JP2011188548A - 磁気増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】整流ダイオードに印加される電圧を低減させることができる磁気増幅回路を提供する。
【解決手段】磁気増幅器は、交流電源Ｐ１からの交流電圧を整流して出力する半波整流回路Ｒ１と、半波整流回路Ｒ１と直列に接続され、交流電源Ｐ１と１８０°の位相差を有する交流電源Ｐ２からの交流電圧を整流して出力する半波整流回路Ｒ２と、各半波整流回路Ｒ１，Ｒ２の出力を平滑する、１つのＬＣ平滑回路Ｔとを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、可飽和リアクトルを利用して構成された磁気増幅器に関する。

磁気増幅器としては例えば特許文献１、２に記載のものが存在する。

また、従来、図５に示す磁気増幅器が存在する。この磁気増幅器は、１８０°の位相差を有する二つの単相交流電源Ｐ１，Ｐ２（センタータップ方式の変圧器の二次巻線Ｎ１，Ｎ２）を入力とした２つの半波整流回路を並列接続した全波整流回路を有しており、可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２、整流ダイオードＤ１，Ｄ２、還流ダイオードＤ３、ＬＣ平滑回路（平滑リアクトルＬ３、平滑コンデンサＣ）、所定の出力電圧を得るための制御回路（制御部）を有している。

可飽和リアクトルは磁性体の非線形性を利用する。磁性体の磁気特性には飽和領域と非飽和領域がある。可飽和リアクトルは、飽和領域ではＯＮ状態（電流を流す状態）、非飽和領域ではＯＦＦ状態（電流を流さない状態）となり、スイッチとして機能する。

特開平０７−２２６３２５号公報 特開平０８−２６６０４０号公報

図６は、図５で説明した磁気増幅器の各部電圧波形を示す図である。例えば可飽和リアクトルＬ１について考えると、ＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ１において、可飽和リアクトルＬ１はＯＦＦ状態（Ｔ１１）からＯＮ状態（Ｔ１２）に移行する。図５においてこのＯＮ状態（Ｔ１２）のときの電流の経路が破線で示されている（なお、一点鎖線は可飽和リアクトルＬ２がＯＮ状態（Ｔ２２）のときの電流の経路を、実線は可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２がＯＦＦ状態（Ｔ１１，Ｔ２１）のときの電流の経路を示す）。そして、残りの半周期Ｔ２でＯＦＦ（Ｔ２１＋Ｔ２２）状態に移行する。可飽和リアクトルは制御回路によって制御され、次のＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ３のＯＦＦ状態（Ｔ３１）が決定される。制御回路による制御量はＥＴ積（時間×電圧）で決定され、半周期Ｔ３のＯＦＦ状態（Ｔ３１）の量（時間：Ｔ３１×電圧：Ｖｍ＝面積Ｂ）はその前の周期におけるＯＦＦ状態（Ｔ２１＋Ｔ２２）の量（時間：Ｔ２１＋Ｔ２２×電圧：Ｖｍ-Ｖｃ＝面積Ｂ）に等しくなるように決定される。ここで、Ｖｍは変圧器出力電圧Ｖ４の波高値であり、Ｖｃは制御部の出力電圧である。この時、整流ダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧はそれぞれＶ２−Ｖ３、Ｖ５−Ｖ３となる。各々の整流ダイオードに印加される電圧は最大で−（Ｖｍ＋Ｖｃ）となる（図６参照）。特に、Ｖｃ=Ｖｍの時、整流ダイオードに印加される電圧は−２Ｖｍとなり、最大で変圧器出力電圧の波高値Ｖｍの２倍の電圧が印加される。つまり、整流ダイオードとして耐圧の高いものが要求される。

