JP3008647B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、自励型ＤＣ−ＤＣコン
バータ等のスイッチング電源装置に関する。
バータ等のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】スイッ
チング素子をＰＷＭパルスで制御する形式の他励型スイ
ッチングレギュレータは種々の分野で使用されている。
しかし、この他励型スイッチングレギュレータの直流電
圧断続用のスイッチング素子のターンオン及びターンオ
フは、零電流及び零電圧の状態で行われないために、比
較的大きいスイッチング損失が生じる。また、ターンオ
フ時にサージ電圧が発生するために、これを吸収するた
めのスナバ回路が必要になる。
チング素子をＰＷＭパルスで制御する形式の他励型スイ
ッチングレギュレータは種々の分野で使用されている。
しかし、この他励型スイッチングレギュレータの直流電
圧断続用のスイッチング素子のターンオン及びターンオ
フは、零電流及び零電圧の状態で行われないために、比
較的大きいスイッチング損失が生じる。また、ターンオ
フ時にサージ電圧が発生するために、これを吸収するた
めのスナバ回路が必要になる。
【０００３】この種の欠点を解決するものとして、正弦
波で動作する共振型コンバータが提案されている。この
共振型コンバータによれば、零電流スイッチング又は零
電圧スイッチングが可能になり、スイッチング損失及び
電圧サージ／電流サージを低減させることができる。し
かし、共振を利用するため、高周波電流／電圧の実効値
が非常に大きくなり、これによってスイッチング素子の
コンダクション損失、磁気部品の鉄損及び銅損が増え
る。
波で動作する共振型コンバータが提案されている。この
共振型コンバータによれば、零電流スイッチング又は零
電圧スイッチングが可能になり、スイッチング損失及び
電圧サージ／電流サージを低減させることができる。し
かし、共振を利用するため、高周波電流／電圧の実効値
が非常に大きくなり、これによってスイッチング素子の
コンダクション損失、磁気部品の鉄損及び銅損が増え
る。
【０００４】共振型コンバータの問題点を解決するため
に、ターンオフ及び／又はターンオン時のみ共振させる
部分共振型コンバータが提案されている。しかし、従来
の部分共振型コンバータでは、部分共振のためのスイッ
チング素子が必要になり、装置がコスト高になった。
に、ターンオフ及び／又はターンオン時のみ共振させる
部分共振型コンバータが提案されている。しかし、従来
の部分共振型コンバータでは、部分共振のためのスイッ
チング素子が必要になり、装置がコスト高になった。
【０００５】そこで、本発明はスイッチング電源装置の
効率の向上、雑音の低減及びコストの低減を図ることを
目的とする。
効率の向上、雑音の低減及びコストの低減を図ることを
目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、可飽和磁心と１次巻線と２次巻線と３次巻
線とを有する可飽和トランスと、前記１次巻線に接続さ
れた直流電源と、前記１次巻線に直列に接続されたスイ
ッチング素子と、前記スイッチング素子の一方の主端子
と他方の主端子との間に接続されたコンデンサ及び／又
は浮遊容量と、前記１次巻線に並列に接続された可飽和
インダクタンスとダイオードとの直列回路と、前記可飽
和インダクタンスに磁気制御を行うための磁気制御手段
と、前記１次巻線及び前記可飽和インダクタンスに対し
て直列に接続されたリアクトルと、前記スイッチング素
子の制御端子に接続された起動回路とを備え、前記３次
巻線が前記スイッチング素子の前記制御端子と前記他方
の主端子との間に接続されており、且つ前記コンデンサ
及び／又は浮遊容量と前記リアクトルが前記スイッチン
グ素子のオン・オフの繰返し周波数よりも高い周波数で
共振する静電容量値とインダクタンス値を有しているこ
とを特徴とするスイッチング電源装置に係わるものであ
る。
の本発明は、可飽和磁心と１次巻線と２次巻線と３次巻
線とを有する可飽和トランスと、前記１次巻線に接続さ
れた直流電源と、前記１次巻線に直列に接続されたスイ
ッチング素子と、前記スイッチング素子の一方の主端子
と他方の主端子との間に接続されたコンデンサ及び／又
は浮遊容量と、前記１次巻線に並列に接続された可飽和
インダクタンスとダイオードとの直列回路と、前記可飽
和インダクタンスに磁気制御を行うための磁気制御手段
と、前記１次巻線及び前記可飽和インダクタンスに対し
て直列に接続されたリアクトルと、前記スイッチング素
子の制御端子に接続された起動回路とを備え、前記３次
