JPH0549253A - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 スイッチに流れる電流の波形を正弦波にす
る。共振用リアクトルに加わる電圧を低くする。 【構成】 トランス４の１次巻線１７側に共振用リアク
トル５とスイッチＱ1、Ｑ2 を接続する。トランス４の
２次巻線１８に整流回路を接続する。整流回路の出力段
に共振用コンデンサ６を接続する。この共振用コンデン
サ６の出力段に平滑用リアクトル７と平滑用コンデンサ
８とから成る平滑回路９を設ける。共振用コンデンサ６
に対して並列に逆充電防止用ダイオード３０を接続す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は共振用インダクタンスと
共振用コンデンサを有するスイッチングレギュレータに
関する。

【０００２】

【従来の技術】図１は共振用コンデンサをトランスの２
次側に有する従来のスイッチングレギュレータを示す。
この共振型スイッチングレギュレータは、交流電源に接
続された整流回路又は電池等から成る直流電源１と、こ
の直流電源１の電圧を分割するように接続された電源用
コンデンサ２、３と、第１及び第２のスイッチング素子
としての電界効果トランジスタＱ1 、Ｑ2 と、トランス
４と、共振用リアクトル５と、全波整流回路を構成する
整流ダイオードＤ1、Ｄ2 と、共振用コンデンサ６と、
平滑用リアクトル７と平滑用コンデンサ８とから成る平
滑回路９と、出力端子１０、１１と、基準電圧源１２
と、誤差増幅器１３と、フォトカプラの発光ダイオード
１４と、フォトトランジスタ１５と、制御回路１６とか
ら成る。

【０００３】第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 は
ハーフブリッジ型インバータ回路を形成するために電源
１の一端と他端との間に互いに直列に接続され、トラン
ス４の１次巻線１７が２つのコンデンサ２、３の接続点
と２つのトランジスタＱ1 、Ｑ2 の接続点との間に接続
されている。共振用リアクトル５は１次巻線５に直列に
接続されている。トランス４の２次巻線１８はセンタタ
ップ１９を有し、この２次巻線１８の一端と他端はダイ
オードＤ1 、Ｄ2 を介して整流出力ライン２１に接続さ
れ、センタタップ１９はグランド側の出力端子１１に接
続されている。出力ライン２１とセンタタップ１９との
間には共振用コンデンサ６が接続されている。また、出
力ライン２１と出力端子１０との間に平滑用リアクトル
７が接続され、このリアクトルの出力端子とグランド出
力端子１１との間に平滑用コンデンサ８が接続されてい
る。

【０００４】誤差増幅器１３の一方の入力端子は出力端
子１０に接続され、他方の入力端子は基準電圧源１２に
接続されている。発光ダイオード１４は誤差増幅器１３
の出力端子とグランドとの間に接続されている。発光ダ
イオード１４に光結合されたフォトトランジスタ１５は
制御回路１６に接続されている。

【０００５】制御回路１６は第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・オフ制御する制御信号を形
成する周知の回路であり、例えば図２に示すように、可
変周波数発振器即ちＶＦＯ（Variable Frequency Os
cilator ）２１と、トリガフリップフロップ２２と、モ
ノマルチバイブレータ（以下、ＭＭＶと言う）２３と、
２つのＡＮＤゲート２４、２５とから成る。ＶＦＯ２１
は図１のフォトトランジスタ１５に制御されて図３の
（Ａ）に示す周波数信号を発生する。このＶＦＯ２１の
出力周波数は図１の負荷２０の電圧に対して反比例的に
変化する。フリップフロップ２２はＶＦＯ２１の出力パ
ルスの前縁でトリガされる毎に状態が反転し、図３の
（Ｂ）に示す出力及びこの位相反転出力を発生する。Ｍ
ＭＶ２３はＶＦＯ２１の出力パルスの前縁でトリガさ
れ、図１の回路における共振波形の半波よりも少し長い
時間幅のパルスを発生する。第１のＡＮＤゲート２４は
ＭＭＶ２３の出力とフリップフロップ２２の正相出力と
を入力として図３の（Ｄ）に示すパルスを出力し、これ
を第１のトランジスタＱ1 に与える。第２のＡＮＤゲー
ト２５はＭＭＶ２３の出力とフリップフロップ２２の逆
相出力とを入力として図３の（Ｅ）に示すパルスを出力
し、これを第２のトランジスタＱ2 に与える。第１及び
第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の制御パルスの幅は共振
によって第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 がオン
になる時間幅よりも幾らか長い。

