JPH0576178A - スイツチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ゼロボルトスイッチングが可能なスイッチン
グレギュレータの構成を簡単にする。 【構成】 １次巻線３と、２次巻線６と、３次巻線７
と、角形可飽和磁心９を有する可飽和トランス２を設け
る。１次巻線３に直列にＦＥＴ５を接続すると共に共振
用リアクトル４を接続する。ＦＥＴ５に並列に共振用コ
ンデンサ１０を接続する。３次巻線７をＦＥＴ１０のゲ
ート・ソース間に接続する。磁心９が正方向で飽和する
と、リアクトル４とコンデンサ１０の共振が生じると共
にＦＥＴ５がターンオフする。コンデンサ１０の電圧に
基づいて磁心９が負方向に磁化され、飽和に至ると、再
び共振が生じ且つターンオン動作が生じる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、自励型ＤＣ−ＤＣコン
バータ等のスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】スイッ
チング素子をＰＷＭパルスで制御する形式の他励型スイ
ッチングレギュレータは種々の分野で使用されている。
しかし、この他励型スイッチングレギュレータの直流電
圧断続用のスイッチング素子のターンオン及びターンオ
フは、零電流及び零電圧の状態で行われないために、比
較的大きいスイッチング損失が生じる。また、ターンオ
フ時にサージ電圧が発生するために、これを吸収するた
めのスナバ回路が必要になる。

【０００３】この種の欠点を解決するものとして、正弦
波で動作する共振型コンバータが提案されている。この
共振型コンバータによれば、零電流スイッチング又は零
電圧スイッチングが可能になり、スイッチング損失及び
電圧サージ／電流サージを低減させることができる。し
かし、共振を利用するため、高周波電流／電圧の実効値
が非常に大きくなり、これによってスイッチング素子の
コンダクション損失、磁気部品の鉄損及び銅損が増え
る。

【０００４】共振型コンバータの問題点を解決するため
に、ターンオフ及び／又はターンオン時のみ共振させる
部分共振型コンバータが提案されている。しかし、従来
の部分共振型コンバータでは、部分共振のためのスイッ
チング素子が必要になり、装置がコスト高になった。

【０００５】そこで、本発明はスイッチング電源装置の
効率の向上及びコストの低減を図ることを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、可飽和磁心と１次巻線と２次巻線と３次巻
線とを有する可飽和トランスと、前記１次巻線に接続さ
れた直流電源と、前記１次巻線に直列に接続されたスイ
ッチング素子と、前記スイッチング素子の一方の主端子
と他方の主端子との間に接続されたコンデンサ及び／又
は浮遊容量と、前記１次巻線に直列に接続されたリアク
トル及び／又は前記１次巻線のインダクタンスと、前記
スイッチング素子の制御端子に接続された起動回路とを
備え、前記３次巻線が前記スイッチング素子の前記制御
端子と前記他方の主端子との間に接続されており、且つ
前記コンデンサ及び／又は浮遊容量と前記リアクトル及
び／又は前記１次巻線のインダクタンスが前記スイッチ
ング素子のオン・オフの繰返し周波数よりも高い周波数
で共振する静電容量値とインダクタンス値を有している
ことを特徴とするスイッチング電源装置に係わるもので
ある。

【０００７】請求項２に示すように、更に、４次巻線
と、ここに制御電流を流すための制御電流源を設けるこ
とが望ましい。

【０００８】請求項３に示すように、直流出力を得るた
めの整流平滑回路を設けることができる。

【０００９】請求項４に示すように、２次巻線と整流平
滑回路との間に磁気増幅器（マグアンプ）を接続し、こ
れを制御することによって出力電圧を調整することがで
きる。

【００１０】第１及び第２の可飽和トランスと第１及び
第２のスイッチング素子等から成る２つのスイッチング
回路を並列に設けることができる。この場合には、第１
及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オフする。