巻線が前記スイッチング素子の前記制御端子と前記他方
の主端子との間に接続されており、且つ前記コンデンサ
及び／又は浮遊容量と前記リアクトルが前記スイッチン
グ素子のオン・オフの繰返し周波数よりも高い周波数で
共振する静電容量値とインダクタンス値を有しているこ
とを特徴とするスイッチング電源装置に係わるものであ
る。
【０００７】請求項２に示すように、制御巻線と制御電
流源を設けることが望ましい。
流源を設けることが望ましい。
【０００８】請求項３に示すように、直流出力を得るた
めの整流平滑回路を設けることができる。
めの整流平滑回路を設けることができる。
【０００９】
【作用】可飽和インダクタンスが飽和すると、リアクト
ルとコンデンサ及び／又は浮遊容量との共振回路が形成
され、コンデンサ及び／又は浮遊容量が充電される。ト
ランスの可飽和磁心はスイッチング素子のターンオン及
びターンオフを生じさせるための働きを有すると共に、
１次巻線のインダクタンス値が大きい状態と小さい状態
とを作り出す働きを有する。トランスの可飽和磁心が飽
和して１次巻線のインダクタンス値が小さくなると、リ
アクトルと、コンデンサ及び／又は浮遊容量の静電容量
との共振が生じ、コンデンサ及び／又は浮遊容量が放電
する、トランスの可飽和磁心及び可飽和インダクタンス
の磁心が非飽和状態の時には共振が中断される。３次巻
線はスイッチング素子を正帰還制御する。請求項２の制
御巻線は可飽和インダクタンスの磁気制御に寄与する。
請求項３の整流平滑回路は直流出力を得るためのもので
ある。
ルとコンデンサ及び／又は浮遊容量との共振回路が形成
され、コンデンサ及び／又は浮遊容量が充電される。ト
ランスの可飽和磁心はスイッチング素子のターンオン及
びターンオフを生じさせるための働きを有すると共に、
１次巻線のインダクタンス値が大きい状態と小さい状態
とを作り出す働きを有する。トランスの可飽和磁心が飽
和して１次巻線のインダクタンス値が小さくなると、リ
アクトルと、コンデンサ及び／又は浮遊容量の静電容量
との共振が生じ、コンデンサ及び／又は浮遊容量が放電
する、トランスの可飽和磁心及び可飽和インダクタンス
の磁心が非飽和状態の時には共振が中断される。３次巻
線はスイッチング素子を正帰還制御する。請求項２の制
御巻線は可飽和インダクタンスの磁気制御に寄与する。
請求項３の整流平滑回路は直流出力を得るためのもので
ある。
【００１０】
【第１の実施例】次に、図１〜図１０を参照して本発明
の実施例に係わるスイッチング電源装置を説明する。
の実施例に係わるスイッチング電源装置を説明する。
【００１１】図１において、整流回路と平滑回路又は蓄
電池等から成る直流電源１の一端と他端との間には可飽
和トランス２の１次巻線３と共振用リアクトル４とスイ
ッチング素子としての絶縁ゲート型ＦＥＴ（電界効果ト
ランジスタ）５との直列回路が接続されている。可飽和
トランス２は１次巻線３の他に、２次巻線６、３次巻線
７、及び角型可飽和磁心９を有する。１次巻線３に並列
に可飽和インダクタンス８がダイオードＤ1 を介して並
列に接続されている。
電池等から成る直流電源１の一端と他端との間には可飽
和トランス２の１次巻線３と共振用リアクトル４とスイ
ッチング素子としての絶縁ゲート型ＦＥＴ（電界効果ト
ランジスタ）５との直列回路が接続されている。可飽和
トランス２は１次巻線３の他に、２次巻線６、３次巻線
７、及び角型可飽和磁心９を有する。１次巻線３に並列
に可飽和インダクタンス８がダイオードＤ1 を介して並
列に接続されている。
【００１２】共振用リアクトル４は１次巻線３に対して
直列に接続されている。共振用コンデンサ１０はＦＥＴ
５のドレイン（第１の主端子）とソース（第２の主端
子）との間に接続されている。ＦＥＴ５は破線で示すよ
うにドレイン・ソース間に浮遊容量Ｃs を有し、更にダ
イオードＤs を内蔵している。共振用リアクトル４のイ
ンダクタンス値をＬ1 、１次巻線３及び可飽和インダク
タンス８のインダクタンス値及びＦＥＴ５の容量を無視
すると、Ｃ1 とＬ1 の直列共振回路が形成される。Ｌ1
とＣ1 の値は、これによる共振周波数がＦＥＴ５のオン
・オフの繰返し周波数よりも高くなるように設定されて
いる。各部の定数は次の通りである。ＦＥＴ５は２ＳＫ
５７７であり、コンデンサ１０の容量Ｃ1 は約１ｎＦ、
リアクトル４のインダクタンス値Ｌ1 は約３．８μＦで
ある。また電源電圧Ｖa は１４０Ｖ、出力電圧は５Ｖ、
出力電流は０〜２０Ａである。
直列に接続されている。共振用コンデンサ１０はＦＥＴ
５のドレイン（第１の主端子）とソース（第２の主端
子）との間に接続されている。ＦＥＴ５は破線で示すよ
うにドレイン・ソース間に浮遊容量Ｃs を有し、更にダ
