JPS6289478A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPS6289478A JPS6289478A JP2819486A JP2819486A JPS6289478A JP S6289478 A JPS6289478 A JP S6289478A JP 2819486 A JP2819486 A JP 2819486A JP 2819486 A JP2819486 A JP 2819486A JP S6289478 A JPS6289478 A JP S6289478A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業−１−の利用分野］
本発明はＤ Ｃ−Ｉ） Ｃコンバータに関するものであ
り、特に可飽和リアクトルを用いて出力の制御を行なう
Ｄ Ｃ−１’） Ｃコンバータの改良に関する。
り、特に可飽和リアクトルを用いて出力の制御を行なう
Ｄ Ｃ−１’） Ｃコンバータの改良に関する。
［従来の技術］
ＤＣ−ＤＣコンバータによりいては、可飽和リアクトル
による型磁証制御方式が広く用いられている。
による型磁証制御方式が広く用いられている。
第７図にレーミー型磁気制御方式１石フォヮー型ＤＣ−
ＤＣコンバータの回路構成図を示す。本方式においては
、可飽和リアクトル９．ダイオード］５、制御回路網１
６より構成されたレーミーの半波形磁気増幅器により出
力の安定化が行なオ〕れすなわち出力電圧を端子１７．
１８で検出し、前記出力電圧に１．ｔ、：して制御回路
網１６が図中破線で示す経路で可飽和リアクトル９に流
すリセッ１−電流ｊｒにより出力電圧の安定化が行なわ
れている（電気学会マタネティクス研究会資料ＭＡＧ８
４−２３参照）。
ＤＣコンバータの回路構成図を示す。本方式においては
、可飽和リアクトル９．ダイオード］５、制御回路網１
６より構成されたレーミーの半波形磁気増幅器により出
力の安定化が行なオ〕れすなわち出力電圧を端子１７．
１８で検出し、前記出力電圧に１．ｔ、：して制御回路
網１６が図中破線で示す経路で可飽和リアクトル９に流
すリセッ１−電流ｊｒにより出力電圧の安定化が行なわ
れている（電気学会マタネティクス研究会資料ＭＡＧ８
４−２３参照）。
また、第８図はレーミー型磁気制御方式ハーフブリッジ
型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成であり、本方式の動
作も、第７図の場合と基本的には同様である。本方式に
おいては、可飽和リアクトル９−１．９−２、ダイオー
ド １５−１．１５−２、制御回路網Ｉ６より構成され
たレーミーの全波形磁気増幅器により出力の安定化が行
なわれる。本方式の動作も、基本的には半波形磁気増幅
器の場合と同様である。なお、プッシュプル型、フルブ
リッジ型Ｄ Ｃ−Ｉ） Ｃコンバータの場合にも第８図
の主変圧器５の２次側の回路構成は同様であり、出力の
安定化には、全波形磁気増幅器が用いられる。
型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成であり、本方式の動
作も、第７図の場合と基本的には同様である。本方式に
おいては、可飽和リアクトル９−１．９−２、ダイオー
ド １５−１．１５−２、制御回路網Ｉ６より構成され
たレーミーの全波形磁気増幅器により出力の安定化が行
なわれる。本方式の動作も、基本的には半波形磁気増幅
器の場合と同様である。なお、プッシュプル型、フルブ
リッジ型Ｄ Ｃ−Ｉ） Ｃコンバータの場合にも第８図
の主変圧器５の２次側の回路構成は同様であり、出力の
安定化には、全波形磁気増幅器が用いられる。
［発明が解決しようとする問題点コ
第７図の回路構成においては、リセッ１〜電源１１・が
主変圧器５に流入するため、主変圧器５が偏磁し、極端
な場合にはスイッチ素子３が破壊に至という問題点があ
った１、また、スイッチ素子３のオフ期間に生じる、主
変圧器５の巻線７のインダクタンスとスイッチ素子；３
の主電極間（コレクターエミッタ間）の接合容量及び主
スィッチ３のターンオフ時に生ずるサージ電圧を吸収す
るために設けるスナバ−回路の容量によって生じる共振
電流の影響で可飽和リアクトル９の損失が大幅に増−３
＝ 加するという問題点もあった（電気学会マグネティクス
研究会資料ＭＡＧ８４−２７１参照。）この可飽和リア