本発明は、上記の問題を解決するものであって、整流ダイオードに印加される電圧を低減させることができる磁気増幅回路を提供することを目的とする。

本発明の第１の態様において、磁気増幅器が提供される。この磁気増幅器は、第１の単相交流電源からの交流電圧を整流して出力する第１の半波整流回路と、第１の半波整流回路と直列に接続され、前記第１の単相交流電源と１８０°の位相差を有する第２の交流電源からの交流電圧を整流して出力する第２の半波整流回路と、各半波整流回路の出力を平滑する、１つのＬＣ平滑回路とを備える。

本発明の第２の態様において、磁気増幅器が提供される。この磁気増幅器は、第１の単相交流電源に接続され、第１の可飽和リアクトルと第１の整流ダイオードを備えた第１の半波整流回路と、前記第１の単相交流電源と１８０°の位相差を有する第２の交流電源に接続され、第２の可飽和リアクトルと第２の整流ダイオードを備えた第２の半波整流回路と、各半波整流回路の出力を平滑するＬＣ平滑回路と、前記ＬＣ平滑回路のエネルギーを放出させるときの電流の経路を形成する第１、第２の還流ダイオードとを備え、前記第１の整流ダイオードの出力が前記平滑回路の一方の入力端に接続され、前記第２の整流ダイオードの出力が、前記第１の単相交流電源の一方の出力端に接続されるとともに、前記第１の還流ダイオードを介して前記ＬＣ平滑回路の前記一方の入力端に接続され、前記平滑回路の他方の入力端は前記第２の還流ダイオードを介して前記第１の単相交流電源の前記一方の出力端に接続される。

本発明の磁気増幅器によれば、整流ダイオードに印加される電圧を従来よりも小さくして、整流ダイオードに要求される耐電圧を低減することができる。また、整流ダイオードとして従来と同じものを利用した場合には、入力の単相電源の電圧を従来よりも高くあるいは広い範囲で設定することができる。

本発明の実施の形態の磁気増幅器の回路図である。 本発明の実施の形態の磁気増幅器の各部電圧波形を示す図である。 本発明の実施例の磁気増幅器の各部電圧波形の実測図である。 従来の磁気増幅器の各部電圧波形の実測図である。 従来の磁気増幅器の回路図である。 従来の磁気増幅器の各部電圧波形を示す図である。

以下、添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。

１．構成

図１は、本発明の実施形態の磁気増幅器の回路図である。この磁気増幅器は、１８０°の位相差を有する二つの単相交流電源Ｐ１，Ｐ２にそれぞれ接続され、交流電圧を整流して出力する二つの半波整流回路Ｒ１，Ｒ２と、これらの半波整流回路Ｒ１，Ｒ２の出力を平滑する一つのＬＣ平滑回路Ｔと、ＬＣ平滑回路Ｔの出力を制御する制御回路Ｕとを備えている。

半波整流回路Ｒ１は、単相交流電源Ｐ１の主変圧器の二次巻線Ｎ１の一方の出力端（図１の二次巻線Ｎ１において「・」印の付されている側の出力端。以下、二次巻線Ｎ１の「第１出力端」という。）に接続された可飽和リアクトルＬ１と、可飽和リアクトルＬ１に直列に接続された整流ダイオードＤ１とを有している。

半波整流回路Ｒ２は、単相交流電源Ｐ２の主変圧器の二次巻線Ｎ２の一方の出力端（図１の二次巻線Ｎ２において「・」印の付されている側の出力端。以下、二次巻線Ｎ２の「第１出力端」という。）に接続された可飽和リアクトルＬ２と、可飽和リアクトルＬ２に直列に接続された整流ダイオードＤ２とを有している。