イオードＤs を内蔵している。共振用リアクトル４のイ
ンダクタンス値をＬ1 、１次巻線３及び可飽和インダク
タンス８のインダクタンス値及びＦＥＴ５の容量を無視
すると、Ｃ1 とＬ1 の直列共振回路が形成される。Ｌ1
とＣ1 の値は、これによる共振周波数がＦＥＴ５のオン
・オフの繰返し周波数よりも高くなるように設定されて
いる。各部の定数は次の通りである。ＦＥＴ５は２ＳＫ
５７７であり、コンデンサ１０の容量Ｃ1 は約１ｎＦ、
リアクトル４のインダクタンス値Ｌ1 は約３．８μＦで
ある。また電源電圧Ｖa は１４０Ｖ、出力電圧は５Ｖ、
出力電流は０〜２０Ａである。
【００１３】出力回路を構成するために、２次巻線６に
は、ダイオード１１、１２と、平滑用リアクトル１３
と、平滑用コンデンサ１４とから成る整流平滑回路１５
が接続され、この整流平滑回路１５の出力端子１６、１
７間に負荷１８が接続されている。
は、ダイオード１１、１２と、平滑用リアクトル１３
と、平滑用コンデンサ１４とから成る整流平滑回路１５
が接続され、この整流平滑回路１５の出力端子１６、１
７間に負荷１８が接続されている。
【００１４】３次巻線７は帰還による自励動作を可能に
するために結合コンデンサ１９を介してＦＥＴ５のゲー
ト（制御端子）とソースとの間に接続されている。ＦＥ
Ｔ５のゲート・ソース間に対して並列であると共に、３
次巻線７と結合コンデンサ１９とに対しても並列になる
ようにツエナータイオード２０とダイオード２１の直列
回路が接続されている。コンデンサ１９とツエナーダイ
オード２０はゲート・ソース間電圧の正方向最大振幅値
をツエナー電圧Ｖz までシフトダウンし、ｔ1〜ｔ4 間
におけるゲート・ソース間電圧をゲートしきい値Ｖthよ
り低くさせる働きを有する。
するために結合コンデンサ１９を介してＦＥＴ５のゲー
ト（制御端子）とソースとの間に接続されている。ＦＥ
Ｔ５のゲート・ソース間に対して並列であると共に、３
次巻線７と結合コンデンサ１９とに対しても並列になる
ようにツエナータイオード２０とダイオード２１の直列
回路が接続されている。コンデンサ１９とツエナーダイ
オード２０はゲート・ソース間電圧の正方向最大振幅値
をツエナー電圧Ｖz までシフトダウンし、ｔ1〜ｔ4 間
におけるゲート・ソース間電圧をゲートしきい値Ｖthよ
り低くさせる働きを有する。
【００１５】起動抵抗２２は直流電源１とＦＥＴ５のゲ
ートとの間に接続されている。なお、起動抵抗２２を起
動パルスを与える回路等に置き変えることができる。
ートとの間に接続されている。なお、起動抵抗２２を起
動パルスを与える回路等に置き変えることができる。
【００１６】可飽和インダクタンス８は角型可飽和磁心
２３と巻線２４とから成る。この可飽和インダクタンス
２８の磁心２３には磁気制御用の制御巻線２５が巻か
れ、ここに可変電流源２６が接続されている。可変電流
源２６から制御巻線２５に流す電流を変化させると、可
飽和インダクタンス８の飽和に達するまでの時間幅及び
可飽和トランス２が飽和するまでの時間幅が変化し、出
力電圧が変化する。
２３と巻線２４とから成る。この可飽和インダクタンス
２８の磁心２３には磁気制御用の制御巻線２５が巻か
れ、ここに可変電流源２６が接続されている。可変電流
源２６から制御巻線２５に流す電流を変化させると、可
飽和インダクタンス８の飽和に達するまでの時間幅及び
可飽和トランス２が飽和するまでの時間幅が変化し、出
力電圧が変化する。
【００１７】
【動作】まず、負荷１８を接続しないで出力端子１６、
１７を開放した無負荷状態であると共に、制御電流源２
６を制御巻線２５に一定の電流Ｉc を流した制御状態に
おける動作を、図２〜図７を参照して説明する。但し、
浮遊容量Ｃs 、１次巻線３及び巻線２４のインダクタン
スを無視し、これ等がコンデンサ１０とリアクトル４に
含まれているものとして説明する。また、可飽和インダ
クタンス８の巻線２４と制御巻線２５の巻線数をそれぞ
れＮ24、Ｎ25とし、２つの磁心９及び２３が非飽和状態
にあるとする。直流電源１は起動抵抗２２を通ってＦＥ
Ｔ５のゲ−ト・ソ−ス間を充電し、ＦＥＴ５がタ−ンオ
ンされる。直流電源１の電圧Ｖｉは可過飽和トランス２
の１次巻線３に加えられ、３次巻線７に電圧が誘起さ
れ、その電圧が結合コンデンサ１９を通じてＦＥＴ５の
ゲ−ト・ソ−ス間に加えられ、ＦＥＴ５がオンに保持さ
れる。ＦＥＴ５がオンの時には、図２のｔ1 以前及びｔ
4 〜ｔ5 区間に示すように、ＦＥＴ５及びコンデンサ１
０の両端子間電圧Ｖc は実質的に０ボルト、１次巻線３
に印加される電圧Ｖb は直流電源１の電圧Ｖi となる。
ＦＥＴ５のオン期間にはトランス２の磁心９の磁束φは
図３（Ａ）のΨ−ｍｍｆ曲線（鎖交磁束Ψ対起磁力ｍｍ