ク１〜ル９の損失が大幅に増加する問題点は全波形でも
同様である。
主変圧器５に流入するため、主変圧器５が偏磁し、極端
な場合にはスイッチ素子３が破壊に至という問題点があ
った１、また、スイッチ素子３のオフ期間に生じる、主
変圧器５の巻線７のインダクタンスとスイッチ素子；３
の主電極間（コレクターエミッタ間）の接合容量及び主
スィッチ３のターンオフ時に生ずるサージ電圧を吸収す
るために設けるスナバ−回路の容量によって生じる共振
電流の影響で可飽和リアクトル９の損失が大幅に増−３
＝ 加するという問題点もあった（電気学会マグネティクス
研究会資料ＭＡＧ８４−２７１参照。）この可飽和リア
ク１〜ル９の損失が大幅に増加する問題点は全波形でも
同様である。
以上説明した共振電流の影響による可飽和リアクトルの
異常ｉ１．ｘ度１−昇は、第５図に示す制御磁化特性Ｈ
−ΔＢの関係を示す曲線がアモルファス磁心のように原
点に近いところに位置する磁心を用いたときのほうが著
しかった。（制御磁化特性に関しては例えば、村１−孝
−著「磁気応用工学」朝食書店参照） ［問題点を解決するための手段］ 以上の問題点を解決するために、本発明は第１に半波形
増幅器として少なくとも１以上の２次巻線を有する主変
圧器と、該主変圧器の１次側に接続された少なくとも１
個のスイッチ素子と直流電源とを有する１次回路と、前
記主変圧器の２次側に接続された整流回路と、前記主変
圧器の２次巻線の前記スイッチ素子がオンの時市極とな
る一端との間に可飽和リアクトルを挿入して２次側制御
＝４＝ するＤ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータにおいて、前記整流回路
出力を検知し前記可飽和リアクトルに制御信号を出力す
る制御回路網を有し、前記可飽和リアクトルとして出力
巻線と共に制御巻線を設け、該制御巻線の一端を前記制
御回路網の出力端に、他端を前記制御回路網の出力端の
負極側に接続したことを特徴とするものである。
異常ｉ１．ｘ度１−昇は、第５図に示す制御磁化特性Ｈ
−ΔＢの関係を示す曲線がアモルファス磁心のように原
点に近いところに位置する磁心を用いたときのほうが著
しかった。（制御磁化特性に関しては例えば、村１−孝
−著「磁気応用工学」朝食書店参照） ［問題点を解決するための手段］ 以上の問題点を解決するために、本発明は第１に半波形
増幅器として少なくとも１以上の２次巻線を有する主変
圧器と、該主変圧器の１次側に接続された少なくとも１
個のスイッチ素子と直流電源とを有する１次回路と、前
記主変圧器の２次側に接続された整流回路と、前記主変
圧器の２次巻線の前記スイッチ素子がオンの時市極とな
る一端との間に可飽和リアクトルを挿入して２次側制御
＝４＝ するＤ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータにおいて、前記整流回路
出力を検知し前記可飽和リアクトルに制御信号を出力す
る制御回路網を有し、前記可飽和リアクトルとして出力
巻線と共に制御巻線を設け、該制御巻線の一端を前記制
御回路網の出力端に、他端を前記制御回路網の出力端の
負極側に接続したことを特徴とするものである。
第２に全波形磁気増幅器として、少なくとも１以上の中
間タップ付き２次巻線を有する主変圧器と、該主変圧器
の１次側に接続されたオン期間の相異なる２個のスイッ
チ素子と直流電源とを有する１磁回路と、前記主変圧器
の２次側に接続された全波整流回路と、前記主変圧器の
２次巻線の両端にそれぞれ可飽和リアクトルを挿入して
２次制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて前記整流回
路の出力を検知し前記２個の可飽和リアクトルに制御電
流を出力する制御回路網を有し、前記２個の可飽和リア
クトルに出力巻線と共に制御巻線を設け、前記２個の可
飽和リアクトルの制御巻線を直列接続するとともに該制
御巻線の一端を前記制御回路網の出力端の１１（極側に
、他端を＋Ｉ！Ｉ ｉ？！：制餌ｊ回路網の出力端の負
極側に接続したことを特徴とするものである１、 ［実施例］ 以下本発明４実施例により詳細に説明する。
間タップ付き２次巻線を有する主変圧器と、該主変圧器
の１次側に接続されたオン期間の相異なる２個のスイッ
チ素子と直流電源とを有する１磁回路と、前記主変圧器
の２次側に接続された全波整流回路と、前記主変圧器の
