JPS6236471B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、出力直流電圧を安定化した直列共振
型DC−DCコンバータを使用した定電圧電源装置
に関するものである。

従来のスイツチングレギユレータは、スイツチ
ング素子のオン・オフ動作の時比率を制御して出
力直流電圧を安定化させるPWM方式が一般的で
ある。しかし、上記方式の欠点は、スイツチング
素子のオン・オフ時に電流と電圧が急峻に変化す
る期間が存在するため、スイツチング損失が大き
く、不要輻射雑音も大きいことである。そのた
め、上記スイツチングレギユレータを音響機器用
電源と考えるならば、入出力部に不要輻射雑音を
大きく減衰させるためのフイルタを挿入し、さら
に、完全密閉したシールドを施す等の雑音対策を
必要とするために、コストアツプ、信頼性の低下
等の問題を有する。

上記欠点を解決する一手段として、コンデンサ
とコイルで構成された直列共振回路を利用した直
列共振型DC−DCコンバータが提案されている。
この直列共振型DC−DCコンバータは、直列共振
回路により、スイツチング素子の導通時の電流波
形が正弦波状となり、上記スイツチング素子のオ
ン・オフ時に電流と電圧が零で交差する。そのた
め、スイツチング損失および不要輻射雑音が著し
く減少する特徴をもつ。しかしながら、上記直列
共振型DC−DCコンバータは、入出力変動に対
し、上記特徴を損なわずに出力直流電圧を安定化
させるための制御が困難であつた。

上記の点を踏まえて、従来使用されていた直列
共振型DC−DCコンバータについて、その回路構
成および動作について説明する。

第１図は従来の直列共振型DC−DCコンバータ
の基本回路構成図、第２図ａ，ｂ，ｃはその動作
波形図である。第１図において、直列に接続され
た２つの入力直流電源１，２の両端子間に、オ
ン・オフ動作を行なうスイツチング素子（例え
ば、トランジスタ、サイリスタ等）３，４を直列
に接続し、上記入力直流電源１，２とスイツチン
グ素子３，４の中点の間に、直列に接続された共
振用コンデンサ、変換トランス５の１次巻線５ａ
を接続している。また、変換トランス５の２次巻
線５ｂには、整流回路８および平滑コンデンサ９
を接続し、その出力端子ａ，ｂには負荷１０を接
続している。ここで、共振用コンデンサ７と変換
トランス５の実効もれインダクタンスで構成され
た直列共振回路に流れる共振電流をｉ、共振用コ
ンデンサ７の充電電圧をＶ_cとする。第２図ａ，
ｂ，ｃにスイツチング素子３，４のオン・オフ状
態と、上記共振電流ｉ、充電電圧Ｖ_cの動作波形
図を示す。第２図において、時刻t₁でスイツチン
グ素子３がオンし、共振電流ｉは時刻t₁から時刻
t₂間に、共振用コンデンサ７のキヤパシタンスと
前記実効もれインダクタンスにより周期が決まる
正弦波状の電流となる。上記期間に、充電電圧Ｖ
_cは、初期充電電圧−Ｖ_c1から共振電流ｉにより
Ｖ_c1となる。

次に、時刻t₂において、スイツチング素子３が
オフとなる。時刻t₂≦ｔ≦t₃の間は、スイツチン
グ素子３，４共にオフであるため、共振電流ｉは
零となり、共振用コンデンサ７の充電電圧Ｖ_c1も
放電経路がないため一定のままである。時刻t₃
で、スイツチング素子４がオンになると、時刻t₁
≦ｔ≦t₃の間の動作波形と正負逆の動作を繰り返
す。また、共振電流ｉは、変換トランス５を介し
て２次側へ伝達され、整流・平滑後、所定の出力
直流電圧として負荷１０に供給される。

以上が従来の直列共振型DC−DCコンバータの
回路構成および動作である。上記直列共振型DC
−DCコンバータを制御する手段として、共振用
コンデンサ７のキヤパシタンス値を制御すること
と、スイツチング素子３，４が共にオフ状態の期
間、つまりスイツチング周波数を制御することが
提案されている。しかし、いずれの場合も、共振
電流ｉの電流量が変わらないため、制御が困難で
あつた。

本発明は、上記の直列共振型DC−DCコンバー
タを、共振方式の特徴を損なわずに、広範囲な入
出力変動に対して出力直流電圧を安定化するよう
にした定電圧電源装置を提供しようとするもので
ある。