ｆの特性線であり、Ｂ−Ｈ曲線をもとに座標変換を行っ
て得られた特性線）のａ−ｂ区間に従って直線的に増大
する。一方、可飽和インダクタンス８の場合、直流電源
１の電圧Ｖｉはダイオ−ドＤ1 とＦＥＴ５のオンより、
巻線２４に印加し、磁心２３の磁束は図３（Ｂ）のａ−
ｂ区間に従って増大する。可飽和トランス２の１次巻線
３には励磁電流Ｉ2 、可飽和インダクタンス８の巻線２
４には励磁電流Ｉ3 がそれぞれ流れる。磁心２３に関し
ては、その起磁力はｍｍｆ＝Ｎ25Ｉc ＋Ｎ24Ｉ3 とな
る。角型磁心の場合、起磁力が十分小さく、励磁電流が
無視でき、可飽和トランス２の電流Ｉ2 と可飽和インダ
クタンス８の電流１3 を無視すると、無負荷であるの
で、図２のｔ1 以前及びｔ4 〜ｔ5 区間に示すように、
リアクトル４に流れる電流Ｉ1 は０となる。図４はＦＥ
Ｔ５のオン期間即ちｔ1 以前及びｔ4 〜ｔ5 区間の等価
回路を示す。
１７を開放した無負荷状態であると共に、制御電流源２
６を制御巻線２５に一定の電流Ｉc を流した制御状態に
おける動作を、図２〜図７を参照して説明する。但し、
浮遊容量Ｃs 、１次巻線３及び巻線２４のインダクタン
スを無視し、これ等がコンデンサ１０とリアクトル４に
含まれているものとして説明する。また、可飽和インダ
クタンス８の巻線２４と制御巻線２５の巻線数をそれぞ
れＮ24、Ｎ25とし、２つの磁心９及び２３が非飽和状態
にあるとする。直流電源１は起動抵抗２２を通ってＦＥ
Ｔ５のゲ−ト・ソ−ス間を充電し、ＦＥＴ５がタ−ンオ
ンされる。直流電源１の電圧Ｖｉは可過飽和トランス２
の１次巻線３に加えられ、３次巻線７に電圧が誘起さ
れ、その電圧が結合コンデンサ１９を通じてＦＥＴ５の
ゲ−ト・ソ−ス間に加えられ、ＦＥＴ５がオンに保持さ
れる。ＦＥＴ５がオンの時には、図２のｔ1 以前及びｔ
4 〜ｔ5 区間に示すように、ＦＥＴ５及びコンデンサ１
０の両端子間電圧Ｖc は実質的に０ボルト、１次巻線３
に印加される電圧Ｖb は直流電源１の電圧Ｖi となる。
ＦＥＴ５のオン期間にはトランス２の磁心９の磁束φは
図３（Ａ）のΨ−ｍｍｆ曲線（鎖交磁束Ψ対起磁力ｍｍ
ｆの特性線であり、Ｂ−Ｈ曲線をもとに座標変換を行っ
て得られた特性線）のａ−ｂ区間に従って直線的に増大
する。一方、可飽和インダクタンス８の場合、直流電源
１の電圧Ｖｉはダイオ−ドＤ1 とＦＥＴ５のオンより、
巻線２４に印加し、磁心２３の磁束は図３（Ｂ）のａ−
ｂ区間に従って増大する。可飽和トランス２の１次巻線
３には励磁電流Ｉ2 、可飽和インダクタンス８の巻線２
４には励磁電流Ｉ3 がそれぞれ流れる。磁心２３に関し
ては、その起磁力はｍｍｆ＝Ｎ25Ｉc ＋Ｎ24Ｉ3 とな
る。角型磁心の場合、起磁力が十分小さく、励磁電流が
無視でき、可飽和トランス２の電流Ｉ2 と可飽和インダ
クタンス８の電流１3 を無視すると、無負荷であるの
で、図２のｔ1 以前及びｔ4 〜ｔ5 区間に示すように、
リアクトル４に流れる電流Ｉ1 は０となる。図４はＦＥ
Ｔ５のオン期間即ちｔ1 以前及びｔ4 〜ｔ5 区間の等価
回路を示す。
【００１８】可飽和インダクタンス８の磁心２３の磁化
状態がｂ点に至ると、この磁心２３が飽和し、磁心２３
の鎖交磁束が図３（Ｂ）のｂ−ｄ区間に示すようにほぼ
一定に保持され、巻線２４に誘起される電圧が小さくな
り、ダイオ−ドＤ1 がオンのため、可飽和トランス２の
１次巻線３に印加される電圧Ｖｂも小さくなり、磁心９
の鎖交磁束は図３（Ａ）のようにほぼ点ｂに保持され、
３次巻線７に誘起される電圧も小さくなり、ＦＥＴ５の
ゲ−ト・ソ−ス間電圧Ｖgsがしきい値電圧より低くな
り、ＦＥＴ５がタ−ンオフされる。磁心２３の飽和のた
め、可飽和インダクタンス８のインピーダンスが小さく
なり、リアクトル４のインダクタンスＬ1とコンデンサ
１０の容量Ｃ1 と直列共振が図５に示す等価回路で生
じ、電流Ｉlが流れ、コンデンサ１０が充電され、この
電圧Ｖc が図２のｔ1 〜ｔ2 区間に示すように電源電圧
Ｖi の２倍の値２Ｖi に向って上昇する。従って、ｔ1
〜ｔ2のターンオフ期間においてＦＥＴ５の両端電圧Ｖc
は図２に示すように正弦波状に徐々に増大する。磁心
２３が図３（Ｂ）のΨ−ｍｍｆ曲線のｄ点まで磁化され
た後に鎖交わ磁束Ψの減少が生じ、ｂ点で再び非飽和状
態に移行する。
状態がｂ点に至ると、この磁心２３が飽和し、磁心２３
の鎖交磁束が図３（Ｂ）のｂ−ｄ区間に示すようにほぼ
一定に保持され、巻線２４に誘起される電圧が小さくな
り、ダイオ−ドＤ1 がオンのため、可飽和トランス２の
１次巻線３に印加される電圧Ｖｂも小さくなり、磁心９
の鎖交磁束は図３（Ａ）のようにほぼ点ｂに保持され、
