JP5539850B2 - 磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路に関する。

従来、直流電源を実現するための磁気増幅器として、セットモード型磁気増幅器が知られている（例えば、特許文献１参照。）。図７は、第１の従来技術に係るセットモード型磁気増幅器１Ｂの構成を示す回路図である。図７において、セットモード型磁気増幅器１Ｂは、可飽和リアクトルＬ１と、整流ダイオードＤ１と、環流ダイオードＤ２と、平滑インダクタＬ２と、平滑コンデンサＣ１と、電流測定用抵抗Ｒ１と、可飽和リアクトル制御回路４Ｂとを備えて構成される。また、図７において、変圧器２Ａは、矩形波を発生する交流電源９Ａに接続された一次巻線Ｎｐａと、二次巻線Ｎｓａとを備える。可飽和リアクトルＬ１は、主巻線Ｎ１と、主巻線に電磁的に結合された補助巻線Ｎ２とを備える。主巻線Ｎ１の一端は、変圧器２Ａの二次巻線Ｎｓａの一端に接続され、主巻線Ｎ１の他端は、整流ダイオードＤ１のアノードに接続される。また、整流ダイオードＤ１のカソードは平滑インダクタＬ２を介して負荷３に接続されるとともに、環流ダイオードＤ２のカソードに接続される。さらに、環流ダイオードＤ２のアノードは変圧器２Ａの二次巻線Ｎｓａの他端に接続される。また、平滑コンデンサＣ１は、負荷３に並列に接続される。ここで、整流ダイオードＤ１と、環流ダイオードＤ２とは半波整流回路を構成し、平滑インダクタＬ２と平滑コンデンサＣ１とはＬＣ平滑回路を構成する。

図７において、可飽和リアクトル制御回路４Ｂは、整流ダイオードＤ３と、線形領域で動作するＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、トランジスタという。）Ｔｒと、検出回路４１と、トランジスタ駆動回路４２とを備えて構成される。さらに、トランジスタ駆動回路４２は、差動増幅器４３と、電圧値Ｖｒｅｆを有する直流電圧を差動増幅器４３の非反転入力端子に出力する直流電源４４と、抵抗Ｒ２とを備えて構成される。整流ダイオードＤ３のアノードは可飽和リアクトルＬ１の補助巻線Ｎ２の一端に接続され、カソードはトランジスタＴｒのドレインに接続される。また、トランジスタＴｒのソースは補助巻線Ｎ２の他端に接続されるとともに、抵抗Ｒ１を介して接地される。ここで、検出回路４１と、トランジスタ駆動回路４２とは、フィードバック回路を構成する。

ここで、検出回路４１は、負荷３に出力される電圧及び負荷３に流れる電流を検出し、検出された電圧及び電流に基づいて検出値を積分してなる電圧値Ｓ４１を差動増幅器４３の反転入力端子４３に出力する。差動増幅器４３は、電圧値Ｖｒｅｆと検出回路４１からの電圧値Ｓ４１との間の差分を表す信号を、トランジスタＴｒに流れる電流を制御するための制御信号として、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＴｒのゲートに出力する。

一般に、図７に示す回路構成を有するセットモード型磁気増幅器１Ｂは、可飽和リアクトル１Ｌを構成する磁性体の非線形性を利用して、可飽和リアクトル１Ｌの磁気特性の第１象限の動作点を制御し、これにより、可飽和リアクトル１Ｌをオンオフ制御する。可飽和リアクトル１Ｌの磁気特性は飽和領域と非飽和領域とを有し、可飽和リアクトル１Ｌは、飽和領域においてオン状態（電流を流す状態）になる一方、非飽和領域においてオフ状態（電流を流さない状態）となるので、磁気的なスイッチとして動作する。また、磁気特性の第１象限の動作点を制御するため、比較的小さい角型比（＝残留磁束密度／飽和磁束密度）を有するフェライトコア等の磁性体が使われる。

図８は、図７のセットモード型磁気増幅器１Ｂの動作を示すタイミングチャートである。図８において、変圧器２Ａの二次巻線Ｎｓａへの入力電圧Ｖ１の負の半周期の期間Ｔ１において、検出回路４１からの電圧値Ｓ４１に対応する制御電流を補助巻線Ｎ２に流すことによって可飽和リアクトルＬ１を制御する（図８の期間Ｔ１２）。これにより、入力電圧Ｖ１の正の半周期の期間Ｔ２のうちの可飽和リアクトルＬ１がオフする期間Ｔ２１の期間長が決定される。従って、負荷３に出力される電圧の電圧値は、基準電圧Ｖｒｅｆに対応する所定値になるように制御される。