【００１１】

【作用】可飽和磁心はスイッチング素子のターンオン及
びターンオフを生じさせるために働きを有すると共に、
１次巻線のインダクタンス値が大きい状態と小さい状態
とを作り出す働きを有する。磁心が飽和して１次巻線の
インダクタンス値が小さい時に、リアクトル及び／又は
１次巻線のインダクタンスと、コンデンサ及び／又は浮
遊容量の静電容量との共振が生じる。磁心が非飽和状態
の時には１次巻線のインダクタンスが大きくなり、共振
が中断される。３次巻線はスイッチング素子を正帰還制
御する。請求項２の４次巻線は１次巻線側の共振回路に
バイアス電流を流す。バイアス電流のレベルを変えると
オフ時間幅が変化して出力電圧が変化する。請求項３の
整流平滑回路は直流出力を得るためのものである。請求
項４のマグアンプは電圧制御に使用される。

【００１２】

【第１の実施例】次に、図１〜図１０を参照して本発明
の第１の実施例に係わるスイッチング電源装置を説明す
る。

【００１３】図１において、整流回路と平滑回路又は蓄
電池等から成る直流電源１の一端と他端との間には可飽
和トランス２の１次巻線３と共振用リアクトル４とスイ
ッチング素子としての絶縁ゲート型ＦＥＴ（電界効果ト
ランジスタ）５との直列回路が接続されている。可飽和
トランス２は一次巻線３の他に、２次巻線６、３次巻線
７、４次巻線８、及び可飽和磁心９を有する。

【００１４】共振用リアクトル４は１次巻線３に対して
直列に接続されている。共振用コンデンサ１０はＦＥＴ
５のドレイン（第１の主端子）とソース（第２の主端
子）との間に接続されている。ＦＥＴ５は破線で示すよ
うにドレイン・ソース間に浮遊容量Ｃs を有し、更にダ
イオードＤs を内蔵している。共振用リアクトル４のイ
ンダクタンス値をＬ1 、１次巻線３のインダクタンス値
をＬ2 、Ｌ1 とＬ2 の和のインダクタンス値をＬr、共
振用コンデンサ１０の静電容量値をＣ1 、このＣ1 と浮
遊容量Ｃs との和の容量値をＣr とした場合に、Ｌr と
Ｃr の直列共振回路が形成される。Ｌr とＣr の値は、
これによる共振周波数がＦＥＴ５のオン・オフの繰返し
周波数よりも十分に高くなるように設定されている。各
部の定数は次の通りである。ＦＥＴ５は２ＳＫ５７７で
あり、ドレイン・ソース間の浮遊（寄生）容量Ｃs は約
７００ｐＦ、コンデンサ１０の容量Ｃ1 は約６．８ｎ
Ｆ、リアクトル４のインダクタンス値Ｌ1は約７．７μ
Ｆ、トランス２の飽和インダクタンスＬ2 は約１．４μ
Ｈ、電源電圧Ｖa が１４０Ｖの時のスイッチング周波数
は１１８ｋＨｚである。

【００１５】出力回路を構成するために、２次巻線６に
は、ダイオード１１、１２と、平滑用リアクトル１３
と、平滑用コンデンサ１４とから成る整流平滑回路１５
が接続され、この整流平滑回路１５の出力端子１６、１
７間に負荷１８が接続されている。

【００１６】３次巻線７は帰還による自励動作を可能に
するために結合コンデンサ１９を介してＦＥＴ５のゲー
ト（制御端子）とソースとの間に接続されている。ＦＥ
Ｔ５のゲート・ソース間に対して並列であると共に、３
次巻線７と結合コンデンサ１９とに対しても並列になる
ようにツエナーダイオード２０とダイオード２１の直列
回路が接続されている。コンデンサ１９とツエナーダイ
オード２０はゲート・ソース間電圧の正方向最大増幅値
をツエナー電圧Ｖz までシフトダウンし、ｔ1〜ｔ4 間
におけるゲ−ト・ソ−ス間電圧をゲ−トしきい値Ｖthよ
り低くさせる働きを有する。

【００１７】起動抵抗２２は直流電源１とＦＥＴ５のゲ
ートとの間に接続されている。なお、起動抵抗２２を起
動パルスを与える回路等に置き換えることができる。

【００１８】４次巻線８には制御電流源２３が接続され
ている。制御電流源２３から４次巻線８に流す電流を変
化させると、１次巻線３と共振用リアクトル４と共振用
コンデンサ１０及び浮遊容量Ｃs に流れるバイアス電流
Ｉb が変化し、可飽和磁心９の飽和に達するまでの時間
幅が変化し、ＦＥＴ５のオフ時間幅が変化する。

