JP5232194B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置に係り、特にマグアンプを使用して定電圧制御を行うスイッチング電源装置に関する。

可飽和リアクトルの飽和状態と非飽和状態を利用した磁気的なスイッチとしてトランスの２次側にマグアンプを配置し、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式により出力電圧の定電圧制御を行うスイッチング電源装置が使用されている。「ＰＷＭ方式」では、周期を一定にしたパルスの「１」と「０」の割合を可変にすることで出力電圧の平均値を制御し、定電圧を出力する。上記のスイッチング電源装置では、トランスの１次側の巻線の交流電圧によって誘起される２次側の巻線の交流電圧が、２次側でのＰＷＭ方式制御によって定電圧になるように制御される。つまり、２次側の出力電圧を１次側にフィードバックしないため、例えばスイッチング電源装置が複数種類の電圧を出力する場合等に、各出力電圧を個別に安定化させるのに適している。

マグアンプを使用したスイッチング電源装置では、出力電圧に応じてマグアンプに電流（以下において、「リセット電流」という。）を流してマグアンプのコアの磁化状態を変化させることにより、マグアンプが順方向に導通する時間を変更して出力電圧を制御する。しかし、マグアンプに直列接続された整流用のダイオードのリカバリー電流がマグアンプに流れ込み、出力電圧を精度よく制御できない場合がある。つまり、ダイオードのリカバリー電流が制御不能のリセット電流として作用し、リカバリー電流が無い場合に比べて出力電流の流れる時間が短くなり、出力電圧が低下する。このように実質的なリセット電流減少等により、マグアンプの磁束振幅をある値より小さくできないために出力電圧を十分に高くできず、出力電圧が所望の値より低くなる現象を、一般に制御不能角の意味から「デッドアングル」という。

整流用のダイオードのリカバリー電流がマグアンプに流れる等して発生するデッドアングルの影響を受けて出力電圧が低下することを回避するために、
（１）トランスの巻数比を上げて、出力電圧を高めに設定する、
（２）リカバリー電流の少ない部品（ダイオード）を使用する、
等の対策が考案されている（例えば、特許文献１参照。）。

特開平４−２９５２７２号公報

しかしながら、上記の対策（１）の巻数比を上げる方法では、巻数比を上げた分だけ更に余分に出力電圧を制御する必要があり、マグアンプのサイズが大きくなる。これは、出力電圧が低い場合、つまり巻数が少ない場合に、巻数を１ターン増やしただけで制御する磁束が大きく変わるためである。また、巻数比を上げた分だけ誘起電圧が上がり、ダイオードのリカバリー電流が増大する場合がある。

一方、上記の対策（２）を採用する場合、高性能のダイオードを使用するため部品価格が上昇してスイッチング電源装置のコストが増大する。また、出力電圧が高い場合に耐圧が高いダイオードが必要になるが、耐圧が高いダイオードでリカバリー電流の少ないものは選択肢が少なく、充分な性能を得られない場合がある。そのため、出力電圧を精度よく制御できないという問題があった。

上記問題点を鑑み、本発明は、デッドアングルによる影響を排除し、かつ高精度の定電圧制御が可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様によれば、（イ）第１及び第２の巻線を有し、第１及び第２の巻線に流れる電流によって導通状態が設定されるマグアンプと、（ロ）第１の巻線から出力される電圧を整流平滑化する整流平滑回路と、（ハ）整流平滑回路から第１の巻線に出力されるリカバリー電流によって第１の巻線に発生する磁束と大きさが同一で向きが逆の磁束を第２の巻線に発生させる磁束電流を、第２の巻線に出力する電流出力回路と、（ニ）整流平滑回路の出力電圧に応じて第２の巻線に流れる電流を調整してマグアンプのインピーダンスを変化させる制御回路と、（ホ）２次側巻線の一方の端子でマグアンプの第１の巻線に接続し、２次側巻線の他方の端子又は一方の端子と他方の端子間の中間でマグアンプの第２の巻線に接続するトランスとを備え、電流出力回路が、２次側巻線の少なくとも一部を介して磁束電流を第２の巻線に出力するスイッチング電源装置が提供される。