特開２００３−３４８８４５号公報。

図７に示すように、セットモード型磁気増幅器１Ｂの可飽和リアクトル制御回路４Ｂは、トランジスタＴｒと、整流ダイオードＤ３と、トランジスタ駆動回路４２と、検出回路４１とを備えて構成され、トランジスタＴｒを線形領域で動作させる場合が多い。可飽和リアクトルＬ１に補助巻線Ｎ２を設けて、補助巻線Ｎ２によって可飽和リアクトルＬ１を制御する場合、図８の期間Ｔ１の開始タイミングにおいて可飽和リアクトルＬ１がオフするとき、可飽和リアクトルＬ１の転流動作によって、補助巻線Ｎ２に電流が流れる。可飽和リアクトルＬ１がオフしたとき、トランジスタＴｒはオフしているが、補助巻線Ｎ２の電流は整流ダイオードＤ３を介してトランジスタＴｒの寄生容量に流れ、トランジスタＴｒのゲート電位が持ち上がる。その結果、トランジスタＴｒがオンし、トランジスタＴｒのドレインに電流Ｉが流れる。そして転流動作による電流が流れた後の期間Ｔ１２（図８参照。）において、可飽和リアクトルＬ１に制御電流が流れる。このとき、出力電力に比例して転流動作に起因するトランジスタＴｒのドレイン電流も大きくなり、トランジスタＴｒの損失が大きくなる。このため、トランジスタＴｒに比較的大きなヒートシンクが必要になる。

図９は、第２の従来技術に係るセットモード型磁気増幅器１Ｃの構成を示す回路図である。また、図１０は、図９のセットモード型磁気増幅器１Ｃの動作を示すタイミングチャートである。セットモード型磁気増幅器１Ｃは、図７のセットモード型磁気増幅器１Ｂに比較して、可飽和リアクトル制御回路４Ｂに代えて、可飽和リアクトル制御回路４Ｃを備えたことを特徴としている。図９において、可飽和リアクトル制御回路４Ｃは、検出回路４１と、同期信号生成回路４５と、トランジスタ駆動回路４６とを備えて構成される。

図９において、検出回路４１は、負荷３に出力される電圧及び負荷３に流れる電流を検出し、検出された電圧及び電流に基づいて検出値を積分してなる電圧値Ｓ４１を、トランジスタ駆動回路４６に出力する。また、同期信号生成回路４５は、入力電圧Ｖ１の立ち上がりタイミング及び立ち下がりタイミングを検出し、入力電圧Ｖ１に同期した同期信号Ｓ４５（図１０参照。）を発生してトランジスタ駆動回路４６に出力する。さらに、図１０に示すように、トランジスタ駆動回路４６は、同期信号Ｓ４５の立ち下がりタイミングから、電圧値Ｓ４１が所定の電圧値Ｖｒｅｆになるタイミングまでの期間Ｔ１１において、トランジスタＴｒをオフするための制御電圧Ｖｇを発生してトランジスタＴｒのゲートに出力する。さらに、トランジスタ駆動回路４６は、電圧値Ｓ４１が所定の電圧Ｖｒｅｆになったタイミングから、同期信号Ｓ４５の立ち上がりタイミングまでの期間Ｔ１２１において、トランジスタＴｒをオンするための制御電圧Ｖｇを発生してトランジスタＴｒのゲートに出力する。そして、トランジスタ駆動回路４６は、同期信号Ｓ４５がハイレベルの期間Ｔ２において、トランジスタＴｒをオフするための制御電圧Ｖｇを発生してトランジスタＴｒのゲートに出力する。以上説明したように動作することにより、トランジスタ駆動回路４６は、セットモード型磁気増幅器１Ｃの入力電圧Ｖ１に同期したＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号である制御信号Ｖｇを発生して、トランジスタＴｒをスイッチングさせる。なお、トランジスタＴｒをオフするための制御電圧Ｖｇは、０Ｖ以下に設定される。