【００１９】

【動作】まず、負荷１８を接続しないで出力端子１６、
１７を開放した無負荷状態であると共に、制御電流源２
３を４次巻線８から切り離した無制御状態における動作
を、図２〜図７を参照して説明する。磁心９が非飽和状
態にあり、ＦＥＴ５がオンの時には、図２のｔ1 以前及
びｔ4 〜ｔ5 区間に示すように、ＦＥＴ５及びコンデン
サ１０の両端子間電圧Ｖc は実質的に０ボルト、無負荷
であるので１次巻線３に流れる電流Ｉ1 は０、１次巻線
３に印加される電圧Ｖb は直流電源１の電圧Ｖa とな
る。ＦＥＴ５のオン期間には磁心９の磁束φはＢ−Ｈ曲
線（特性線）のａ−ｂ区間に従って直線的に増大する。
図４はＦＥＴ５のオン期間即ちｔ1 以前及びｔ4 〜ｔ5
区間の等価回路を示す。

【００２０】磁心９の磁化状態がｂ点に至ると、磁心９
が飽和し、１次巻線３のインダクタンスＬ2 が小さくな
り、１次巻線３のインダクタンスＬ2 とリアクトル４の
インダクタンスＬ1 との和のインダクタンスＬr とコン
デンサ１０の容量Ｃ1 と浮遊容量Ｃs との和の容量Ｃr
と直列共振が図５に示す等価回路で生じ、電流Ｉ1 が流
れ、コンデンサ１０及び浮遊容量Ｃs が充電され、この
電圧Ｖc が図２のｔ1〜ｔ2 区間に示すように電源電圧
Ｖa の２倍の値２Ｖa に向って上昇する。従って、ｔ1
〜ｔ2 のターンオフ期間においてＦＥＴ５の両端電圧Ｖ
c は図２に示すように正弦波状に徐々に増大する。ｔ1
〜ｔ2 区間で磁心９が飽和すると、３次巻線の電圧が低
下し、ＦＥＴ５のゲート・ソース間電圧Ｖgsがしきい値
電圧Ｖtよりも低くなるため、ＦＥＴ５はターンオフす
る。磁心９がＢ−Ｈ曲線のｃ点まで磁化された後に磁束
φの減少が生じ、ｄ点で再び非飽和状態に移行する。

【００２１】磁心９の磁化状態がＢ−Ｈ曲線のｄ−ｅの
区間では、磁心９が非飽和状態にあるので、１次巻線３
のインダクタンスＬ2 が非常に大きくなり、共振動作が
中断し、コンデンサ１０及び浮遊容量Ｃs の電圧Ｖc は
図２のｔ2 〜ｔ3 区間に示すように２Ｖa に保持され
る。この結果、１次巻線３にはＶa −２Ｖa ＝−Ｖa の
電圧が連続的に印加され、磁心９は逆方向に励磁され、
磁束φは図２に示すように−φs に向って変化する。Ｂ
−Ｈ曲線のｅ点になると、負方向の飽和状態になる。な
お、ｔ2 〜ｔ3 区間の等価回路を図６で示すことができ
る。

【００２２】Ｂ−Ｈ曲線のｅ−ｆ−ａ区間では図２のｔ
3 〜ｔ4 区間の変化になる。即ち、飽和によって１次巻
線３のインダクタンスが小さくなるので、図７に示す共
振回路が形成される。これにより、コンデンサ１０及び
浮遊容量Ｃs から成る共振容量Ｃr の電圧Ｖc 即ちＦＥ
Ｔ５のドレイン・ソース間電圧は図２に示すように正弦
波に従って徐々に低下し、ＦＥＴ５がオンになるまでに
零に戻る。Ｂ−Ｈ曲線のｆ点を過ぎると、３次巻線７に
正方向電圧が発生し、ＦＥＴ５がオン駆動される。しか
る後、Ｂ−Ｈ曲線のａ−ｂ−ｃ−ｄ−ｅ−ｆの動作が繰
返して生じる。なお、ｔ1 〜ｔ2 期間とｔ3 〜ｔ4 期間
の時間幅はほぼ同一である。