３次巻線７に誘起される電圧も小さくなり、ＦＥＴ５の
ゲ−ト・ソ−ス間電圧Ｖgsがしきい値電圧より低くな
り、ＦＥＴ５がタ−ンオフされる。磁心２３の飽和のた
め、可飽和インダクタンス８のインピーダンスが小さく
なり、リアクトル４のインダクタンスＬ1とコンデンサ
１０の容量Ｃ1 と直列共振が図５に示す等価回路で生
じ、電流Ｉlが流れ、コンデンサ１０が充電され、この
電圧Ｖc が図２のｔ1 〜ｔ2 区間に示すように電源電圧
Ｖi の２倍の値２Ｖi に向って上昇する。従って、ｔ1
〜ｔ2のターンオフ期間においてＦＥＴ５の両端電圧Ｖc
は図２に示すように正弦波状に徐々に増大する。磁心
２３が図３（Ｂ）のΨ−ｍｍｆ曲線のｄ点まで磁化され
た後に鎖交わ磁束Ψの減少が生じ、ｂ点で再び非飽和状
態に移行する。
【００１９】次の区間では、磁心９、２３が非飽和状態
にあるので、１次巻線３及び可飽和インダクタンス２８
のインダクタンス値が非常に大きくなり、共振動作が中
断し、励磁電流Ｉ2 とＩ3 を無視すればコンデンサ１０
の電圧Ｖc は図２のｔ2 〜ｔ3 区間に示すように２Ｖi
に保持される。この結果、１次巻線３にはＶi −２Ｖi
＝−Ｖi の電圧が連続的に印加され、磁心９は逆方向に
励磁され、鎖交磁束Ψは図３（Ａ）のｂ−ａ区間に示す
ようにａ点に向って変化する。その間、巻線７には負の
電圧が誘起され、ＦＥＴ５はオフのままである。一方、
可飽和インダクタンス８では、鎖交磁束が飽和状態から
ｂ点に戻った後も、図３（Ｂ）のｂ−ａ区間に示すよう
に起磁力ｍｍｆ＝Ｎ25Ｉc ＋Ｎ24Ｉ3 はＮ25Ｉｃよりも
大きいため、巻線２４に電流Ｉ3 が連続に流れており、
ダイオ−ドＤ1 がオン状態のままである。その結果、巻
線２４にもＶｉ−２Ｖｉ＝−Ｖｉの電圧が連続的に印加
され、磁心２３は逆方向に励磁され、鎖交磁束Ψは図３
（Ｂ）に示すようにａ点に向かって変化する。なお、ｔ
2 〜ｔ3 区間の等価回路を図６で示すことができる。
にあるので、１次巻線３及び可飽和インダクタンス２８
のインダクタンス値が非常に大きくなり、共振動作が中
断し、励磁電流Ｉ2 とＩ3 を無視すればコンデンサ１０
の電圧Ｖc は図２のｔ2 〜ｔ3 区間に示すように２Ｖi
に保持される。この結果、１次巻線３にはＶi −２Ｖi
＝−Ｖi の電圧が連続的に印加され、磁心９は逆方向に
励磁され、鎖交磁束Ψは図３（Ａ）のｂ−ａ区間に示す
ようにａ点に向って変化する。その間、巻線７には負の
電圧が誘起され、ＦＥＴ５はオフのままである。一方、
可飽和インダクタンス８では、鎖交磁束が飽和状態から
ｂ点に戻った後も、図３（Ｂ）のｂ−ａ区間に示すよう
に起磁力ｍｍｆ＝Ｎ25Ｉc ＋Ｎ24Ｉ3 はＮ25Ｉｃよりも
大きいため、巻線２４に電流Ｉ3 が連続に流れており、
ダイオ−ドＤ1 がオン状態のままである。その結果、巻
線２４にもＶｉ−２Ｖｉ＝−Ｖｉの電圧が連続的に印加
され、磁心２３は逆方向に励磁され、鎖交磁束Ψは図３
（Ｂ）に示すようにａ点に向かって変化する。なお、ｔ
2 〜ｔ3 区間の等価回路を図６で示すことができる。
【００２０】次に磁心２３の鎖交磁束Ψがａ点に達する
と、図３（Ｂ）のａ点で示されるように起磁力ｍｍｆ＝
Ｎ25Ｉc ＋Ｎ24Ｉ3 はＮ25Ｉc と等しくなり、巻線２４
の電流Ｉ3 は零となり、ダイオ−ドＤ1 がオフとなり、
鎖交磁束Ψはａ点に保持される。一方、磁心９は引き続
き電圧−Ｖｉによって、負方向の飽和磁束になるまで励
磁される。磁心9 の鎖交磁束がａ点に達すると、磁心９
が飽和し、１次巻線３のインダクタンスが小さくなるの
で、図７に示す共振回路が形成される。これにより、コ
ンデンサ１０の電圧Ｖc 即ちＦＥＴ５のドレイン・ソー
ス間電圧は図２に示すように正弦波に従って徐々に低下
し、零に戻る。磁心９の鎖交磁束は図３（Ａ）のａ−ｃ
−ａに沿って変化する。ｃ点を経てａ点に戻ると、磁心
９は非飽和になり、直流電源１の電圧Ｖｉは可飽和トラ
ンス２の１次巻線に印加され、３次巻線７に電圧が誘起
され、ＦＥＴ５がタ−ンオンされる。次の動作では、可
飽和トランス２の１次巻線に直流電源１の電圧Ｖｉが印
加され、磁心９は図３（Ａ）のａ−ｂ区間に沿って励磁
される。同時に、その直流電源１の電圧Ｖｉはダイオ−
ドＤ1 とＦＥＴ５のオンより、可飽和インダクタンス８
の巻線２４にも印加し、磁心２３は図３（Ｂ）のａ−ｂ
区間に示すように励磁される。しかる後、図３（Ａ）の
Ψ−ｍｍｆ曲線のａ−ｂ−ａ−ｃ−ａの動作及び図３
（Ｂ）のａ−ｂ−ｄ−ｂ−ａの動作が繰返して生じる。
従って、定常状態では、両磁心９と２３はａ点より、同
時に同じ電圧Ｖｉで励磁されることになり、両磁心の鎖
交磁束の正方向の変化分は等しくなる。次の負方向の励
