様の効果が得られる。さらに、直列共振回
路のインダクタンスとして、前述の各実施例では変換ト
ランス６の実効もれインダクタンスを利用したが、共振
用コンデンサと変換トランスの１次巻線に直列に別の共
振用コイルを挿入し、上記共振用コイルのインターフタ
ンスを利用して構成することも可能である。
また、本発明で使用する可変インダクタンス素子は第３
図に示した構成のものに限られるものではなく、電気信
号によってインダクタンス値を可変できるものであれば
、どのようなものでも使用することが可能である。
図に示した構成のものに限られるものではなく、電気信
号によってインダクタンス値を可変できるものであれば
、どのようなものでも使用することが可能である。
以上のように本発明によれば、簡単な回路構成により、
直列共振型Ｄ（ｊ−ＤＣコンバータの特長を主力・シな
がら、広範囲の入出力変動に対して。
直列共振型Ｄ（ｊ−ＤＣコンバータの特長を主力・シな
がら、広範囲の入出力変動に対して。
出力直流電圧を安定化することができるもので。
その工業的価値はきわめて高いものがある０
第１図は従来の直列共振型ＤＣ−ＤＣコ／バータの回路
構成図、第２図（ａ） 、 （ｋｌ 、 （０）はその
動作波形図、第３図は本発明で使用する可変インダクタ
ンス素子の構成例を示す概略図１、第４図はその特性図
、第６図はその等価記号図、第６図は本発明の第１の実
施例の回路構成図、第７図（ＩＬＩ 、Φ） 、 （Ｃ
１はその動作波形図、第８図は第６図の等価回路図。 第９図は本発明の第２の実施例の回路構成図、第１ｏ図
（ＩＬＩ 、 （ｂｌ 、 （Ｃ）はその動作波形図、
第１１図は本発明の第３の実施例の回路構成図、第１２
図（ａ）。 ［ｂ） 、 （Ｃ１、（（１） 、 （Ｉｌｌ） 、
（ｆ’）はその動作波形図である。 １．２・・・・・・入力直流電源、３，４・・・・・・
スイッチング素子、６・・・・・・変換トランス、５１
Ｌ・・・・・・１次巻線、６ｂ・・・・・・２次巻線、
７・・・・・・共振用コンデンサ。 ８・・・・・・整流回路、９・・・・・・平滑用コンデ
ンサ、１゜・・・・・・負荷、１１・・・・・・可変イ
ンダクタンス素子。 １２・・・・・・比較回路、１３・・・・・・直流電流
制御回路、１５．１６，１７．１８・旧・・ダイオード
、１９゜２ｏ・・・・・・回生コイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名１−
４１ 図 ２ｒｌＡ ＣＩ′＆ｔ ＆Ｊ Ｃ４９ 第 ３ｒ１１ １１６図 １７図 ＠８図 第Ｈ図
構成図、第２図（ａ） 、 （ｋｌ 、 （０）はその
動作波形図、第３図は本発明で使用する可変インダクタ
ンス素子の構成例を示す概略図１、第４図はその特性図
、第６図はその等価記号図、第６図は本発明の第１の実
施例の回路構成図、第７図（ＩＬＩ 、Φ） 、 （Ｃ
１はその動作波形図、第８図は第６図の等価回路図。 第９図は本発明の第２の実施例の回路構成図、第１ｏ図
（ＩＬＩ 、 （ｂｌ 、 （Ｃ）はその動作波形図、
第１１図は本発明の第３の実施例の回路構成図、第１２
図（ａ）。 ［ｂ） 、 （Ｃ１、（（１） 、 （Ｉｌｌ） 、
（ｆ’）はその動作波形図である。 １．２・・・・・・入力直流電源、３，４・・・・・・
スイッチング素子、６・・・・・・変換トランス、５１
Ｌ・・・・・・１次巻線、６ｂ・・・・・・２次巻線、
７・・・・・・共振用コンデンサ。 ８・・・・・・整流回路、９・・・・・・平滑用コンデ
ンサ、１゜・・・・・・負荷、１１・・・・・・可変イ
ンダクタンス素子。 １２・・・・・・比較回路、１３・・・・・・直流電流
制御回路、１５．１６，１７．１８・旧・・ダイオード
、１９゜２ｏ・・・・・・回生コイル。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名１−
４１ 図 ２ｒｌＡ ＣＩ′＆ｔ ＆Ｊ Ｃ４９ 第 ３ｒ１１ １１６図 １７図 ＠８図 第Ｈ図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）入力直流電源に対し、少なくともオン・オフ動作
するスイッチング素子と変換トランスの１次巻線お゛よ
び共振用コンデンサを含めてなる直列接続回路が接続さ
れ、前記変換トランスの２次巻線に整流回路と平滑回路
を接続して出力直流電圧を得るように構成されたＤＣ−
ＤＯコンバータと、前記共振用コンデンサに並列に接続
された可変インダクタンス素子と、前記出力直流電圧の
関数として前記可変インダクタンス素子のインダクタン
スを制御する制御手段を具備、してなることを特徴とす
る定電圧電源装置。 ＠）特許請求の範囲第（１）項の記載において、スイッ
チング素子に並列に前記スイッチング素子の導通方向と
反対方向に導通するように一方向性素子を接続したこと
を特徴とする定電圧電源装置。 （３） 特許請求の範囲第（１）項の記載において、
コイルと、スイッチング素子の導通方向と反対方向に導
通するような一方向性素子とが直列に接続された回路を
、スイッチング素子と変換トランスの１次巻線の直列接
続回路に対して並列に接続したことを特徴とする定電圧
電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP706382A JPS58127563A (ja) | 1982-01-19 | 1982-01-19 | 定電圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP706382A JPS58127563A (ja) | 1982-01-19 | 1982-01-19 | 定電圧電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58127563A true JPS58127563A (ja) | 1983-07-29 |
| JPS6236466B2 JPS6236466B2 (ja) | 1987-08-07 |
Family
ID=11655604
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP706382A Granted JPS58127563A (ja) | 1982-01-19 | 1982-01-19 | 定電圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58127563A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019208191A (ja) * | 2018-05-30 | 2019-12-05 | 横河電機株式会社 | パルス信号出力回路 |
-
1982
- 1982-01-19 JP JP706382A patent/JPS58127563A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019208191A (ja) * | 2018-05-30 | 2019-12-05 | 横河電機株式会社 | パルス信号出力回路 |
| US10680527B2 (en) | 2018-05-30 | 2020-06-09 | Yokogawa Electric Corporation | Pulse signal output circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6236466B2 (ja) | 1987-08-07 |
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