２次巻線の両端にそれぞれ可飽和リアクトルを挿入して
２次制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて前記整流回
路の出力を検知し前記２個の可飽和リアクトルに制御電
流を出力する制御回路網を有し、前記２個の可飽和リア
クトルに出力巻線と共に制御巻線を設け、前記２個の可
飽和リアクトルの制御巻線を直列接続するとともに該制
御巻線の一端を前記制御回路網の出力端の１１（極側に
、他端を＋Ｉ！Ｉ ｉ？！：制餌ｊ回路網の出力端の負
極側に接続したことを特徴とするものである１、 ［実施例］ 以下本発明４実施例により詳細に説明する。
（実施例１）
第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。
第１図に於いてスイッチ素１’−３がオンすると直流電
源１が−ｉモ変圧盟５の１次巻線７を経て２次巻線８に
電圧を誘Ａ４ Ｌ、、これがｉｉｌ飽和飽和リアー１〜
ル９力巻線１９に印加されろ。この際、可飽和リアクト
ル９の出力巻線１！′（は、出力電圧の検出４＋ｔｆ、
に応じた所定の期間スイッチ索子３がオンすることによ
り主変圧器！’Ｓ （７） ２次巻線８に生ずる電圧を
聞＋ｈ Ｌだ後飽和する１、 この結果、可飽和リアクトル９の出力巻線１９の後段に
は、スイッチ素子；３のオンＩＣ１１間からＩＩｆ飽和
リアすトル９の出力巻線】９が１；１１止した期間を差
し引いた期間、電圧が供給され、出力電圧が安定化され
る。
源１が−ｉモ変圧盟５の１次巻線７を経て２次巻線８に
電圧を誘Ａ４ Ｌ、、これがｉｉｌ飽和飽和リアー１〜
ル９力巻線１９に印加されろ。この際、可飽和リアクト
ル９の出力巻線１！′（は、出力電圧の検出４＋ｔｆ、
に応じた所定の期間スイッチ索子３がオンすることによ
り主変圧器！’Ｓ （７） ２次巻線８に生ずる電圧を
聞＋ｈ Ｌだ後飽和する１、 この結果、可飽和リアクトル９の出力巻線１９の後段に
は、スイッチ素子；３のオンＩＣ１１間からＩＩｆ飽和
リアすトル９の出力巻線】９が１；１１止した期間を差
し引いた期間、電圧が供給され、出力電圧が安定化され
る。
この可飽和リアクトル９の出力巻線１９が電圧をＩｌｌ
市する期間は端子］−７，ｉ、８で検出された出力電圧
に応して制御回路網１６がリセット電流を可飽和リアク
トル９の制御巻線２０にダイオード１５を通すことによ
り２次側で直接制御される。
市する期間は端子］−７，ｉ、８で検出された出力電圧
に応して制御回路網１６がリセット電流を可飽和リアク
トル９の制御巻線２０にダイオード１５を通すことによ
り２次側で直接制御される。
この際、リセット電流は、主変圧器５の２次巻線８に流
入しないため、従来技術のように主変圧器を偏磁するこ
とがなくなった。また可飽和リック１−ル９を負荷巻線
］９のみでなく制御巻線２０を磁気結合した構成とした
ため主スィッチ素子３がオフの期間に前記共振電流に起
因して可飽和リアク（〜ル９に流れる電流があったにし
ても、その影響を防止することができる（電気学会資料
マグネティクス研究会ＭＡＧ８４−２４参照）。
入しないため、従来技術のように主変圧器を偏磁するこ
とがなくなった。また可飽和リック１−ル９を負荷巻線
］９のみでなく制御巻線２０を磁気結合した構成とした
ため主スィッチ素子３がオフの期間に前記共振電流に起
因して可飽和リアク（〜ル９に流れる電流があったにし
ても、その影響を防止することができる（電気学会資料
マグネティクス研究会ＭＡＧ８４−２４参照）。
更に本願発明者は、第１図に示すような回路構成をとる
ことによりスイッチング電源の致命的欠点と言われるノ
イズを低減する効果のあることも見出した。すなオ）ち
、本願発明の技術的思想の具体化として第１０図に示す
ような構成もとれるが、このような構成を比較例として
本願発明によるＤＣ−ＤＣコンバータのノイズ７１＋１
１定結果を第１１〜１３図に示す。第１１図は低減放射
ノイズを、第１２図は高域放射ノイズを、第１７３図は
頌音端ｒ−電圧を示す。いずれも厳しいθζ現制として
知られるドイツのＶ Ｆ）Ｅ （１１１７５ｃｌａｓｓ
ｔｌ限界値に比較例よりも余裕をもっで、適合してｊ；
＋＋、今後厳しくなることが予視されるノイズ規制に対
して、その産業上の利用性は顕著である。
ことによりスイッチング電源の致命的欠点と言われるノ
イズを低減する効果のあることも見出した。すなオ）ち
、本願発明の技術的思想の具体化として第１０図に示す