ＬＣ平滑回路Ｔは、平滑リアクトルＬ３と、一端が平滑リアクトルＬ３の出力に接続された平滑コンデンサＣとを有している。

さらに、ＬＣ平滑回路Ｔの平滑リアクトルＬ３に蓄積されたエネルギーを、可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２が後述するようにＯＦＦ状態のときに放出させる際の電流の経路を形成する還流ダイオードＤ３，Ｄ４が挿入されている。還流ダイオードＤ３は、そのアノードが整流ダイオードＤ２のカソードに接続され、カソードが整流ダイオードＤ１のカソードに接続されている。還流ダイオードＤ４は、そのアノードが二次巻線Ｎ２の他方の出力端（図１の二次巻線Ｎ２において「・」印の付されていない側の出力端。以下、二次巻線Ｎ２の「第２出力端」という。）に接続され、カソードが二次巻線Ｎ１の他方の出力端（図１の二次巻線Ｎ１において「・」印の付されていない側の出力端。以下、二次巻線Ｎ１の「第２出力端」という。）に接続されている。なお、図１において、還流状態（図２のＴ１１，Ｔ２１の期間）のときの電流の経路が実線で示されている。

２つの半波整流回路Ｒ１，Ｒ２は、直列に接続されている。すなわち、半波整流回路Ｒ２の整流ダイオードＤ２のカソード（出力）が、半波整流回路Ｒ１用の主変圧器の二次巻線Ｎ１の第２出力端に接続されている。また、半波整流回路Ｒ１の整流ダイオードＤ１のカソード（出力）は、ＬＣ平滑回路Ｔの一方の入力端（以下、ＬＣ平滑回路Ｔの「第１入力端」という。）、具体的には平滑リアクトルＬ３の一端に接続されている。ＬＣ平滑回路Ｔの平滑コンデンサＣの他端は、半波整流回路Ｒ２用の主変圧器の一次巻線Ｎ２の第２出力端に接続されている。ＬＣ平滑回路Ｔの平滑コンデンサＣの両端に負荷が接続されている。このような構成により、整流ダイオードＤ２の出力が、還流ダイオードＤ３を介して平滑回路Ｔの第１入力端に接続されるとともに、平滑回路Ｔの他方の入力端（以下、ＬＣ平滑回路Ｔの「第２入力端」という。）が、還流ダイオードＤ４を介して二次巻線Ｎ１の第２出力端に接続される。

一般に、可飽和リアクトルは磁性体の非線形性を利用する。磁性体の磁気特性には飽和領域と非飽和領域がある。可飽和リアクトルは、飽和領域ではＯＮ状態（導通状態）、非飽和領域ではＯＦＦ状態（非導通状態）となり、スイッチとして機能する。

また、可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２は補助巻線Ｓ１，Ｓ２をそれぞれ有している。補助巻線Ｓ１，Ｓ２の一端はグランドに接続され、他端は制御回路Ｕの後述するダイオードＤ５，Ｄ６のトランジスタＴｒを介してグランドに接続されている。ここで、トランジスタＴｒには、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等を含む。可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２は、補助巻線Ｓ１，Ｓ２への通電を制御することにより、両端への印加電圧を制御することができる。

制御回路Ｕは、補助巻線Ｓ１，Ｓ２への通電を制御することで、可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２を制御し、ＬＣ平滑回路Ｔの出力電圧を制御する。制御回路Ｕは、補助巻線Ｓ１，Ｓ２の前記他端とグランドとの間に直列に接続されたダイオードＤ５，Ｄ６及びトランジスタＴｒと、制御部ＣＴＲとを有している。トランジスタＴｒのベースは制御回路Ｕに接続されている。制御回路Ｕは、ＬＣ平滑回路Ｔの出力電圧を検出し、検出した出力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、具体的には、ＬＣ平滑回路Ｔの出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆの差分を検出し、その検出結果に基づいてトランジスタＴｒをＯＮ，ＯＦＦ制御する。具体的には、トランジスタＴｒのＯＮ，ＯＦＦを制御し、補助巻線Ｓ１，Ｓ２への通電を制御することにより、整流回路Ｒ１，Ｒ２の出力電圧を制御する。