【００２３】図８は負荷状態の各部の状態を示す。図８
の負荷状態での１次巻線３に流れる電流Ｉ1 は図８に示
すＦＥＴ５に流れる電流Ｉs と図２に示した共振時の電
流Ｉ1 との合成になる。電流以外の各部の状態変化は図
２と同一である。図８のＦＥＴ５の両端電圧Ｖc と電流
Ｉs との関係から明らかなように、ｔ1 〜ｔ2 のターン
オフ期間及びｔ3〜ｔ4 のターンオン期間において、零
ボルトスイッチングが達成されている。

【００２４】図１の回路で４次巻線８に制御電流源２３
から電流を流し、この値を変えると出力電圧が変化す
る。即ち、図１に示すように正方向の制御電流Ｉc を流
すと、１次巻線３の巻数Ｎ1 と４次巻線８の巻数Ｎ4 と
の比に対応したバイアス電流Ｉb がＩb ＝（Ｎ4 ／Ｎ1
）Ｉc に従って１次巻線３側に流れ、これがコンデン
サ１０及び浮遊容量Ｃs の充電に寄与する。この結果、
図９に示すようにオフ期間のコンデンサ１０の電圧Ｖc
が線形的に上昇し、トランス２の負方向の励磁が加速さ
れ、磁心９は早く負方向に飽和する。図９の点線で示す
波形は制御電流Ｉcを流さない時のコンデンサ電圧Ｖc
を示す。図９の点線の波形と実線の波形との比較から明
らかなように、制御電流Ｉc を流すと、オフ時間幅が短
くなる。オフ期間におけるコンデンサ電圧Ｖc の傾きは
制御電流Ｉcの変化に対応して変化する。従って、出力
端子１６、１７間の電圧を検出し、この検出電圧が増大
した時に制御電流が減少するように制御電流源２３を制
御することによって出力電圧の定電圧制御が達成され
る。

【００２５】制御電流Ｉc を図１とは反対の負方向に流
してもコンデンサ１０の電圧Ｖc は図１０に示すように
変化する。この場合には図９と逆に電圧Ｖc が低下す
る。これによって電圧制御は可能になるが、コンデンサ
電圧Ｖc をオフ期間中に零まで低下させることが不可能
になり、零ボルトスイッチングができない。従って、制
御電流Ｉc を図１に示すように正方向に流すことが望ま
しい。

【００２６】本実施例によれば、零ボルトスイッチング
動作が可能であると共に自励発振させることが可能なス
イッチング電源装置を極めて簡単な回路で構成すること
ができる。またスナバー回路が不要になる。この結果、
スイッチング電源装置の効率を高めることができる。

【００２７】

【第２の実施例】次に、図１１に示す第２の実施例のス
イッチング電源装置を説明する。但し、図１１及び後述
する図１２において、図１と共通する部分には同一の符
号を付してその説明を省略する。図１１では図１の４次
巻線８と制御電流源２３の代りに、マグアンプ（磁気増
幅器）３０と制御電流源３１が設けられている。制御電
流源３１は２次巻線６の負方向電圧に基づいてマグアン
プ３０をリセットする方向の電流を流す。この制御電流
源３１で流す電流の値を出力電圧に基づいて制御するこ
とによってマグアンプ３０が飽和するまでの時間幅が変
化し、結局、ダイオード１１の出力段のパルス幅が変化
する。出力電圧制御方法以外は図１１の回路と図１の回
路が同一であるので、第２の実施例によっても第１の実
施例と同一の効果を得ることができる。