磁もｂ点より同時に同じ電圧−Ｖｉによって行われ、両
磁心の鎖交磁束の負方向の変化分も等しくなり、磁心２
３の鎖交磁束がａ点に達すると同時に、磁心９の鎖交磁
束も飽和磁束のａ点に達する。その結果、期間ｔ2 〜ｔ
3 と期間ｔ4 〜ｔ5 の長さはともに△Ψ／Ｖｉとなる。
一方、期間ｔ2 〜ｔ2 と期間ｔ3 〜ｔ4 はＬ1 、Ｃ1 の
共振周波数で決められる。
と、図３（Ｂ）のａ点で示されるように起磁力ｍｍｆ＝
Ｎ25Ｉc ＋Ｎ24Ｉ3 はＮ25Ｉc と等しくなり、巻線２４
の電流Ｉ3 は零となり、ダイオ−ドＤ1 がオフとなり、
鎖交磁束Ψはａ点に保持される。一方、磁心９は引き続
き電圧−Ｖｉによって、負方向の飽和磁束になるまで励
磁される。磁心9 の鎖交磁束がａ点に達すると、磁心９
が飽和し、１次巻線３のインダクタンスが小さくなるの
で、図７に示す共振回路が形成される。これにより、コ
ンデンサ１０の電圧Ｖc 即ちＦＥＴ５のドレイン・ソー
ス間電圧は図２に示すように正弦波に従って徐々に低下
し、零に戻る。磁心９の鎖交磁束は図３（Ａ）のａ−ｃ
−ａに沿って変化する。ｃ点を経てａ点に戻ると、磁心
９は非飽和になり、直流電源１の電圧Ｖｉは可飽和トラ
ンス２の１次巻線に印加され、３次巻線７に電圧が誘起
され、ＦＥＴ５がタ−ンオンされる。次の動作では、可
飽和トランス２の１次巻線に直流電源１の電圧Ｖｉが印
加され、磁心９は図３（Ａ）のａ−ｂ区間に沿って励磁
される。同時に、その直流電源１の電圧Ｖｉはダイオ−
ドＤ1 とＦＥＴ５のオンより、可飽和インダクタンス８
の巻線２４にも印加し、磁心２３は図３（Ｂ）のａ−ｂ
区間に示すように励磁される。しかる後、図３（Ａ）の
Ψ−ｍｍｆ曲線のａ−ｂ−ａ−ｃ−ａの動作及び図３
（Ｂ）のａ−ｂ−ｄ−ｂ−ａの動作が繰返して生じる。
従って、定常状態では、両磁心９と２３はａ点より、同
時に同じ電圧Ｖｉで励磁されることになり、両磁心の鎖
交磁束の正方向の変化分は等しくなる。次の負方向の励
磁もｂ点より同時に同じ電圧−Ｖｉによって行われ、両
磁心の鎖交磁束の負方向の変化分も等しくなり、磁心２
３の鎖交磁束がａ点に達すると同時に、磁心９の鎖交磁
束も飽和磁束のａ点に達する。その結果、期間ｔ2 〜ｔ
3 と期間ｔ4 〜ｔ5 の長さはともに△Ψ／Ｖｉとなる。
一方、期間ｔ2 〜ｔ2 と期間ｔ3 〜ｔ4 はＬ1 、Ｃ1 の
共振周波数で決められる。
【００２１】図８は負荷状態の各部の状態を示す。図８
の負荷状態での１次巻線３に流れる電流Ｉl は図８に示
すＦＥＴ５に流れる電流Ｉs と図２に示した共振時の電
流Ｉl との合成になる。電流以外の各部の状態変化は図
２とほぼ同一である。図８のＦＥＴ５の両端電圧Ｖc と
電流Ｉs との関係から明らかなように、ｔ1 〜ｔ2 のタ
ーンオフ期間及びｔ3 〜ｔ4 のターンオン期間におい
て、零ボルトスイッチングが達成されている。
の負荷状態での１次巻線３に流れる電流Ｉl は図８に示
すＦＥＴ５に流れる電流Ｉs と図２に示した共振時の電
流Ｉl との合成になる。電流以外の各部の状態変化は図
２とほぼ同一である。図８のＦＥＴ５の両端電圧Ｖc と
電流Ｉs との関係から明らかなように、ｔ1 〜ｔ2 のタ
ーンオフ期間及びｔ3 〜ｔ4 のターンオン期間におい
て、零ボルトスイッチングが達成されている。
【００２２】図１の回路でＦＥＴ５のオフ期間はｔ1 〜
ｔ4 であり、オン期間はｔ4 〜ｔ5であり、△Ψを変え
ることによって、ＦＥＴ５のオン時比率が変えられ、出
力が変化される。可変電流源２６から制御巻線２５に流
す電流Ｉc はそのためである。図９及び図１０はこれを
説明するものであり、制御電流Ｉc が負方向に大きい時
には図９に示すようにａ−ｂ区間が長くなり、鎖交磁束
の変化分△Ψも大きくなり、期間ｔ2 〜ｔ3 とｔ4 〜ｔ
5 が長くなり、そのため、オフ期間ｔ1 〜ｔ4とオン期
間ｔ4 〜ｔ5 の長さは近づいていく。その結果、オン時
比率は０．５に近づいていく、一方、制御電流Ｉc を正
方向に大きくすると、図１０に示すように、ａ−ｂ区間
が短くなり、鎖交磁束の変化分△Ψも小さくなり、期間
ｔ2 〜ｔ3 とｔ4 〜ｔ5 が短くなり、そのため、オン期
間ｔ4 〜ｔ5 はオフ期間ｔ1 〜ｔ4 に比べ、大変短くな
る。その結果、オン時比率は０に近づいていく。このコ
ンバ−タはＰＷＭコンバ−タと同様な特性を持ち、出力
電圧はオン時比率によって決定される。従って、制御電
流を変えることによって出力電圧を一定に制御すること
ができる。なお、図示は省略されているが、出力電圧を
検出し、可変電流源２６を制御する手段が設けられてい
る。
ｔ4 であり、オン期間はｔ4 〜ｔ5であり、△Ψを変え
ることによって、ＦＥＴ５のオン時比率が変えられ、出