２．動作
図２は、図１で説明した磁気増幅器の各部の電圧波形を示す図である。まず可飽和リアクトルＬ２について検討する。ＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ１において、可飽和リアクトルＬ２はＯＦＦ状態（Ｔ１１）からＯＮ状態（Ｔ１２）に移行する（図２（ｅ）参照）。図１においてこのＯＮ状態（Ｔ１２）のときの電流の経路が破線で示されている。そして、残りの半周期Ｔ２でＯＦＦ状態（Ｔ２１＋Ｔ２２）に移行する。可飽和リアクトルＬ２は制御回路Ｕによって制御され、次のＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ３のＯＦＦ状態（Ｔ３１）が決定される。すなわち、制御回路Ｕによる制御量はＥＴ積（時間×電圧）で決定され、半周期Ｔ３のＯＦＦ状態（Ｔ３１）の量（時間Ｔ３１×電圧Ｖｍ＝面積Ｂ）はＴ２のＯＦＦ状態（Ｔ２１＋Ｔ２２）の量（時間（Ｔ２１＋Ｔ２２）×電圧（Ｖｍ-Ｖｃ）＝面積Ｂ）に等しくなるように決定される。Ｖｍは変圧器出力電圧Ｖ２の波高値であり、ＶｃはトランジスタＴｒのコレクタ電圧である。Ｖ５は可飽和リアクトルＬ２の補助巻線Ｓ２への通電を制御することにより変化する。

ここで、可飽和リアクトルＬ２に接続された整流ダイオードＤ２に印加される電圧はＶ５-Ｖ６であるが、半周期Ｔ２、Ｔ４においては、Ｖ６はほとんどゼロであり（図２（ｆ）参照、その結果、整流ダイオードＤ２にはＶ５が印加される。よって、Ｖｃ=Ｖｍの時には、整流ダイオードＤ２に印加される電圧（絶対値）は、変圧器出力電圧の波高値に等しいＶｍとなるが（図２（ｊ）参照）、最大でもこの値を超えることはなく、整流ダイオードＤ２への印加電圧を低く抑えることができる。

次に可飽和リアクトルＬ１について検討する。ＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ１において、可飽和リアクトルＬ１はＯＦＦ状態であり、ＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ２においてＯＦＦ状態（Ｔ２１）からＯＮ状態（Ｔ２２）に移行する（図２（ｂ）参照）。図１において、このＯＮ状態（Ｔ２２）のときの電流の経路が一点鎖線で示されている。そして、残りの半周期Ｔ３でＯＦＦ状態に移行する。可飽和リアクトルＬ１は制御回路Ｕによって制御され、次のＰＷＭキャリア周期Ｔの半周期Ｔ４のＯＦＦ状態が決定される。すなわち、半周期Ｔ４のＯＦＦ状態（Ｔ４１）の量（時間Ｔ４１×電圧Ｖｍ＝面積Ａ）はＴ３のＯＦＦ状態（Ｔ３１＋Ｔ３２）の量（時間（Ｔ３１＋Ｔ３２）×電圧（Ｖｍ-Ｖｃ）＝面積Ａ）に等しくなるように決定される。Ｖｍは変圧器出力電圧Ｖ１の波高値であり、Ｖｃはトランジスタのコレクタ電圧である。Ｖ２は可飽和リアクトルＬ１の補助巻線Ｓ１への通電を制御することにより変化する。

ここで、可飽和リアクトルＬ１の二次側の整流ダイオードＤ１に印加される電圧はＶ２-Ｖ３であるが、半周期Ｔ１、Ｔ３においては、Ｖ３はほとんどゼロであり（図２（ｆ）参照）、その結果、整流ダイオードＤ１にはＶ２が印加される。特に、Ｖｃ=Ｖｍの時には、整流ダイオードＤ１に印加される電圧（絶対値）は、変圧器出力電圧の波高値に等しい-Ｖｍとなるが（図２（ｉ）参照）、最大でもこの値を超えることはなく、整流ダイオードＤ１への印加電圧を抑えることができる。