以下、本発明について説明するが、その前に本
発明で使用する可変インダクタンス機能を有する
制御トランスについて説明する。第３図はその一
例を示す概略構成図、第４図はその特性図、第５
図はその等価的な記号を表わした図である。第３
図において、Ｅ形コアとＩ形コアの組合せ体、ま
たは２つのＥ形コアの組合せ体の両脚のそれぞれ
に交流巻線Na，Nb，Nc，Ndを設け、中央脚には
直流巻線Neを設け、直流巻線Neの制御端子Ｅ，
Ｆ間には直流電流源Ｉが接続されている。また、
Ａ，Ｂは入力端子、Ｃ，Ｄは出力端子である。上
記交流巻線Na，Nbは第１の巻線を構成すべく直
列に接続され、入力端子Ａ，Ｂからの交流電流に
より中央脚に誘導される磁束が相殺されるような
巻き方とする。つまり、交流巻線Na，Nbより誘
導される磁束φ_２，φ′_２が等しい状態である。
さらに、交流巻線Nc，Ndは第２の巻線を構成す
べく直列接続されて出力端子Ｃ，Ｄに接続されて
おり、交流巻線Na，Nbに対して或る一定の巻線
比にて形成されている。

ここで、直流電流源Ｉから直流電源を流すこと
により磁束φ_２が直流巻線Neに発生し、入力端
子Ａ，Ｂ間のインダクタンスが変化する。直流電
流による入力端子Ａ，Ｂ間のインダクタンスの変
化を第４図に示す。よつて、制御端子Ｅ，Ｆ間に
与える直流電流により、入力端子Ａ，Ｂ間のイン
ダクタンスを減少方向に制御することが可能とな
る。以上述べた制御トランスの等価的な記号を第
５図に示し、以下、これを使用した本発明の実施
例について第６図以後の図面を参照して説明す
る。第６図は本発明の第１の実施例の回路構成図
で、第１図で説明したものと同様の機能を有する
ものは同一の符号を付している。また、第７図
ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆは第６図における動作波
形図である。

第６図において、１１は第３図に例示したごと
き制御トランス、１２は整流回路、１３は比較回
路、１４は直流電流制御回路である。上記制御ト
ランス１１の入力端子Ａ，Ｂは共振用コンデンサ
７の両端に、出力端子Ｃ，Ｄは整流回路１２の入
力側に、制御端子Ｅ，Ｆは直流電流制御回路１４
の出力側に接続されている。また、整流回路１２
の出力側は入力直流電源２に接続されている。比
較回路１３は、その入力端子に与えられる出力端
子ａ，ｂの直流出力電圧と、予め定められた基準
電圧Esの値を比較して、その差信号を直流電流
制御回路１４と振り分け回路１５に供給する。直
流電流制御回路１４は、比較回路１３からの出力
信号に応じた直流電流を制御トランス１１の制御
端子Ｅ，Ｆに供給することにより、制御トランス
１１の入力端子Ａ，Ｂ間（第１の巻線）のインダ
クタンスを変化させる制御手段を構成している。

次に、この第６図の実施例の動作原理について
第７図を参照して説明する。ただし、従来例と重
複する説明については省略する。共振回路に流れ
る共振電流ｉの周期は、変換トランス５の実効も
れインダクタンスと共振用コンデンサ７および制
御トランス１１の入力端子Ａ，Ｂ間のインダクタ
ンスにより決定される。また、制御トランス１１
の入力端子Ａ，Ｂ間に流れる制御電流ｉ_L1は連続
した正弦波となり、共振電流ｉに同期する。共振
コンデンサ７の充電電圧は、共振電流ｉと制御電
流ｉ_L1の和に比例して増加する。上記状態が、ス
イツチング素子３がオンとなる時刻t₁から時刻t′₁
である。時刻t′₁において、制御トランス１１の
出力端子Ｃ，Ｄに誘起される電圧が入力直流電源
２の電圧よりも高くなり、共振用コンデンサ７に
蓄えられた充電エネルギーは、制御トランス１１
を介してDC−DCコンバータの入力直流電源２に
放電エネルギーとして伝えられる。この状態が時
刻t′₁から時刻t′₂である。また、上記期間に流れ
る制御トランス１１の出力電流ｉ_L2は正弦波とな
り、その周期は共振用コンデンサ７のキヤパシタ
ンスと制御トランス１１のインダクタンスにより
決定される。上記現象の結果、共振用コンデンサ
７の充電電圧Ｖ_cは制御トランス１１の出力電流
ｉ_L2が流れることでＶ_c4（時刻t′₂時）まで低下
し、次のスイツチング素子４がオンとなる時刻t₃
まで、制御電流ｉ_L1によりＶ_c2まで低下する。以
下、時刻t₃から時刻t₅まで現象として正負逆とな
り、時刻t₅でスイツチング素子３がオンとなる
と、以降全く同一の波形となり、同様の現象を繰
返す。