【０００６】図１のスイッチングレギュレータの動作を
図４を参照して説明する。ｔ0 で第１のトランジスタＱ
1 がオン制御されると、第１のコンデンサ２と第１のト
ランジスタＱ1 と１次巻線１７とリアクトル５とから成
る閉回路に電流が流れる。この結果、２次巻線１８には
上向きの電圧が発生し、上半分巻線１８ａとダイオード
Ｄ1 と平滑回路９及び負荷２０から成る回路に電流が流
れる。第１のトランジスタＱ1 をオン制御するための図
３の（Ｄ）に示したパルスはｔ3 時点よりも少し後まで
発生しているが、共振電流が図４の（Ａ）に示すように
零になれば、トランジスタＱ1 はオフになる。ｔ6 時点
で第２のトランジスタＱ2 がオン制御されると、第２の
コンデンサ３とリアクトル５と１次巻線１７と第２のト
ランジスタＱ2とから成る閉回路に電流が流れ、２次巻
線１８に下向きの電圧が発生し、下半分巻線１８ｂとダ
イオードＤ2 と平滑回路９及び負荷２０とから成る回路
に電流が流れる。これにより、ＤＣ−ＡＣ−ＤＣ変換が
達成される。

【０００７】図１の回路の動作を更に詳しく説明する
と、図４のｔ0 〜ｔ1 に示す第１のトランジスタＱ1 の
オン開始直後においては、共振用コンデンサ６が上側の
電極が負、下側の電極が正となるように逆極性に充電さ
れており、コンデンサ６と２次巻線１８の上半分巻線１
８ａとダイオードＤ1とから成る放電閉回路及びコンデ
ンサ６と２次巻線１８の下半分巻線１８ｂとダイオード
Ｄ2 とから成る放電閉回路が形成される。これにより、
２次巻線１８の上半分巻線１８ａと下半分巻線１８ｂと
１次巻線１７が等価的に短絡状態になる。これにより、
共振用リアクトル５に第１のコンデンサ２の全電圧が印
加され、図４の（Ｃ）に示すようにリアクトル５の電圧
Ｖ1 は高くなる。また、リアクトル５とコンデンサ６と
の共振動作が生じないので、リアクトル５を通って流れ
る１次側電流Ｉ1 は正弦波で立上らずに直線上に立上
る。即ち、波形歪みを有して電流Ｉ1 は立上る。コンデ
ンサ６の逆方向の放電がｔ1 時点で終了すると、トラン
ス４の短絡が解除されるので、リアクトル５とコンデン
サ６の共振回路が形成され、コンデンサ６の正方向充電
が開始し、コンデンサ６の電圧Ｖc は図４の（Ｄ）に示
すように徐々に高くなる。一方、リアクトル５の電圧Ｖ
1 は徐々に低下し、１次側電流Ｉ1 は共振に基づいて正
弦波に沿って増大する。ｔ2 時点でコンデンサ６の電流
Ｉc が図４の（Ｅ）に示すように最大になり、リアクト
ル５の電圧Ｖ1 が零になった後のｔ2 〜ｔ3 期間ではリ
アクトル５の電圧の向きは負になる。ｔ3 時点でコンデ
ンサ６の共振電流Ｉc が零になれば、１次側電流Ｉ1 も
これに対応して零になる。即ち、１次側電流Ｉ1 は図４
の（Ａ）に示すように正弦波形に沿って零になる。ｔ3
時点から第１のトランジスタＱ1 は逆バイアス状態にな
るので、たとえオン制御信号が発生していたとしても、
第１のトランジスタＱ1 はオフになる。第２のトランジ
スタＱ2 がオンになるｔ5 時点までは、第１のトランジ
スタＱ1 のドレイン・ソース間電圧Ｖdsには電源１の電
圧の約半分が印加されている。共振用コンデンサ６の正
方向放電電流Ｉc はｔ3 〜ｔ5 期間に共振用コンデンサ
６とリアクトル７と平滑用コンデンサ８又は負荷２０と
から成る閉回路で流れる。ｔ5 時点で正方向放電が終了
してコンデンサ６の電圧Ｖc が零になると、平滑用リア
クトル７の蓄積エネルギーに基づいてリアクトル７と平
滑用コンデンサ８と共振用コンデンサ６の閉回路、及び
リアクトル７とコンデンサ８と１次巻線１８の上半分及
び下半分巻線１８ａ、１８ｂとダイオードＤ1 、Ｄ2 と
から成る閉回路に電流が流れ、共振用コンデンサ６がｔ
5 〜ｔ6 に示すように逆充電される。従って、ｔ6で第
２のトランジスタＱ2 がオンになってもｔ0 〜ｔ1 の期
間と同様に共振回路が形成されない。即ち、ｔ6 〜ｔ7
においてトランス４が等価的に短絡され、共振動作が生
じない。Ｑ2 のオン・オフ期間ｔ6 〜ｔ8 の動作はｔ0
〜ｔ6 期間の動作と実質的に同一であるので、説明を省
略する。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】共振用コンデンサ６が
逆充電されることによって、トランジスタＱ1 、Ｑ2 の
オン期間中のｔ0 〜ｔ1 、ｔ6 〜ｔ7 でトランス４が短
絡状態になると、電流波形に歪みが生じ、ノイズの原因
になる。また、安定した共振動作を妨害し、トランジス
タＱ1 、Ｑ2 のゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作
を乱すことがある。更に、共振用リアクトル５に高い電
圧が印加されるので、共振用リアクトル５を高耐圧に設
計することが要求され、コスト高になるばかりでなく、
電力損失も大きくなる。