本発明によれば、デッドアングルによる影響を排除し、かつ高精度の定電圧制御が可能なスイッチング電源装置を提供できる。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す模式図である。 本発明の第１の実施の形態に係るマグアンプの構成を示す模式図である。 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための波形図であり、図３（ａ）はトランスの２次側電圧、図３（ｂ）はマグアンプの出力電圧、図３（ｃ）はマグアンプからの出力電流の波形を示す模式図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す模式図である。 本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す模式図である。

次に、図面を参照して、本発明の第１乃至第３の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。又、以下に示す第１乃至第３の実施の形態は、この発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、この発明の技術的思想は、構成部品や回路の構造、配置等を下記のものに特定するものでない。この発明の技術的思想は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。

（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、図１に示すように、１次側電圧供給回路６０によって発生されるトランス５０の１次側巻線Ｎ１の交流電圧によって２次側巻線Ｎ２に誘起される交流電圧（以下において「２次側電圧」という。）Ｖ_N2を入力電圧として、この入力電圧から直流安定化出力電源電圧を生成するスイッチング電源装置である。図１に示したスイッチング電源装置は、第１の巻線Ｌ１及び第２の巻線Ｌ２を有し、第１〜第２の巻線Ｌ１〜Ｌ２に流れる電流によって導通状態が設定されるマグアンプ１０と、第１の巻線Ｌ１から出力される電圧を整流平滑化する整流平滑回路２０と、整流平滑回路２０から第１の巻線Ｌ１に出力されるリカバリー電流Ｉｒによって第１の巻線Ｌ１に発生する磁束と大きさが同一で向きが逆の磁束を第２の巻線Ｌ２に発生させる磁束電流Ｉｍを、第２の巻線Ｌ２に出力する電流出力回路３０とを備える。

更に、図１に示すスイッチング電源装置は、整流平滑回路２０の出力電圧に応じて第１の巻線Ｌ１に流れる電流を調整することによってマグアンプ１０のインピーダンスを変化させる制御回路４０を備える。制御回路４０の動作の詳細は後述する。

スイッチング電源装置が出力する直流安定化出力電源電圧（以下において「出力電圧」という。）Ｖ_OUTは、整流平滑回路２０の出力として出力端子Ｏ_VHと出力端子Ｏ_VL間に出力される。つまり、マグアンプ１０、整流平滑回路２０及び制御回路４０によって、マグアンプ制御方式のＰＷＭ方式回路が構成される。

マグアンプ１０の第１の巻線Ｌ１の巻き始め（図１で巻線の巻き始めを黒丸で示す。以下において同様。）は、接続点ａにおいて整流平滑回路２０の入力及び制御回路４０の出力に接続し、第１の巻線Ｌ１の巻き終わりは、トランス５０の２次側巻線Ｎ２の巻き始めに接続する。ここで、２次側電圧Ｖ_N2が正方向の電圧の時に、巻き始めから巻き終わりに電流が流れる。マグアンプ１０の第２の巻線Ｌ２の巻き始めは、トランス５０の２次側巻線Ｎ２の巻き終わりに接続し、第２の巻線Ｌ２の巻き終わりは、電流出力回路３０の出力に接続する。

整流平滑回路２０は、図１に示すように、整流ダイオードＤ₂₁、フライホイールダイオードＤ₂₂、平滑コイルＬ₂₁、及び平滑コンデンサＣ₂₁を備える。整流ダイオードＤ₂₁のアノードにマグアンプ１０の第１の巻線Ｌ１の巻き始めが接続し、カソードにフライホイールダイオードＤ₂₂のカソード及び平滑コイルＬ₂₁の一端が接続する。平滑コイルＬ₂₁の他端に平滑コンデンサＣ₂₁の一端が接続する。平滑コンデンサＣ₂₁と平滑コイルＬ₂₁の接続点は、出力端子Ｏ_VHに接続する。また、平滑コンデンサＣ₂₁の他端及びフライホイールダイオードＤ₂₂のアノードは、それぞれ出力端子Ｏ_VLに接続する。