以上のように、整流ダイオードＤ１，Ｄ２の耐電圧を図５で説明した従来のものよりも低くすることができる。また、装置の入力電源電圧を高く、広く設定できる。

３．まとめ
以上説明したように、本実施形態の磁気増幅器は、単相交流電源Ｐ１からの交流電圧を整流して出力する半波整流回路Ｒ１と、半波整流回路Ｒ１と直列に接続され、単相交流電源Ｐ１と１８０°の位相差を有する交流電源Ｐ２からの交流電圧を整流して出力する半波整流回路Ｒ２と、各半波整流回路Ｒ１，Ｒ２の出力を平滑する、１つのＬＣ平滑回路Ｔとを備える。

具体的には、単相交流電源Ｐ１に接続され、可飽和リアクトルＬと整流ダイオードＤ１を備えた半波整流回路Ｒ１と、単相交流電源Ｐ１と１８０°の位相差を有する交流電源Ｐ２に接続され、可飽和リアクトルＬ２と整流ダイオードＤ２を備えた半波整流回路Ｒ２と、各半波整流回路Ｒ１，Ｒ２の出力を平滑するＬＣ平滑回路Ｔと、前記ＬＣ平滑回路のエネルギーを放出させるときの電流の経路を形成する還流ダイオードＤ３，Ｄ４とを備え、整流ダイオードＤ１の出力がＬＣ平滑回路Ｔの第１入力端に接続され、整流ダイオードＤ２の出力が、単相交流電源Ｐ１の第２出力端に接続されるとともに、還流ダイオードＤ３を介してＬＣ平滑回路Ｔ第１入力端に接続され、ＬＣ平滑回路Ｔの第２入力端は還流ダイオードＤ４を介して単相交流電源Ｐ１の第２出力端に接続される。

このような構成によれば、整流ダイオードＤ１，Ｄ２に印加される電圧を従来よりも小さくして、整流ダイオード用Ｄ１，Ｄ２に要求される耐電圧を低減することができる。また、整流ダイオードＤ１，Ｄ２として従来と同じものを利用した場合には、入力の単相電源の電圧を従来よりも高くあるいは広い範囲で設定することができる。

なお、整流ダイオードに、変圧器出力電圧と同じ電圧しか印加させない構成として、次のような構成も考えられる。すなわち、１８０°の位相差を有する交流電源Ｐ１，Ｐ２に接続され、可飽和リアクトルと整流ダイオードを備えた半波整流回路のそれぞれにＬＣ平滑回路を接続すると共に、各々のＬＣ平滑回路の出力を直列接続して所定の出力電圧を得る構成とする。このような構成によれば、整流ダイオードに、変圧器出力電圧と同じ電圧しか印加されなくなるが、ＬＣ平滑回路が２つ必要になるとともに、可飽和リアクトルを制御するための制御回路も２つ必要になり、つまり、部品点数が多くなって、回路構成が複雑になるというデメリットがある。

しかし、本実施形態の磁気増幅器によれば、ＬＣ平滑回路Ｔ及び制御回路Ｕがそれぞれ一つで済む。したがって、磁気増幅器の回路構成を複雑にすることなく、構成することができる。

また、本実施形態の磁気増幅器は、ＬＣ平滑回路Ｔの出力電圧を検出し、検出した出力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆと比較して、その比較結果に基づき可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２を制御する制御回路Ｕをさらに備える。

このような構成によれば、一つの制御回路Ｕで２つの可飽和リアクトルＬ１，Ｌ２を制御することができる。

また、本実施形態の磁気増幅器においては、二つの単相交流電源Ｐ１，Ｐ２を、変圧器の二次巻線Ｎ１，Ｎ２で構成しているが、この場合の構成としては、第１及び第２の交流電源Ｐ１，Ｐ２を、１つの変圧器における別々の二次巻線でそれぞれ構成してもよいし、第１及び第２の交流電源Ｐ１，Ｐ２を、それぞれ異なる変圧器の二次巻線で構成してもよい。