ような構成もとれるが、このような構成を比較例として
本願発明によるＤＣ−ＤＣコンバータのノイズ７１＋１
１定結果を第１１〜１３図に示す。第１１図は低減放射
ノイズを、第１２図は高域放射ノイズを、第１７３図は
頌音端ｒ−電圧を示す。いずれも厳しいθζ現制として
知られるドイツのＶ Ｆ）Ｅ （１１１７５ｃｌａｓｓ
ｔｌ限界値に比較例よりも余裕をもっで、適合してｊ；
＋＋、今後厳しくなることが予視されるノイズ規制に対
して、その産業上の利用性は顕著である。
（実施例２）
本発明を多出力回路に応用した一実施例を第２図に示す
。基本的な回路動作は実施例】と同しであり、主変圧器
５の２次巻線：３０にも同様に巻数比に応じた電圧を誘
起し、整流平滑され出力電圧Ｖ Ｏ１を発生する。この
出力電圧の制御は、出力電圧Ｖ。、を検出し制御回路４
により主スィッチ素子３のパルス幅殻直接変えることに
よってなされている。
。基本的な回路動作は実施例】と同しであり、主変圧器
５の２次巻線：３０にも同様に巻数比に応じた電圧を誘
起し、整流平滑され出力電圧Ｖ Ｏ１を発生する。この
出力電圧の制御は、出力電圧Ｖ。、を検出し制御回路４
により主スィッチ素子３のパルス幅殻直接変えることに
よってなされている。
また、制御回路網１６において、出力電圧Ｖ。２を分割
抵抗２７と２８によｊ１分割された電圧がシャン１へレ
ギュレータ２６（本素子の動作はりファレンズ化）Ｊ−
値に応じて、カソード・アノード間の電圧を変化させう
る可変ツェナーダイオードである）のリファ１ノンス端
子に印加される。この時、出力電圧Ｖ。２の変動に応じ
てリファレンス端子電圧が変化し、これによってカソー
ド・アノード間電圧がそれに応じて変化し、制御用トラ
ンジスタ２２のバイアス量が変化することにより可飽和
リアクトルのりセラ１〜電流が出力電圧■。、に応じて
変化することにより出力電圧の安定化を図るものである
。
抵抗２７と２８によｊ１分割された電圧がシャン１へレ
ギュレータ２６（本素子の動作はりファレンズ化）Ｊ−
値に応じて、カソード・アノード間の電圧を変化させう
る可変ツェナーダイオードである）のリファ１ノンス端
子に印加される。この時、出力電圧Ｖ。２の変動に応じ
てリファレンス端子電圧が変化し、これによってカソー
ド・アノード間電圧がそれに応じて変化し、制御用トラ
ンジスタ２２のバイアス量が変化することにより可飽和
リアクトルのりセラ１〜電流が出力電圧■。、に応じて
変化することにより出力電圧の安定化を図るものである
。
第１表は、各種可飽和リアクトル磁心を用いたときの本
実施例における可飽和リアクトル９の温度ト昇と、第４
図に示すレーミ一方式における可飽和リアクトル９の温
度−Ｉ−昇の比較を示す。ここで入出力条件は下記の通
りである。
実施例における可飽和リアクトル９の温度ト昇と、第４
図に示すレーミ一方式における可飽和リアクトル９の温
度−Ｉ−昇の比較を示す。ここで入出力条件は下記の通
りである。
本発明により、可飽和リアアクドルの温度−Ｅ昇が低減
でき、その効果は特にアモルファス磁心のように第９図
におけるＴ（−Δ■３の曲線が原点に近い所に位置する
磁心はど顕著である。
でき、その効果は特にアモルファス磁心のように第９図
におけるＴ（−Δ■３の曲線が原点に近い所に位置する
磁心はど顕著である。
入力 ＤＣ１３０Ｖ 周波数 １− （’） ０ｋｌ
ＩｚＶｏ、＝ ５Ｖ Ｔ、１＝１ ０ＡＶ、
２＝ ＩＯＶ Ｔ、、、＝ ４ＡＡｌ１ （実施例３） 本発明をハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータに応用
した回路構成図を第３図に示す。回路動作は実施例１と
同様である。
ＩｚＶｏ、＝ ５Ｖ Ｔ、１＝１ ０ＡＶ、
２＝ ＩＯＶ Ｔ、、、＝ ４ＡＡｌ１ （実施例３） 本発明をハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータに応用
した回路構成図を第３図に示す。回路動作は実施例１と
同様である。
本方式によれば、可飽和リアクトルを２ケ使用するため
、それぞれの可飽和リアクトル９−１が主スイッチ素子
３−２のオフ期間、可飽和リアクトル９−２が主スイッ
チ素子３−１のオフ期間というように交互に充分な制御
期間を利用できるため制御が可能であるという効果があ
る。
、それぞれの可飽和リアクトル９−１が主スイッチ素子