図１０において、期間Ｔ１の開始タイミングにおいて可飽和リアクトルＬ１がオフするとき、可飽和リアクトルＬ１の転流動作によって、補助巻線Ｎ２に電流が流れる。補助巻線Ｎ２に流れる電流は整流ダイオードＤ３を介してトランジスタＴｒの寄生容量に流れ、トランジスタＴｒのゲート電位を持ち上げようとする。しかしながら、期間Ｔ１１において、トランジスタＴｒのゲートは負の制御電圧Ｖｇ（ゲート電位が０Ｖ以下。）によりオフされているので、ゲート電位が持ち上げられても、トランジスタＴｒはオンせず、トランジスタＴｒにドレイン電流は流れない。トランジスタＴｒは、制御信号Ｖｇによって所定の期間Ｔ１１だけオフするように制御された後、期間Ｔ１２においてオンするように制御される。これにより、期間Ｔ１２において、可飽和リアクトルＬ１に制御電流が流れる。可飽和リアクトルＬ１に流れる制御電流は、可飽和リアクトルＬ１を構成する磁性体の非飽和領域の磁気特性によって決まるが、一般的には、数十〜数百ｍＡ程度である。また、トランジスタＴｒのオン電圧は１〜２Ｖ程度なので、第１の従来技術に係るセットモード型磁気増幅器１Ｂに比較してトランジスタＴｒの損失を小さくすることができる。しかしながら、第２の従来技術に係るセットモード型磁気増幅器１Ｃの場合、入力電圧Ｖ１に同期した同期信号Ｓ４５を発生する同期信号生成回路４５が必要になるため、回路構成が複雑になるという課題がある。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して、回路規模構成を複雑にすることなく損失を低減し、かつ小型の磁気増幅器を実現できる、磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路を提供することにある。

本発明に係る磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路は、
第１の変圧器の二次巻線からの電圧を第１の可飽和リアクトルの第１の主巻線、第１の整流回路及び平滑回路を介して出力し、上記第１の可飽和リアクトルの第１の補助巻線に流れる電流を制御することにより上記第１の可飽和リアクトルの動作を制御する磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路であって、
上記第１の補助巻線の一端に接続された一端を有する第１の整流素子と、
上記第１の整流素子の他端に接続された第１の端子と、上記第１の補助巻線の他端に接続された第２の端子と、制御端子とを有するトランジスタと、
上記平滑回路からの出力電圧が所定値になるように上記第１の可飽和リアクトルをオンオフ制御するための制御信号を上記トランジスタの制御端子に出力するフィードバック回路とを備えた可飽和リアクトル制御回路において、
上記トランジスタの第２の端子と上記第１の補助巻線の他端の間に挿入されかつ抵抗成分を有するインピーダンス素子と、
上記トランジスタの制御端子と上記第１の補助巻線の他端の間に接続されかつ所定の定電圧を保持する定電圧素子とをさらに備えたことを特徴とする。

上記磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路において、上記磁気増幅器は、第２の変圧器の二次巻線からの電圧を第２の可飽和リアクトルの第２の主巻線と、上記第１の整流回路に直列に接続された第２の整流回路と、上記平滑回路とを介して出力し、
上記可飽和リアクトル制御回路は、上記第２の可飽和リアクトルの第２の補助巻線の一端と上記トランジスタの第１の端子との間に接続された第２の整流素子をさらに備え、
上記第２の補助巻線の他端は、上記インピーダンス素子を介して上記トランジスタの第２の端子に接続されたことを特徴とする。

また、上記磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路において、上記定電圧素子に並列に接続された容量素子をさらに備えたことを特徴とする。

さらに、上記磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路において、上記定電圧素子は、複数のダイオードの直列接続回路であることを特徴とする。

またさらに、上記磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路において、上記インピーダンス素子は、抵抗であることを特徴とする。

また、上記磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路において、上記トランジスタは電界効果トランジスタであり、
上記制御端子はゲートであり、
上記第１の端子はドレインであり、
上記第２の端子はソースであることを特徴とする。

さらに、上記磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路において、上記トランジスタは絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、
上記制御端子はゲートであり、
上記第１の端子はコレクタであり、
上記第２の端子はエミッタであることを特徴とする。

本発明に係る磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路によれば、トランジスタの第２の端子と第１の補助巻線の他端の間に挿入されかつ抵抗成分を有するインピーダンス素子と、トランジスタの制御端子と第１の補助巻線の他端の間に接続されかつ所定の定電圧を保持する定電圧素子とを備えたので、回路規模構成を複雑にすることなくトランジスタの損失を低減し、かつヒートシンクを小型化して小型の磁気増幅器を実現できる。