図１は、電流出力回路３０をダイオードＤ₃₁及び抵抗Ｒ₃₁を直列接続して構成した例を示している。ダイオードＤ₃₁のカソードはマグアンプ１０の第２の巻線Ｌ２の巻き終わりに接続する。抵抗Ｒ₃₁の一端はダイオードＤ₃₁のアノードに接続し、他端は出力端子Ｏ_VHに接続する。ただし、図１に示した電流出力回路３０の構成は１つの例であり、図１に示した構成に限定されるものではなく、後述するように予め設定される磁束電流Ｉｍを出力できる回路であれば、どのような構成であってもよい。

制御回路４０は、出力端子Ｏ_VH及び出力端子Ｏ_VLに接続され、出力端子Ｏ_VH〜Ｏ_VL間に出力される出力電圧Ｖ_OUTに応じて、リセット電流Ｉｃをマグアンプ１０に出力する。

図２に、マグアンプ１０の構成例の概略図を示す。図２は、第１の巻線Ｌ１と第２の巻線Ｌ２がドーナツ形状のコアＦにそれぞれ巻かれている例である。コアＦは飽和が可能な可飽和コアであり、制御回路４０は、第１の巻線Ｌ１にリセット電流を流してコアＦの磁化状態の飽和と不飽和を調整し、マグアンプ１０の第１の巻線Ｌ１から整流平滑回路２０に出力される出力電流Ｉｆを制御する。

具体的には、制御回路４０は、出力電圧Ｖ_OUTを監視し、出力電圧Ｖ_OUTに応じてマグアンプ１０の第１の巻線Ｌ１に流れる電流を調整し、マグアンプ１０のインピーダンスを変化させる。例えば、出力電圧Ｖ_OUTが所望の電圧より大きい場合は、制御回路４０から第１の巻線Ｌ１に、出力電流Ｉｆと逆方向のリセット電流Ｉｃが流れ、リセット電流Ｉｃの大きさに対応した磁束のリセットが行われる。磁束のリセットが行われると、コアＦは飽和状態から非飽和状態になる。

コアＦが非飽和状態になると第１の巻線Ｌ１のインダクタンスが大きくなる。そのため、次にトランス５０の２次側巻線Ｎ２から第１の巻線Ｌ１に正方向の電圧Ｅが印加された時に、磁束のリセット量に対応した時間ΔＴだけ遅れて、第１の巻線Ｌ１に電流が流れ始める。第１の巻線Ｌ１に正方向の電圧Ｅが印加された時刻から、磁束のリセット量に対応して第１の巻線Ｌ１に電流が流れ始める時刻との時間差を、以下において「遅延時間」という。「磁束（ΔΦ）＝電圧時間積（時間ΔＴ×電圧Ｅ）」の関係より、ΔＴ＝ΔΦ／Ｅとなる。一方、出力電圧Ｖ_OUTが所望の電圧より小さい場合は、リセット電流Ｉｃが流れない。

以上のように、制御回路４０は、マグアンプ１０を流れる電流値を調整して磁束のリセット量ΔΦを制御することによって遅延時間を設定し、整流平滑回路２０の整流ダイオードＤ₂₁を流れるパルス電流のパルス幅を変化させる。つまり、出力電圧Ｖ_OUTが所定の目標電圧になるようにデューティが調整されたパルス信号が、マグアンプ１０から出力されることになる。マグアンプ１０の出力電圧は、整流平滑回路２０によって整流及び平滑されて、出力電圧Ｖ_OUTとして出力端子Ｏ_VH〜出力端子Ｏ_VL間に出力される。即ち、制御回路４０によってマグアンプ１０の出力電圧がＰＷＭ制御され、出力電圧Ｖ_OUTが安定化される。