【０００９】そこで、本発明の目的は、共振型スイッチ
ングレギュレータにおける波形を改善してノイズ低減さ
せることにある。また、本発明の別の目的は共振用リア
クトルに加わる電圧を低くすることにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源と、１個又は複数個のトランスの
１次巻線と、前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換
するように前記直流電源と前記１次巻線との間に接続さ
れた複数個のスイッチと、前記１次巻線に直列に接続さ
れた１個又は複数個の共振用リアクトル又は前記トラン
スによって得た共振用インダクタンスと、前記１次巻線
に電磁結合された１個又は複数個の２次巻線と、前記２
次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路の一対の
出力端子間に接続された共振用コンデンサと、前記共振
用コンデンサと直流出力端子との間に接続された平滑用
リアクトル及び平滑用コンデンサと、前記トランスの２
次巻線に交流電圧が得られるように前記複数のスイッチ
を制御する制御回路とから成る共振型スイッチングレギ
ュレータにおいて、前記共振用コンデンサに対して並列
に逆充電防止用整流素子が接続されていることを特徴と
するスイッチングレギュレータに係わるものである。

【００１１】

【作用】複数のスイッチから選択されたものがオンにな
ると、共振用リアクトルと共振用コンデンサとで決定さ
れた共振電流が流れる。平滑用リアクトルの蓄積エネル
ギーに基づいて共振用コンデンサを逆充電する向きの電
流が流れようとするが、これは共振用コンデンサに並列
接続された整流素子を通って流れる。従って、共振用コ
ンデンサの逆充電が防止される。この結果、従来回路で
生じた共振用コンデンサの逆充電に基づくトランスの等
価的短絡が防止され、電流の波形歪みが生じない。これ
により、ノイズ発生が抑制され且つ安定した共振状態を
得ることができる。また共振用リアクトルに対する高い
電圧の印加が阻止される。

【００１２】

【実施例】次に、図５及び図６を参照して本発明の実施
例に係わる共振型スイッチングレギュレータを説明す
る。但し、図５において図１と共通する部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図５の回路は図１の
回路に整流素子としてのダイオード３０を付加したもの
である。ダイオード３０は共振用コンデンサ６に並列接
続されている。なお、このダイオード３０はダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 から成る整流回路の出力電圧で逆バイアスさ
れる向きに接続されている。このダイオード３０は共振
用コンデンサ６の逆充電防止機能を有する。

【００１３】図５の基本的動作は図１の回路と同一であ
る。図１の回路と異なる点は共振用コンデンサ６の逆充
電が生じないためにトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン開始
時にトランス４の１次巻線１７と２次巻線１８の上半分
巻線１８ａ及び下半分巻線１８ｂとの等価的短絡が生じ
ないことである。図６は図５の各部の状態を図４と同一
の箇所で示す。この図６のｔ1 〜ｔ6 は図４のｔ1 〜ｔ
6 と同一時点を示している。図６の（Ｄ）のｔ0〜ｔ1
区間及びｔ5 〜ｔ6 区間の共振用コンデンサ６の電圧Ｖ
c は正の値か又は実質的に零であり、共振用コンデンサ
６は逆方向に充電されていない。図５の回路においても
平滑用リアクトル７の電流Ｉ2 及び電圧Ｖ2 が図６の
（Ｆ）（Ｇ）に示すように変化し、平滑用リアクトル７
の蓄積エネルギーの放出が生じるが、平滑用リアクトル
７と平滑用コンデンサ８とダイオード３０との閉回路に
電流が流れるために共振用コンデンサ６の逆充電が防止
される。この結果、図６のオン開始直後の期間ｔ0 〜ｔ
1 において共振動作が生じ、１次側電流Ｉ1 は図６の
（Ａ）に示すようにオン期間ｔ0 〜ｔ3 で正弦波にな
り、ノイズが発生しない。また、共振用リアクトル５の
電圧Ｖ1 が高い値にならない。