本発明の第１の実施形態に係るセットモード型磁気増幅器１の構成を示す回路図である。 図１のセットモード型磁気増幅器１の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の第２の実施形態に係るセットモード型磁気増幅器１Ａの回路図である。 図３のセットモード型磁気増幅器１Ａにおいて測定された波形を示すグラフである。 比較例に係るセットモード型磁気増幅器において測定された波形を示すグラフである。 （ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、図１及び図３の抵抗Ｒ３に代えて用いられる変形例に係る回路を示す回路図である。 第１の従来技術に係るセットモード型磁気増幅器１Ｂの構成を示す回路図である。 図７のセットモード型磁気増幅器１Ｂの動作を示すタイミングチャートである。 第２の従来技術に係るセットモード型磁気増幅器１Ｃの構成を示す回路図である。 図９のセットモード型磁気増幅器１Ｃの動作を示すタイミングチャートである。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

第１の実施形態．
図１は、本発明の第１の実施形態に係るセットモード型磁気増幅器１の構成を示す回路図であり、図２は、図１のセットモード型磁気増幅器１の動作を示すタイミングチャートである。図１において、セットモード型磁気増幅器１は、可飽和リアクトルＬ１と、整流ダイオードＤ１と、環流ダイオードＤ２と、平滑インダクタＬ２と、平滑コンデンサＣ１と、電流測定用抵抗Ｒ１と、可飽和リアクトル制御回路４とを備えて構成される。本実施形態に係るセットモード型磁気増幅器１は、第１の従来技術に係るセットモード型磁気増幅器１Ｂ（図７参照。）に比較して、可飽和リアクトル制御回路４Ｂに代えて可飽和リアクトル制御回路４を備えたことを特徴としている。可飽和リアクトル制御回路４以外の構成は図７と同様であるので、説明を省略する。

図１において、可飽和リアクトル制御回路４は、整流ダイオードＤ３と、トランジスタＴｒと、コンデンサＣ２と、ツェナーダイオードＺｄと、抵抗Ｒ３と、トランジスタ駆動回路４２と、検出回路４１とを備えて構成される。可飽和リアクトル制御回路４は、図７の可飽和リアクトル制御回路４Ｂに比較して、コンデンサＣ２と、ツェナーダイオードＺｄと、抵抗Ｒ３とをさらに備えたことを特徴としている。ここで、抵抗Ｒ３は、トランジスタＴｒのソースと、補助巻線Ｎ２の他端との間に挿入される。また、ツェナーダイオードＺｄ及びコンデンサＣ２は、トランジスタＴｒのゲートと、補助巻線Ｎ２の他端との間に並列に接続される。なお、トランジスタＴｒは、線形領域で動作させる。

すなわち、本実施形態に係る可飽和リアクトル制御回路４は、変圧器２の二次巻線Ｎｓａからの電圧を可飽和リアクトルＬ１の主巻線Ｎ１と、整流ダイオードＤ１及び環流ダイオードＤ２を備えた整流回路と、平滑インダクタＬ２及び平滑コンデンサＣ１を備えた平滑回路とを介して出力し、可飽和リアクトルＬ１の補助巻線Ｎ１に流れる電流を制御することにより可飽和リアクトルＬ１の動作を制御するセットモード型磁気増幅器１のための可飽和リアクトル制御回路４であって、
（ａ）補助巻線Ｎ１の一端に接続されたアノードを有する整流ダイオードＤ３と、
（ｂ）整流ダイオードＤ３のカソードに接続されたドレインと、補助巻線Ｎ１の他端に接続されたソースと、ゲートとを有するトランジスタＴｒと、
（ｃ）上記平滑回路からの出力電圧が所定値になるように可飽和リアクトルＬ１をオンオフ制御するための制御信号をトランジスタＴｒのゲートに出力するための検出回路４１及びトランジスタ駆動回路４２とを備えた可飽和リアクトル制御回路４において、
（ｄ）トランジスタＴｒのソースと補助巻線Ｎ１の他端の間に挿入された抵抗Ｒ３と、
（ｅ）トランジスタＴｒのゲートと補助巻線Ｎ１の他端の間に接続されかつ所定のツェナー電圧を保持するツェナーダイオードＺｄとをさらに備えたことを特徴としている。