このような構成によれば、二つの単相交流電源Ｐ１，Ｐ２を、種々の変圧器により構成することができる。
４．実施例
図３に、図１に示す本発明の実施の形態の磁気増幅器の、図４に従来の磁気増幅器の（図５の場合）の各部の電圧波形の実測結果を示す。なお、図４は、図５に示す従来の磁気増幅器の各部の電圧波形の実測結果を示す。

図４（ｄ）に示すように、従来の磁気増幅器における主変圧器出力電圧の波高値は４００Ｖとしている。従来の構成では、図４（ａ）に示すように、整流ダイオードＤ１，Ｄ２の両端電圧は、振動成分を除去すると、約７５０Ｖで主変圧器出力電圧の約２倍の電圧となっている。

図３（ｄ）に示すように、本実施の形態の磁気増幅器における主変圧器出力電圧の波高値は３００Ｖとしている。これに対して、本実施形態の構成では、整流ダイオードＤ１，Ｄ２の両端電圧は主変圧器出力電圧（３００Ｖ）にほぼ等しい電圧となっており、整流ダイオードＤ１，Ｄ２への印加電圧が抑制されているのがわかる。

本発明の磁気増幅器によれば、構成を複雑にすることなく、整流ダイオードに印加される電圧を低減させることができる磁気増幅回路を提供することができる。本発明は、磁気増幅器の技術分野に広く適用することができる。

ＣＴＲ 制御部
Ｄ１，Ｄ２ 整流ダイオード
Ｄ３，Ｄ４ 還流ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ 可飽和リアクトル
Ｎ１，Ｎ２ 変圧器の二次巻線
Ｐ１，Ｐ２ 単相交流電源
Ｒ１，Ｒ２ 半波整流回路
Ｔ ＬＣ平滑回路
Ｕ 制御回路

Claims (5)

1. 第１の単相交流電源からの交流電圧を整流して出力する第１の半波整流回路と、
   第１の半波整流回路と直列に接続され、前記第１の単相交流電源と１８０°の位相差を有する第２の交流電源からの交流電圧を整流して出力する第２の半波整流回路と、
   各半波整流回路の出力を平滑する、１つのＬＣ平滑回路とを備えた、
   磁気増幅器。
2. 第１の単相交流電源に接続され、第１の可飽和リアクトルと第１の整流ダイオードを備えた第１の半波整流回路と、
   前記第１の単相交流電源と１８０°の位相差を有する第２の交流電源に接続され、第２の可飽和リアクトルと第２の整流ダイオードを備えた第２の半波整流回路と、
   各半波整流回路の出力を平滑するＬＣ平滑回路と、
   前記ＬＣ平滑回路のエネルギーを放出させるときの電流の経路を形成する第１、第２の還流ダイオードとを備え、
   前記第１の整流ダイオードの出力が前記平滑回路の一方の入力端に接続され、
   前記第２の整流ダイオードの出力が、前記第１の単相交流電源の一方の出力端に接続されるとともに、前記第１の還流ダイオードを介して前記ＬＣ平滑回路の前記一方の入力端に接続され、
   前記平滑回路の他方の入力端は前記第２の還流ダイオードを介して前記第１の単相交流電源の前記一方の出力端に接続される、
   磁気増幅器。
3. 前記平滑回路の出力電圧を検出し、検出した出力電圧を基準電圧と比較して、その比較結果に基づき前記第１及び第２の可飽和リアクトルを制御する制御回路をさらに備える、請求項２記載の磁気増幅器。
4. 前記第１及び第２の交流電源は、１つの変圧器における別々の二次巻線でそれぞれ構成される、請求項１から請求項３のいずれか１項記載の磁気増幅器。
5. 前記第１及び第２の交流電源は、それぞれ異なる変圧器の二次巻線で構成される、請求項１から請求項３のいずれか１項記載の磁気増幅器。

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