【００２８】

【第３の実施例】図１２に示す第３の実施例のスイッチ
ング電源装置は、一般にＶＡＮ−ＡＬＬＥＮ回路と呼ば
れているプッシュプル型コンバータである。このスイッ
チング電源装置は、図１と同様なスイッチング回路を２
個有する。第１のトランス２は１次巻線３と、２次巻線
６と、３次巻線７と、４次巻線８と、可飽和磁心９とを
有し、第２のトランス２ａは、１次巻線３ａと２次巻線
６ａと、３次巻線７ａと、４次巻線８ａと、可飽和磁心
９ａとを有する。１次巻線３、３ａにはＦＥＴ５、５ａ
がリアクトル４、４ａを介して夫々直列に接続されてい
る。ＦＥＴ５、５ａにはコンデンサ１０、１０ａが夫々
並列接続されている。各ＦＥＴ５、５ａはダイオードＤ
s 、Ｄsaを内蔵し、且つ浮遊容量（図示せず）を夫々有
する。電源１は１次巻線３、３ａとＦＥＴ５、５ａとの
間に接続されている。２次巻線６、６ａの同極性の一端
は互いに接続され、他端も互いに接続されている。従っ
て、２つの２次巻線６、６ａによる閉回路が生じてい
る。２つの２次巻線６、６ａの一端及び他端はライン３
１、３２によって４つのダイオ−ド３３、３４、３５、
３６から成るブリッジ型全波整流回路に接続されてい
る。この整流回路の出力段にはリアクトル３７とコンデ
ンサ３８とから成る平滑回路が設けられている。３次巻
線７、７ａは結合コンデンサ１９、１９ａを介してＦＥ
Ｔ５、５ａのゲート・ソース間に夫々接続されている。
ＦＥＴ５、５ａのゲート・ソース間にはツエナーダイオ
ード２０、２０ａとダイオード２１、２１ａの直列回路
が夫々接続されている。４次巻線８、８ａは互いに直列
に接続され、共通の制御電流源２３に接続されている。

【００２９】図１２の回路において、起動抵抗Ｒによっ
てＦＥＴ５ａがタ−ンオフされると、１次巻線３ａに電
源１の電圧Ｖａが印加される。ＦＥＴ５ａのオンは３次
巻線７ａの電圧で保持される。この時２次巻線６ａに発
生する電圧によって２次巻線６ａ、ダイオ−ド３３、リ
アクトル３７、コンデンサ３８、ダイオ−ド３６の閉回
路で電流が流れる。同時に２次巻線６ａの電圧が２次巻
線６に印加される。３次巻線７の電圧はＦＥＴ５をオフ
に保つ向きを有するので、ＦＥＴ５はオフを維持する。
図１３のｔ1 時点になって可飽和磁心９ａが飽和する
と、ＦＥＴ５ａがタ−ンオフし、コンデンサ１０ａとリ
アクトル４ａと１次巻線３ａと電源１から成る共振回路
が形成され、コンデンサ１０ａの電圧Ｖ10aが図１３に
示すように正弦波状に上昇する。また、コンデンサ１０
とリアクトル４と１次巻線３と電源１とから成る共振回
路も形成され、コンデンサ１０の電圧Ｖ10が図１３に示
すように正弦波状に下る。１次巻線３ａの電圧は図１３
のｔ1 〜ｔ2 区間の中間で反転し、その後ｔ2 でＦＥＴ
５がタ−ンオフする。ＦＥＴ５のオン期間（ｔ2 〜ｔ3
）では、１次巻線３に電源１の電圧が印加され、２次
巻線６の電圧によって、２次巻線６とダイオ−ド３５と
リアクトル３７とコンデンサ３８とダイオ−ド３４から
成る回路に電流が流れる。ｔ2 〜ｔ3 期間には３次巻線
７にＦＥＴ５をオン駆動する電圧が得られ、３次巻線７
ａにＦＥＴ５ａをオフ制御する電圧が得られる。ｔ3 時
点で可飽和磁心９が飽和すると、ＦＥＴ５はタ−ンオフ
し、ｔ3 〜ｔ4 期間においてもｔ1 〜ｔ2 期間と同様な
共振動作が生じ、コンデンサ１０ａ、１０の電圧Ｖ10a
、Ｖ10が図１３に示すように変化する。ｔ3 〜ｔ4 期
間の中間で１次巻線３、３ａの電圧が反転し、ｔ4 でＦ
ＥＴ５ａがタ−ンオンし、ｔ1以前と同一の状態が生じ
る。図１２の回路で制御巻線８、８ａの電流を変える
と、図１３のＴ2 で示す期間ｔ1 〜ｔ2 及びｔ3 〜ｔ4
が変化し、出力電圧が調整される。