図２において、期間Ｔ１の開始タイミングにおいて可飽和リアクトルＬ１がオフするとき、可飽和リアクトルＬ１の転流動作によって、補助巻線Ｎ２に電流が流れる。可飽和リアクトルＬ１がオフしたとき、トランジスタＴｒはオフしているが、補助巻線Ｎ２の電流は整流ダイオードＤ３を介してトランジスタＴｒの寄生容量に流れ、トランジスタＴｒのゲート電位が持ち上がる。この結果、トランジスタＴｒがオンして、トランジスタＴｒのドレインに電流Ｉが流れる。そして、ドレイン電流が流れるとトランジスタＴｒのソースに接続された抵抗Ｒ３によってソース電位が上昇する。一方、トランジスタＴｒのゲートに接続されたツェナーダイオードＺｄによって、トランジスタＴｒのゲート電位はツェナーダイオードＺｄのツェナー電圧に保持される。このため、上述したドレイン電流によってソース電位が上昇すると、トランジスタＴｒのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが低下し、トランジスタＴｒはオフして、ドレイン電流が減少する。転流動作による電流が減少した後の期間Ｔ１２において、可飽和リアクトルＬ１に制御電流が流れる。

このとき、出力電力に比例して転流動作に起因するトランジスタＴｒのドレイン電流も大きくなるが、抵抗Ｒ３とツェナーダイオードＺｄによるいわゆる負帰還の動作によって、転流動作によるドレイン電流を、第１の従来技術に比較して低減することができる（図２及び図８の各期間Ｔ１１における電流Ｉを参照。）。従って、第１の従来技術に比較して、同期信号生成回路４５（図９のセットモード型磁気増幅器１Ｃを参照。）を設けることなくトランジスタＴｒの損失を低減することができ、トランジスタＴｒのヒートシンクを小型化できる。このため、第１の従来技術に比較して小型のセットモード型磁気増幅器を実現できる。

また、可飽和リアクトルＬ１の巻数比を代えることによりトランジスタＴｒに印加される電圧を変えることができるので、入力電圧Ｖ１が比較的大きい場合、可飽和リアクトルＬ１の巻数比を、トランジスタＴｒに印加される電圧が小さくなるように変えることで、低耐圧のトランジスタＴｒを使用することができる。

第２の実施形態．
図３は、本発明の第２の実施形態に係るセットモード型磁気増幅器１Ａの回路図である。本実施形態に係るセットモード型磁気増幅器１Ａは、第１の実施形態に係るセットモード型磁気増幅器１に比較して、可飽和リアクトルＬ３と、整流ダイオードＤ４及び環流ダイオードＤ５とを備えて構成される半波整流回路とをさらに備え、可飽和リアクトル制御回路４に代えて可飽和リアクトル制御回路４Ａを備える。

図３において、セットモード型磁気増幅器１Ａは、変圧器２Ｂの二次巻線Ｎｓｂからの電圧を可飽和リアクトルＬ３の主巻線Ｎ３と流ダイオードＤ４及び環流ダイオードＤ５とを備えて構成される整流回路と、平滑インダクタＬ２及び平滑コンデンサＣ１を備えて構成される平滑回路とを介して出力する。可飽和リアクトル制御回路４Ａは、可飽和リアクトル制御回路４に比較して、可飽和リアクトルＬ３の補助巻線Ｎ４の一端とトランジスタＴｒのドレインとの間に接続された整流ダイオードＤ６をさらに備え、補助巻線Ｎ４の他端は、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴｒのゲートに接続されたことを特徴としている。

図３において、交流電源９Ｂは、交流電源９Ａからの矩形波に基づいて、当該矩形波と逆位相の矩形波を発生する。変圧器２Ｂは、交流電源９Ｂに接続された一次巻線Ｎｐｂと、二次巻線Ｎｓｂとを備える。可飽和リアクトルＬ３は、主巻線Ｎ３と、主巻線Ｎ３に電磁的に接続された補助巻線Ｎ４とを備える。主巻線Ｎ３の一端は、変圧器２Ｂの二次巻線Ｎｓｂの一端に接続され、主巻線Ｎ３の他端は、整流ダイオードＤ４のアノードに接続される。また、整流ダイオードＤ４のカソードは環流ダイオードＤ２及び平滑インダクタＬ２を介して負荷３に接続されるとともに、環流ダイオードＤ５のカソードに接続される。さらに、環流ダイオードＤ５のアノードは変圧器２Ｂの二次巻線Ｎｓｂの他端に接続される。ここで、可飽和リアクトルＬ３と、整流ダイオードＤ４と、環流ダイオードＤ５とは半波整流回路を構成し、この半波整流回路は、整流ダイオードＤ１と、環流ダイオードＤ２とからなる半波整流回路に対して直列に接続されている。さらに、２つの半波整流回路の直列接続回路は、平滑インダクタＬ２と平滑コンデンサＣ１とからなるＬＣ平滑回路に接続される。以上のように構成することにより、セットモード型磁気増幅器１Ａは、交流電源９Ａからの矩形波を全波整流する。