また、共振電流ｉの電流量を決定する要因は、
共振用コンデンサ７の初期充電電圧Ｖ_cであるた
め、初期充電電圧の値を変えることにより、変換
トランス５を介して２次側に伝達される電流量が
変化し、DC−DCコンバータの出力端子ａ，ｂに
供給されるエネルギーを制御することが出来る。
初期充電電圧Ｖ_cは、第７図における時刻t₁の−
Ｖ_c2と時刻t₃のＶ_c2である。上記初期充電電圧
（−Ｖ_c2、Ｖ_c2）は、前述のように制御トランス１
１の出力電流ｉ_L2に関係し、また、制御トランス
１１の出力電流ｉ_L2の電流量は、制御電流ｉ_L1電
流量を変えるように制御すればよいことになる。
つまり、制御電流ｉ_L1の電流量は、制御トランス
１１の入力端子Ａ，Ｂ間のインダクタンスに反比
例することを利用しているのが本発明である。

第８図は本発明の第２の実施例を、そして第９
図にその動作波形図を示す。この実施例において
も第６図で説明したものと同様の機能を有するも
のには同一の符号を付している。本実施例は、ダ
イオード１６，１７をスイツチング素子３，４の
導通方向と反対方向に導通するように、すなわち
入力直流電源１，２に対し逆バイアスされるごと
くスイツチング素子３，４に並列に接続すること
により、共振用コンデンサ７に蓄えられた充電エ
ネルギーを、ダイオード１６または１７を通して
入力直流電源１または１へ回生エネルギーとして
移動させるようにしたものである。以下、その動
作について第９図を参照して説明する。なお、制
御トランス１１からの出力電流ｉ_L2が流れる動作
については先述の第６図に示した第１の実施例と
全く同様であるので、ここでの説明は省略する。
第９図において、スイツチング素子３がオフする
時刻t₂時に、共振用コンデンサ７に蓄えられた充
電エネルギーは、共振用コンデンサ７より変換ト
ランス５、ダイオード１６を介して入力直流電源
１へ回生電流として回生される。上記現象は、第
９図ｃに示す共振電流ｉの波形図の時刻t₂から時
刻t″₂の期間である。従つて、共振電流ｉを決定
する共振用コンデンサ７の初期充電電圧Ｖ_c5（時
刻t₃）は制御トランス１１の出力電流ｉ_L2と上記
回生電流により大きく変化する。以後、スイツチ
ング素子４がオンとなる時刻t₃から時刻t₅の期間
は正負逆の現象を繰返し、さらに、時刻t₅でスイ
ツチング素子３がオンとなると、時刻t₁からの動
作波形と同様になる。また、制御動作は、第６図
の実施例と全く同様に行なわれる。なお、ダイオ
ード１６，１７の接続箇所は図示のものに限られ
るものではなく、スイツチング素子と変換トラン
ス５の１次巻線５ａとの直列接続回路、スイツチ
ング素子４と変換トランス５の１次巻線５ａとの
直列回路に対して、それぞれ並列に接続しても良
く、このようにしても同様な作用効果が得られ
る。