３−２のオフ期間、可飽和リアクトル９−２が主スイッ
チ素子３−１のオフ期間というように交互に充分な制御
期間を利用できるため制御が可能であるという効果があ
る。
また、磁心材質を変えたときの可飽和リアクトル９−１
．．９−２の温度−１−昇と、比較例として第４図に示
したレーミー型回路を２方式ＤＣ−ＤＣコンバータに用
いた場合の可飽和リアクトルの温度上昇を比較すると、
第２表に示す如く、本発明の場合は温度ｌ−昇が極めて
改良されており、この傾向はアモルファス磁心のように
第９図におけるＨ−△Ｂの曲線が原点に近い所に位置す
る磁心はど顕著である。
．．９−２の温度−１−昇と、比較例として第４図に示
したレーミー型回路を２方式ＤＣ−ＤＣコンバータに用
いた場合の可飽和リアクトルの温度上昇を比較すると、
第２表に示す如く、本発明の場合は温度ｌ−昇が極めて
改良されており、この傾向はアモルファス磁心のように
第９図におけるＨ−△Ｂの曲線が原点に近い所に位置す
る磁心はど顕著である。
なお入出力条件は下記の通りである。
＝１１−
人力 ＤＣ１３０Ｖ 周波数 １．００ｋＨｚ出力
１２ＶＩＯＡ （実施例４） 本発明をプッシュプル型Ｄ Ｃ−１） Ｃコンバータに
応用した回路構成図を第４図に示す。本回路の全波形磁
気増幅器の動作は第３図と同様であり、従来のレーミ一
方式に比べ可飽和リアクトル９−１．９−２の温度」二
昇は大幅に改善される。
１２ＶＩＯＡ （実施例４） 本発明をプッシュプル型Ｄ Ｃ−１） Ｃコンバータに
応用した回路構成図を第４図に示す。本回路の全波形磁
気増幅器の動作は第３図と同様であり、従来のレーミ一
方式に比べ可飽和リアクトル９−１．９−２の温度」二
昇は大幅に改善される。
（実施例５）
本発明をフルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータに応用し
た回路構成を第５図に示す。本回路の動作及び効果は実
施例３及び４と同様である。
た回路構成を第５図に示す。本回路の動作及び効果は実
施例３及び４と同様である。
（実施例６）
第６図は本発明をプッシュプル型多用力ＤＣ−ＤＣコン
バータに応用した回路構成図である。なお、主変圧器５
の１次側はハーフブリッジ型あるいはフルブリッジ型と
しても効果は同様である。
バータに応用した回路構成図である。なお、主変圧器５
の１次側はハーフブリッジ型あるいはフルブリッジ型と
しても効果は同様である。
［発明の効果］
以上の説明から明らかなように本発明によれば主変圧器
の偏磁を防止し、もって破壊しにくいＤＣ−ＤＣコンバ
ータが実現するとともに、可飽和リアクトルの温度上昇
を著しく低減する効果もあること、又ノイズ発生も低減
した構成となること等、実用性の効果は大きい。
の偏磁を防止し、もって破壊しにくいＤＣ−ＤＣコンバ
ータが実現するとともに、可飽和リアクトルの温度上昇
を著しく低減する効果もあること、又ノイズ発生も低減
した構成となること等、実用性の効果は大きい。
第１図は本発明の１石フォワード型Ｄ Ｃ−１’） Ｃ
コンバータへの実施例を示す構成図、第２図は本発明の
１石フォワード型の多出力回路への一応用例を示す構成
図、第３図は本発明のハーフブリッジ型Ｄ Ｃ−１）
Ｃコンバータへの一応用例を示す構成図、第４図は本発
明のプッシュプル型Ｄ Ｃ−ＤＣコンバータへの一応用
例を示す構成図、第５図は、本発明のフルブリッジ型Ｉ
Ｉ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータへの一応用例を示す構成図、
第６図は本発明の２石式多出力Ｄ Ｃ−Ｄ Ｃコンバー
タへの一応用例を示す構成図、第７図は従来のレーミー
型磁気制御方式１石フォワー１へ型１） ０−Ｉ） Ｃ
コンバータの構成図、第８図は従来のレーミー型ハーフ
ブリッジ型Ｄ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータの構成図、第９図
は各種可飽和磁心の制御磁化特性である。第１０図は本
願発明の一比較例を示回路構成図、第１１図は低減放射
ノイズの１ｌｌｌｌ定値を示す図、第１２図は高域放射
ノイズの測定値を示す図、第１３図は雑音端子電圧の１
１定値を示す図である。 図面の浄書（内容に変更なし） 第 ／ 図 第 ２ 図 率 ３ 図 第 ４ Ｚ 第５図 第 ６ 図 第 ７ 図 第 ８ 図 ぐ 第 ９ 図 Ｈ（Ａ／ｍ） ／−／Ｌｙｎ （ん