力が変化される。可変電流源２６から制御巻線２５に流
す電流Ｉc はそのためである。図９及び図１０はこれを
説明するものであり、制御電流Ｉc が負方向に大きい時
には図９に示すようにａ−ｂ区間が長くなり、鎖交磁束
の変化分△Ψも大きくなり、期間ｔ2 〜ｔ3 とｔ4 〜ｔ
5 が長くなり、そのため、オフ期間ｔ1 〜ｔ4とオン期
間ｔ4 〜ｔ5 の長さは近づいていく。その結果、オン時
比率は０．５に近づいていく、一方、制御電流Ｉc を正
方向に大きくすると、図１０に示すように、ａ−ｂ区間
が短くなり、鎖交磁束の変化分△Ψも小さくなり、期間
ｔ2 〜ｔ3 とｔ4 〜ｔ5 が短くなり、そのため、オン期
間ｔ4 〜ｔ5 はオフ期間ｔ1 〜ｔ4 に比べ、大変短くな
る。その結果、オン時比率は０に近づいていく。このコ
ンバ−タはＰＷＭコンバ−タと同様な特性を持ち、出力
電圧はオン時比率によって決定される。従って、制御電
流を変えることによって出力電圧を一定に制御すること
ができる。なお、図示は省略されているが、出力電圧を
検出し、可変電流源２６を制御する手段が設けられてい
る。
【００２３】本実施例によれば、零ボルトスイッチング
動作が可能であると共に自励発振させることが可能なス
イッチング電源装置を極めて簡単な回路で構成すること
ができる。またスナバー回路が不要になる。この結果、
スイッチング電源装置の効率を高め雑音を低減すること
ができる。
動作が可能であると共に自励発振させることが可能なス
イッチング電源装置を極めて簡単な回路で構成すること
ができる。またスナバー回路が不要になる。この結果、
スイッチング電源装置の効率を高め雑音を低減すること
ができる。
【００２４】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 浮遊容量Ｃs が大きい場合にはコンデンサ１０
を省くことができる。 （２） 可飽和トランス２の１次巻線３側に存在する漏
れインダクタンスと可飽和インダクタンス８の巻線２４
側に存在する漏れインダクタンスが大きい場合は、リア
クトル４を省くことができる。 （３） ＦＥＴの代りにバイポーラトランジスタ等の別
のスイッチング素子を使用することができる。 （４） 可飽和トランス２の２次巻線６を省き、１次巻
線３と並列に新たに線形トランス（非飽和トランス）の
１次巻線を接続し、その線形トランスの２次巻線の電圧
を整流平滑し、出力をとることができる。 （５） 図１の整流平滑回路１５を省いてインバータ回
路にすることができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 浮遊容量Ｃs が大きい場合にはコンデンサ１０
を省くことができる。 （２） 可飽和トランス２の１次巻線３側に存在する漏
れインダクタンスと可飽和インダクタンス８の巻線２４
側に存在する漏れインダクタンスが大きい場合は、リア
クトル４を省くことができる。 （３） ＦＥＴの代りにバイポーラトランジスタ等の別
のスイッチング素子を使用することができる。 （４） 可飽和トランス２の２次巻線６を省き、１次巻
線３と並列に新たに線形トランス（非飽和トランス）の
１次巻線を接続し、その線形トランスの２次巻線の電圧
を整流平滑し、出力をとることができる。 （５） 図１の整流平滑回路１５を省いてインバータ回
路にすることができる。
【００２５】
【発明の効果】上述から明らかなように各請求項の発明
によれば、簡単な回路で自励発振させることが可能にな
り、且つターンオン期間及びターンオフ期間のスイッチ
ング素子の電圧を共振動作で正弦波にしてゼロボルトス
イッチングを達成し、スイッチング素子の電圧ピ−クを
抑制することが可能になる。従って、効率の高いスイッ
チング電源装置を提供することができる。
によれば、簡単な回路で自励発振させることが可能にな
り、且つターンオン期間及びターンオフ期間のスイッチ
ング素子の電圧を共振動作で正弦波にしてゼロボルトス
イッチングを達成し、スイッチング素子の電圧ピ−クを
抑制することが可能になる。従って、効率の高いスイッ
チング電源装置を提供することができる。
【図１】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。
路図である。
【図２】図１の回路の無負荷時のＶc 、Ｉl 、Ｖb 、Ｖ
gs、φを示す波形図である。
gs、φを示す波形図である。
【図３】２つの可飽和磁心のΨ−ｍｍｆ特性図及び動作
時の鎖交磁束変化を示す図である。
時の鎖交磁束変化を示す図である。
【図４】図１のＦＥＴのオン期間の等価回路図である。
【図５】図１のＦＥＴのターンオフ期間の等価回路図で
ある。
ある。