【００３０】図１２の回路においても、磁心９、９ａの
飽和時に共振が生じ、ターンオン期間及びターンオフ期
間のＦＥＴ５、５ａのドレイン・ソース間電圧が正弦波
になり、ゼロボルトスイッチングが達成される。

【００３１】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） １次巻線３のインダクタンスが大きい場合に
は、リアクトル４を省くことができる。また、浮遊容量
Ｃs が大きい場合にはコンデンサ１０を省くことができ
る。 （２） ＦＥＴの代りにバイポーラトランジスタ等の別
のスイッチング素子を使用することができる。 （３） 図１の整流平滑回路１５を省いてインバータ回
路にすることができる。 （４） 図１の１次巻線３の上側端子と電源１との間に
スイッチング素子としてＦＥＴを付加し、この付加した
ＦＥＴの駆動回路として３次巻線７と同一の巻線を設け
ることができる。 （５） 図１２のリアクトル４の代りに、２つのリアク
トルを用意し、１次巻線３、３ａに夫々直列に接続する
ことができる。 （６） 図１でリアクトル４を１次巻線３と電源１の間
に移動することができる。

【００３２】

【発明の効果】上述から明らかなように各請求項の発明
によれば、簡単な回路で自励発振させることが可能にな
り、且つターンオン期間及びターンオフ期間のスイッチ
ング素子の電圧を共振動作で正弦波にしてゼロボルトス
イッチングを達成することが可能になる。従って、効率
の高いスイッチング電源装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図２】図１の回路の無負荷、無制御時のＶc 、Ｉ1 、
Ｖb 、Ｖgs、φを示す波形図である。

【図３】可飽和磁心のＢ−Ｈ特性図である。

【図４】図１のＦＥＴのオン期間の等価回路図である。

【図５】図１のＦＥＴのターンオフ期間の等価回路図で
ある。

【図６】図１のＦＥＴのオフ期間の等価回路図である。

【図７】図１のＦＥＴのターンオン期間の等価回路図で
ある。

【図８】図１の回路の負荷時のＶc 、Ｉ1 、Ｖb 、Ｖg
s、φ、Ｉs を示す波形図である。

【図９】図１の制御巻線に正方向の制御電流を流した時
のコンデンサの電圧Ｖc を示す波形図である。

【図１０】図１の制御巻線に負方向の制御電流を流した
時のコンデンサの電圧Ｖc を示す波形図である。

【図１１】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１２】第３の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１３】図１２の各部の状態を示す波形図である。

【符号の説明】

１ 電源 ２ 可飽和トランス ３ １次巻線 ４ リアクトル ５ ＦＥＴ ６ ２次巻線 ７ ３次巻線 ８ ４次巻線 ９ 可飽和磁心 １０ コンデンサ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 可飽和磁心と１次巻線と２次巻線と３次
   巻線とを有する可飽和トランスと、 前記１次巻線に接続された直流電源と、 前記１次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、 前記スイッチング素子の一方の主端子と他方の主端子と
   の間に接続されたコンデンサ及び／又は浮遊容量と、 前記１次巻線に直列に接続されたリアクトル及び／又は
   前記１次巻線のインダクタンスと、 前記スイッチング素子の制御端子に接続された起動回路
   とを備え、前記３次巻線が前記スイッチング素子の前記
   制御端子と前記他方の主端子との間に接続されており、
   且つ前記コンデンサ及び／又は浮遊容量と前記リアクト
   ル及び／又は前記１次巻線のインダクタンスが前記スイ
   ッチング素子のオン・オフの繰返し周波数よりも高い周
   波数で共振する静電容量値とインダクタンス値を有して
   いることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 更に、前記トランスの４次巻線と、この
   ４次巻線に制御電流を流す制御電流源とを有することを
   特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 更に、前記２次巻線に接続された整流平
   滑回路を有することを特徴とする請求項１又は２記載の
   スイッチング電源装置。
4. 【請求項４】 更に、前記２次巻線と前記整流平滑回路
   との間に接続された磁気増幅器（マグアンプ）と、この
   マグアンプを制御する回路とを有することを特徴とする
   請求項３記載のスイッチング電源装置。