侮）第７０図 恢 第１１図 第１？図 （シフ７”ＥＩｐ）ｇも−ｉ導）資 手続補正書（ガへ） 事ヂ１の表示 昭和６１年特前願第 ２８１．９４号 発明の名称 ｒｌ （ニー １’ｌ Ｇコンバータ 補正をする者 事件との関係 特許出願人
コンバータへの実施例を示す構成図、第２図は本発明の
１石フォワード型の多出力回路への一応用例を示す構成
図、第３図は本発明のハーフブリッジ型Ｄ Ｃ−１）
Ｃコンバータへの一応用例を示す構成図、第４図は本発
明のプッシュプル型Ｄ Ｃ−ＤＣコンバータへの一応用
例を示す構成図、第５図は、本発明のフルブリッジ型Ｉ
Ｉ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータへの一応用例を示す構成図、
第６図は本発明の２石式多出力Ｄ Ｃ−Ｄ Ｃコンバー
タへの一応用例を示す構成図、第７図は従来のレーミー
型磁気制御方式１石フォワー１へ型１） ０−Ｉ） Ｃ
コンバータの構成図、第８図は従来のレーミー型ハーフ
ブリッジ型Ｄ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータの構成図、第９図
は各種可飽和磁心の制御磁化特性である。第１０図は本
願発明の一比較例を示回路構成図、第１１図は低減放射
ノイズの１ｌｌｌｌ定値を示す図、第１２図は高域放射
ノイズの測定値を示す図、第１３図は雑音端子電圧の１
１定値を示す図である。 図面の浄書（内容に変更なし） 第 ／ 図 第 ２ 図 率 ３ 図 第 ４ Ｚ 第５図 第 ６ 図 第 ７ 図 第 ８ 図 ぐ 第 ９ 図 Ｈ（Ａ／ｍ） ／−／Ｌｙｎ （ん
侮）第７０図 恢 第１１図 第１？図 （シフ７”ＥＩｐ）ｇも−ｉ導）資 手続補正書（ガへ） 事ヂ１の表示 昭和６１年特前願第 ２８１．９４号 発明の名称 ｒｌ （ニー １’ｌ Ｇコンバータ 補正をする者 事件との関係 特許出願人
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、少なくとも１以上の２次巻線を有する主変圧器と、
該主変圧器の１次側に接続された少なくとも１個のスイ
ッチ素子と直流電源とを有する１次回路と、前記主変圧
器の２次巻線の前記スイッチ素子がオンの時正極となる
一端に可飽和リアクトルを挿入して２次側制御するＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、前記整流回路の出力を検知
し前記可飽和リアクトルに制御信号を出力する制御回路
網を有し、前記可飽和リアクトルとして出力巻線と共に
制御巻線を設け、該制御巻線の一端を前記制御回路網の
出力端の正極側に、他端を前記制御回路網の出力端の負
極側に接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ
。 ２、少なくとも１以上の中間タップ付き２次巻線を有す
る主変圧器と、該主変圧器の１次側に接続されたオン期
間の異なる２個のスイッチ素子と直流電源とを有する１
次回路と、前記主変圧器の２次側に接続された全波整流
回路と、前記主変圧器の２次巻線の両端にそれぞれ可飽
和リアクトルを挿入して２次側制御するＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、前記整流回路の出力を検知し前記２個
の可飽和リアクトルに制御信号を出力する制御回路網を
有し、前記２個の可飽和リアクトルに出力巻線と共に制
御巻線を設け、前記２個の可飽和リアクトルの制御巻線
の一端を前記制御網の出力端の正極側に、他端を前記制
御回路網の負極側に接続したことを特徴とするＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 ３、主変圧器の１次側にスイッチ素子を４個用いてフル
・ブリッジ回路とした特許請求の範囲第２項記載のＤＣ
−ＤＣコンバータ。 ４、可飽和リアクトルの磁心としてアモルファスを用い
た特許請求の範囲第１〜３項から選ばれる１つの項に記
載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2489885 | 1985-02-12 | ||
| JP60-24898 | 1985-02-12 | ||
| JP60-135203 | 1985-06-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6289478A true JPS6289478A (ja) | 1987-04-23 |