第１０図に本発明の第３の実施例を示す。この
第１０図においても第３図で説明したものと同様
の機能を有するものはに同一の符号を付してい
る。第１０図において、１８，１９はダイオー
ド、２０，２１はそれぞれ上記ダイオード１８，
１９に直列に接続された回生コイルである。上記
ダイオード１８，１９と回生コイルは、変換トラ
ンス５の１次巻線５ａとスイツチング素子３，４
の直列接続回路に対して、それぞれ並列に接続さ
れている。なお、各ダイオード１８，１９は、ス
イツチング素子３，４の導通方向と反対方向に導
通するように、すなわち入力直流電源１，２に対
し逆バイアスとなるごとく接続されている。本実
施例の動作原理は、第８図に示した第２の実施例
で述べた共振用コンデンサ７からの回生電流を利
用することには変わりはないが、上記回生電流ｉ
_d1，ｉ_d2が変換トランス５を介さずに、直列に接
続されたダイオードと回生コイル（１８と２０ま
たは１９と２１）を介して入力直流電源１または
２へ回生されるため、DC−DCコンバータの出力
エネルギーとならないことが異なる。さらに、回
生コイル２０または２１のインダクタンスを変え
ることで、回生電流ｉ_d1，ｉ_d2の周期を任意に変
えることもできる。制御動作は第６図や第８図の
実施例と全く同様である。

以上の本発明の各実施例では、共振用コンデン
サ７の充電エネルギーを、制御トランス１１を用
いて一方の入力直流電源２へ帰還させる構成につ
いて説明を行なつたが、入力直流電源１もしく
は、直列に接続された入力直流電源１と２全体へ
帰還しても同様な効果が得られる。さらに、前述
の本発明の各実施例では、スイツチング素子を２
個使用したハーフブリツジ構成としたが、スイツ
チング素子４個使用したフルブリツジ構成の場合
も実施することができ、同様の効果が得られる。
また、本発明における直列共振回路を形成するも
のとして、共振用コンデンサと変換トランスの実
効もれインダクタンスを用いたが、共振用コンデ
ンサと変換トランスの１次巻線に直列に共振用コ
イルを接続し、共振用コイルのインダクタンスを
利用した直列共振回路とすることも可能で、本発
明に含まれることはいうまでもない。

以上のように本発明によれば、簡単な回路構成
により、直列共振型DC−DCコンバータの特長を
生かしながら、広範囲の入出力変動に対して、出
力直流電圧を安定化することができるもので、そ
の工業的価値はきわめて高いものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直列共振型DC−DCコンバータ
の回路構成図、第２図ａ，ｂ，ｃはその動作波形
図、第３図は本発明で使用する制御トランスの構
成例を示す概略図、第４図はその特性図、第５図
はその等価記号図、第６図は本発明の第１の実施
例の回路構成図、第７図ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ
はその動作波形図、第８図は本発明の第２の実施
例の回路構成図、第９図ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ
はその動作波形図、第１０図は本発明の第３の実
施例の回路構成図である。 １，２…入力直流電源、３，４…スイツチング
素子、５…変換トランス、５ａ…１次巻線、５ｂ
…２次巻線、７…共振用コンデンサ、８…整流回
路、９…平滑用コンデンサ、１０…負荷、１１…
制御トランス、１２…整流回路、１３…比較回
路、１４…直流電流制御回路、１６，１７，１
８，１９…ダイオード、２０，２１…回生コイ
ル。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力直流電源に対して、少なくともオン・オ
   フ動作するスイツチング素子と変換トランスの１
   次巻線および共振用コンデンサを含めて成る直列
   接続回路を接続し、前記変換トランスの２次巻線
   に第１の整流回路および平滑回路を接続して直流
   出力電圧を出力端子に得るごとく構成されたDC
   −DCコンバータと、前記共振用コンデンサに並
   列に接続された第１の巻線および出力取出し用の
   第２の巻線を有し、かつ供給する電気信号によつ
   て前記第１の巻線のインダクタンスを変えること
   のできる制御トランスと、前記制御トランスの第
   ２の巻線から得られる信号電圧を整流して前記入
   力直流電源に供給する第２の整流回路と、前記
   DC−DCコンバータの出力端子に得られる直流出
   力電圧の関数として前記制御トランスのインダク
   タンスを制御する制御手段を具備してなることを
   特徴とする定電圧電源装置。 ２ 特許請求の範囲第１項の記載において、スイ
   ツチング素子に並列に前記スイツチング素子の導
   通方向と反対方向に導通するように一方向性素子
   を接続したことを特徴とする定電圧電源装置。 ３ 特許請求の範囲第１項の記載において、コイ
   ルと、スイツチング素子の導通方向と反対方向に
   導通するような一方向性素子とが直列に接続され
   た回路を、スイツチング素子と変換トランスの１
   次巻線の直列接続回路に対して並列に接続したこ
   とを特徴とする定電圧電源装置。