また、図３において、可飽和リアクトル制御回路４Ａは、第１の実施形態に係る可飽和リアクトル制御回路４に比較して、整流ダイオードＤ６をさらに備える。補助巻線Ｎ２の一端は整流ダイオードＤ３を介してトランジスタＴｒのドレインに接続される一方、補助巻線Ｎ２の他端は抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴｒのソースに接続される。また、補助巻線Ｎ４の一端は整流ダイオードＤ６を介してトランジスタＴｒのドレインに接続される一方、補助巻線Ｎ４の他端は抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴｒのソースに接続される。さらに、トランジスタＴｒのソースは抵抗Ｒ３を介して接地され、ゲートはトランジスタ駆動回路４２の出力端子に接続される。ツェナーダイオードＺｄ及びコンデンサＣ２は、トランジスタＴｒのゲートと、補助巻線Ｎ２及びＮ４の各他端との間に並列に接続される。

図４は、図３のセットモード型磁気増幅器１Ａにおいて測定された波形を示すグラフである。また、図５は、比較例に係るセットモード型磁気増幅器において測定された波形を示すグラフである。比較例に係るセットモード型磁気増幅器は、セットモード型磁気増幅器１Ａから抵抗Ｒ３と、ツェナーダイオードＺｄと、コンデンサＣ２とを取り除き、トランジスタＴｒのソースを接地した回路構成を有する。図４及び図５において、直流出力電圧値は２５０Ｖに設定され、直流出力電流値は３Ａ（すなわち、出力電力値は７５０Ｗである。）に設定されている。図４に示すように、本実施形態によれば、可飽和リアクトルＬ１及びＬ３の転流動作によってトランジスタＴｒに流れる電流Ｉのピーク値は約１Ａあり、トランジスタＴｒの平均損失は約３．１Ｗである。一方、図５に示すように、比較例に係るセットモード型磁気増幅器の場合、可飽和リアクトルＬ１及びＬ３の転流動作によってトランジスタＴｒに流れる電流Ｉのピーク値は約３Ａであり、トランジスタＴｒの平均損失は約６．７Ｗである。

以上説明したように、本実施形態は第１の実施形態と同様の効果を奏し、従来技術に比較して回路規模構成を複雑にすることなく損失を低減し、かつ小型の磁気増幅器を実現できる。

変形例．
図６（ａ）、図６（ｂ）及び図６（ｃ）は、図１及び図３の抵抗Ｒ３に代えて用いられる変形例に係る回路を示す回路図である。図６（ａ）の回路は、直列接続された抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３と、抗Ｒ３及びコンデンサＣ３の直列接続回路に並列接続された抵抗Ｒ５とを備えて構成される。また、図６（ｂ）の回路は、並列接続された抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ４を備えて構成され、図６（ｃ）の回路は、損失抵抗を含むインダクタＬ４のみを備えて構成される。上記各実施形態では、トランジスタＴｒのソースに抵抗Ｒ３を接続したが、本発明はこれに限られず、図６（ａ）、図６（ｂ）、又は図６（ｃ）の回路などの、抵抗成分を含むインピーダンス素子として動作する回路を接続してもよい。

なお、上記各実施形態において、トランジスタＴｒのゲートと補助巻線Ｎ２との間にツェナーダイオードＺｄを挿入したが、本発明はこれに限られず、２つ以上の複数のダイオードの直列接続回路、又はトランジスタのダイオード接続回路などの、所定の定電圧を保持する定電圧素子を挿入してもよい。

また、上記各実施形態において、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタであるトランジスタＴｒを用いたが、本発明はこれに限られず、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いてもよい。この場合、整流ダイオードＤ３のカソードは絶縁ゲートバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、抵抗Ｒ３は絶縁ゲートバイポーラトランジスタのエミッタと補助巻線Ｎ２との間に挿入され、絶縁ゲートバイポーラトランジスタのゲートと補助巻線Ｎ２との間にツェナーダイオードＺｄを挿入する。