【００１４】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図７に示すように４つのトランジスタＱ1 〜Ｑ
4 から成るブリッジ回路で１次巻線１７に正方向と逆方
向の電流を交互に流してもよい。この場合には図１のコ
ンデンサ２、３の値に第３及び第４のトランジスタＱ3
、Ｑ4 を配置し、トランジスタＱ1 とＱ4 を同時にオ
ンになし、トランジスタＱ2 、Ｑ3 を同時にオンにす
る。なお、図７及び後述する図８、図９及び図１０にお
いて図１及び図５と共通する部分には同一の符号を付し
てその説明を省略する。 （２） 図８に示すようにトランス４の１次側を並列型
インバータ回路にすることができる。この回路では１次
巻線１７が上半分巻線１７ａと下半分巻線１７ｂとに分
割され、１次巻線１７のセンタタップと上半分巻線１７
ａの上端との間に電源１を介して第１のトランジスタＱ
1 と第１の共振用リアクトル５ａが接続され、センタタ
ップと下半分巻線１７ｂの下端との間に電源１を介して
第２のトランジスタＱ2 と第２のリアクトル５ｂとが接
続され、第１及び第２のリアクトル５ａ、５ｂは相互に
電磁結合されている。第１及び第２のトランジスタＱ1
、Ｑ2 は図１と同様に駆動され、第１のトランジスタ
Ｑ1 がオンの時には上半分巻線１７ａに下から上に向っ
て共振電流が流れ、第２のトランジスタＱ2 がオンの時
には下半分巻線１７ｂに上から下に向って共振電流が流
れる。その他は図５と同一であるので、図５の回路と同
一の作用効果が得られる。 （３） 図９に示すように、２次巻線１８にセンタタッ
プを設ける代りに、２次巻線１８にダイオード４１、４
２、４３、４４から成る全波整流回路を接続してもよ
い。図９において２次巻線１８と全波整流回路以外は図
５又は図７又は図８と同一に構成する。 （８） 図１０に示すように図５のトランス４の代りに
２つのトランス４ａ、４ｂを設け、一方を正方向出力用
に、他方を負方向出力用としてもよい。この場合、２つ
の１次巻線１７ａ、１７ｂは並列に接続し、２つの２次
巻線１８ａ、１８ｂはダイオードＤ1 、Ｄ2 を介して並
列に接続する。図１０においてトランス４ａ、４ｂ以外
の部分は図５又は図９と同一に構成する。 （５） 共振用インダクタンスをリアクトル５とトラン
ス４のインダクタンス分との組み合せで得ることができ
る。また、リアクトル５の代りにトランス４をリーケー
ジトランスとして共振用インダクタンスをトランスのみ
で得ることができる。 （５） トランジスタをバイポーラトランジスタ等の別
のスイッチング素子にすることができる。又トランジス
タＱ1 〜Ｑ4 に逆並列にダイオードを接続することがで
きる。

【００１５】

【発明の効果】上述から明らかなように本発明に電流波
形の歪みを低減し、ノイズの発生を防ぐことができる。
また、安定した共振状態を得ることができる。また、共
振用リアクトルを使用する場合には、ここに加わる電圧
を低くすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の共振型スイッチングレギュレータを示す
回路図である。

【図２】図１の制御回路を詳しく示すブロック図であ
る。

【図３】図２のＡ〜Ｅ点の状態を示す波形図である。

【図４】図１の各部の状態を示す波形図である。

【図５】本発明の実施例に係わるスイッチングレギュレ
ータを示す回路図である。

【図６】図５の各部の状態を示す波形図である。

【図７】変形例の共振型スイッチングレギュレータを示
す回路図である。

【図８】別の変形例の共振型スイッチングレギュレータ
を示す回路図である。

【図９】変形例のトランス及びこの２次側を示す回路図
である。

【図１０】変形例の別のトランス及びこの２次側を示す
回路図である。

【符号の説明】

４ トランス ５ 共振用リアクトル ６ 共振用コンデンサ ７ 平滑用リアクトル ８ 平滑用コンデンサ ３０ ダイオード

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、 １個又は複数個のトランスの１次巻線と、 前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するように前
   記直流電源と前記１次巻線との間に接続された複数個の
   スイッチと、 前記１次巻線に直列に接続された１個又は複数個の共振
   用リアクトル又は前記トランスによって得た共振用イン
   ダクタンスと、 前記１次巻線に電磁結合された１個又は複数個の２次巻
   線と、 前記２次巻線に接続された整流回路と、 前記整流回路の一対の出力端子間に接続された共振用コ
   ンデンサと、 前記共振用コンデンサと直流出力端子との間に接続され
   た平滑用リアクトル及び平滑用コンデンサと、 前記トランスの２次巻線に交流電圧が得られるように前
   記複数のスイッチを制御する制御回路とから成る共振型
   スイッチングレギュレータにおいて、 前記共振用コンデンサに対して並列に逆充電防止用整流
   素子が接続されていることを特徴とするスイッチングレ
   ギュレータ。