| JPH0250710B2 JPH0250710B2 (ja) | 1990-11-05 |
Family
ID=12151000
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2819486A Granted JPS6289478A (ja) | 1985-02-12 | 1986-02-12 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6289478A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02216508A (ja) * | 1988-10-24 | 1990-08-29 | American Teleph & Telegr Co <Att> | ２点出力電源 |
| JPH06178464A (ja) * | 1992-10-21 | 1994-06-24 | Alps Electric Co Ltd | 非接触電力供給装置 |
| JP2005176516A (ja) * | 2003-12-11 | 2005-06-30 | Densei Lambda Kk | コンバータ |
| JP2010193716A (ja) * | 2010-06-11 | 2010-09-02 | Toshiba Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2011188548A (ja) * | 2010-03-04 | 2011-09-22 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | 磁気増幅器 |
| JP2012139042A (ja) * | 2010-12-27 | 2012-07-19 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | 磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路 |
-
1986
- 1986-02-12 JP JP2819486A patent/JPS6289478A/ja active Granted
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02216508A (ja) * | 1988-10-24 | 1990-08-29 | American Teleph & Telegr Co <Att> | ２点出力電源 |
| JPH06178464A (ja) * | 1992-10-21 | 1994-06-24 | Alps Electric Co Ltd | 非接触電力供給装置 |
| JP2005176516A (ja) * | 2003-12-11 | 2005-06-30 | Densei Lambda Kk | コンバータ |
| JP4718773B2 (ja) * | 2003-12-11 | 2011-07-06 | Ｔｄｋラムダ株式会社 | コンバータ |
| JP2011188548A (ja) * | 2010-03-04 | 2011-09-22 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | 磁気増幅器 |
| JP2010193716A (ja) * | 2010-06-11 | 2010-09-02 | Toshiba Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2012139042A (ja) * | 2010-12-27 | 2012-07-19 | Kawasaki Heavy Ind Ltd | 磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0250710B2 (ja) | 1990-11-05 |
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Legal Events
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