さらに、上記各実施形態において、コンデンサＣ２をツェナーダイオードＺｄに並列に接続したが、本発明はこれに限られず、コンデンサＣ２を用いなくてもよい。

以上説明したように、本発明に係る磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路によれば、トランジスタの第２の端子と第１の補助巻線の他端の間に挿入されかつ抵抗成分を有するインピーダンス素子と、トランジスタの制御端子と第１の補助巻線の他端の間に接続されかつ所定の定電圧を保持する定電圧素子とを備えたので、回路規模構成を複雑にすることなくトランジスタの損失を低減し、かつヒートシンクを小型化して小型の磁気増幅器を実現できる。

１，１Ａ…セットモード型磁気増幅器、
２Ａ，２Ｂ…変圧器、
３…負荷、
４，４Ａ…可飽和リアクトル制御回路、
９Ａ，９Ｂ…交流電源、
４１…検出回路、
４２…トランジスタ駆動回路、
４３…差動増幅器、
４４…直流電源、
Ｃ１…平滑コンデンサ、
Ｃ２…コンデンサ、
Ｄ１，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ６…整流ダイオード、
Ｄ２，Ｄ５…環流ダイオード、
Ｌ１，Ｌ３…可飽和リアクトル、
Ｌ２…平滑インダクタ、
Ｎ１，Ｎ３…主巻線、
Ｎ２，Ｎ４…補助巻線、
Ｎｐａ，Ｎｐｂ…一次巻線、
Ｎｓａ，Ｎｓｂ…二次巻線、
Ｒ１…電流測定用抵抗、
Ｒ２，Ｒ３…抵抗、
Ｔｒ…トランジスタ、
Ｚｄ…ツェナーダイオード。

Claims (7)

1. 第１の変圧器の二次巻線からの電圧を第１の可飽和リアクトルの第１の主巻線、第１の整流回路及び平滑回路を介して出力し、上記第１の可飽和リアクトルの第１の補助巻線に流れる電流を制御することにより上記第１の可飽和リアクトルの動作を制御する磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路であって、
   上記第１の補助巻線の一端に接続された一端を有する第１の整流素子と、
   上記第１の整流素子の他端に接続された第１の端子と、上記第１の補助巻線の他端に接続された第２の端子と、制御端子とを有するトランジスタと、
   上記平滑回路からの出力電圧が所定値になるように上記第１の可飽和リアクトルをオンオフ制御するための制御信号を上記トランジスタの制御端子に出力するフィードバック回路とを備えた可飽和リアクトル制御回路において、
   上記トランジスタの第２の端子と上記第１の補助巻線の他端の間に挿入されかつ抵抗成分を有するインピーダンス素子と、
   上記トランジスタの制御端子と上記第１の補助巻線の他端の間に接続されかつ所定の定電圧を保持する定電圧素子とをさらに備えたことを特徴とする磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路。
2. 上記磁気増幅器は、第２の変圧器の二次巻線からの電圧を第２の可飽和リアクトルの第２の主巻線と、上記第１の整流回路に直列に接続された第２の整流回路と、上記平滑回路とを介して出力し、
   上記可飽和リアクトル制御回路は、上記第２の可飽和リアクトルの第２の補助巻線の一端と上記トランジスタの第１の端子との間に接続された第２の整流素子をさらに備え、
   上記第２の補助巻線の他端は、上記インピーダンス素子を介して上記トランジスタの第２の端子に接続されたことを特徴とする請求項１記載の磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路。
3. 上記定電圧素子に並列に接続された容量素子をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路。
4. 上記定電圧素子は、複数のダイオードの直列接続回路であることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載の磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路。
5. 上記インピーダンス素子は、抵抗であることを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載の磁気増幅器のための可飽和リアクトル制御回路。
6. 上記トランジスタは電界効果トランジスタであり、
   上記制御端子はゲートであり、
   上記第１の端子はドレインであり、
   上記第２の端子はソースであることを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載の磁気増幅器の可飽和リアクトル制御回路。
7. 上記トランジスタは絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、
   上記制御端子はゲートであり、
   上記第１の端子はコレクタであり、
   上記第２の端子はエミッタであることを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載の磁気増幅器の可飽和リアクトル制御回路。

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