【図６】図１のＦＥＴのオフ期間の等価回路図である。
【図７】図１のＦＥＴのターンオン期間の等価回路図で
ある。
ある。
【図８】図１の回路の負荷時のＶc 、Ｉl 、Ｖb 、Ｖg
s、φ、Ｉs を示す波形図である。
s、φ、Ｉs を示す波形図である。
【図９】図１の制御巻線に負方向に大きな制御電流を流
した時のＦＥＴの電圧を示す波形図である。
した時のＦＥＴの電圧を示す波形図である。
【図１０】図１の制御巻線に正方向に大きな制御電流を
流した時のＦＥＴの電圧を示す波形図である。
流した時のＦＥＴの電圧を示す波形図である。
１ 電源 ２ 可飽和トランス ３ １次巻線 ４ リアクトル ５ ＦＥＴ ６ ２次巻線 ７ ３次巻線 ８ 可飽和インダクタンス ９ 可飽和磁心 １０ コンデンサ
Claims (3)
- 【請求項１】 可飽和磁心と１次巻線と２次巻線と３次
巻線とを有する可飽和トランスと、 前記１次巻線に接続された直流電源と、 前記１次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、 前記スイッチング素子の一方の主端子と他方の主端子と
の間に接続されたコンデンサ及び／又は浮遊容量と、 前記１次巻線に並列に接続された可飽和インダクタンス
とダイオードとの直列回路と、 前記可飽和インダクタンスに磁気制御を行うための磁気
制御手段と、 前記１次巻線及び前記可飽和インダクタンスに対して直
列に接続されたリアクトルと、 前記スイッチング素子の制御端子に接続された起動回路
とを備え、前記３次巻線が前記スイッチング素子の前記
制御端子と前記他方の主端子との間に接続されており、
且つ前記コンデンサ及び／又は浮遊容量と前記リアクト
ルが前記スイッチング素子のオン・オフの繰返し周波数
よりも高い周波数で共振する静電容量値とインダクタン
ス値を有していることを特徴とするスイッチング電源装
置。 - 【請求項２】 前記磁気制御手段は前記可飽和インダク
タンスの可飽和磁心に巻かれた制御巻線とこの制御巻線
に接続された可変電流源であることを特徴とする請求項
１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 更に、前記２次巻線に接続された整流平
滑回路を有することを特徴とする請求項１又は２記載の
スイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4059761A JP3008647B2 (ja) | 1992-02-14 | 1992-02-14 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4059761A JP3008647B2 (ja) | 1992-02-14 | 1992-02-14 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0622548A JPH0622548A (ja) | 1994-01-28 |
| JP3008647B2 true JP3008647B2 (ja) | 2000-02-14 |
Family
ID=13122577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4059761A Expired - Fee Related JP3008647B2 (ja) | 1992-02-14 | 1992-02-14 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3008647B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020009290A (ko) * | 2000-07-25 | 2002-02-01 | 이형도 | 자려식 플라이백 컨버터 회로 |
| WO2004036726A1 (ja) * | 2002-10-21 | 2004-04-29 | Sanken Electric Co., Ltd. | 直流変換装置 |
| CN113848518B (zh) * | 2021-09-22 | 2024-03-19 | 杭州电力设备制造有限公司 | 一种基于暂态响应的变压器励磁饱和特性的评估方法 |
-
1992
- 1992-02-14 JP JP4059761A patent/JP3008647B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0622548A (ja) | 1994-01-28 |
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