次に、整流平滑回路２０の整流ダイオードＤ₂₁のリカバリー電流Ｉｒが、出力電圧Ｖ_OUTに与える影響について説明する。トランス５０の２次側電圧Ｖ_N2が正の電位から負の電位になると、出力電流Ｉｆがマグアンプ１０から整流平滑回路２０に出力されなくなる。そして、整流平滑回路２０の整流ダイオードＤ₂₁のリカバリー電流Ｉｒが、マグアンプ１０と整流平滑回路２０との接続点ａを介して、マグアンプ１０の第１の巻線Ｌ１に流れ込む。このリカバリー電流Ｉｒは、制御回路４０から出力されるリセット電流Ｉｃと同一の方向にマグアンプ１０の第１の巻線Ｌ１を流れる。リカバリー電流Ｉｒは、定電圧制御するために制御回路４０によって制御される意図的なリセット電流Ｉｃとは別の、制御回路４０によって制御できないリセット電流として作用する。そのため、リカバリー電流Ｉｒが第１の巻線Ｌ１に流れると、電流出力回路３０が無い場合には、以下に説明するように、制御回路４０により設定しようとする値よりも出力電圧Ｖ_OUTが低くなる。

即ち、整流ダイオードＤ₂₁のリカバリー電流Ｉｒがマグアンプ１０に流れ込んで制御できないリセット電流として作用することによって、リセット電流Ｉｃのみがマグアンプ１０に流れる場合よりも磁束のリセット量が大きくなる。そのため、磁束のリセット量に対応する遅延時間が大きくなり、マグアンプ１０が順方向に導通する時間が短くなる。その結果、制御回路４０がマグアンプ１０の出力電圧を制御して設定しようとする所定の目標電圧よりも、出力電圧Ｖ_OUTが低くなる。このように、電流出力回路３０が無い場合は、マグアンプ１０にリカバリー電流Ｉｒが流れることによって発生するデッドアングルにより、目標電圧よりも出力電圧Ｖ_OUTが低くなる。

一方、図１に示したスイッチング電源装置では、電流出力回路３０が、リカバリー電流Ｉｒに応じて第１の巻線Ｌ１に発生する磁束と大きさが同一で向きが逆の磁束を、第２の巻線Ｌ２に発生させる磁束電流Ｉｍを、第２の巻線Ｌ２に出力する。そのため、マグアンプ１０内において、リカバリー電流Ｉｒによって発生する磁束が、磁束電流Ｉｍによって発生する磁束によって打ち消される。つまり、リセット電流Ｉｃの大きさに対応した磁束のリセットのみが有効になり、出力電圧Ｖ_OUTが目標電圧になるようにデューティが調整されたパルス信号が、マグアンプ１０から整流平滑回路２０に出力される。その結果、出力電圧Ｖ_OUTは所望の目標電圧に調整される。

図３（ａ）〜図３（ｃ）に、制御回路４０によるＰＷＭ制御が行われた場合の、トランス５０の２次側電圧Ｖ_N2、マグアンプ１０の出力電圧Ｖ₁₀、及び接続点ａにおける出力電流Ｉｆの波形をそれぞれ示す。ここで、２次側電圧Ｖ_N2のパルス周期をＴとする。また、リセット電流Ｉｃに応じた磁束のリセット量に対応する遅延時間を第１の遅延時間ΔＴｃとし、リカバリー電流Ｉｒに応じた磁束のリセット量に対応する遅延時間を第２の遅延時間ΔＴｒとする。

図３（ａ）〜図３（ｃ）に示すように、時刻ｔ１において、２次側電圧Ｖ_N2が正の電位から負の電位になり、整流ダイオードＤ₂₁のリカバリー電流Ｉｒが、マグアンプ１０の第１の巻線Ｌ１に流れ込む。整流ダイオードＤ₂₁のリカバリー電流Ｉｒは、整流ダイオードＤ₂₁の特性や使用状態によって決まる一定のリカバリー時間が経過した後、時刻ｔ２において流れなくなる。

２次側電圧Ｖ_N2が負の電位である期間に、制御回路４０によって設定されたリセット電流Ｉｃが第１の巻線Ｌ１に流れ、磁束がリセットされる。同時に、電流出力回路３０から磁束電流Ｉｍが第２の巻線Ｌ２に流れ、リカバリー電流Ｉｒに応じた磁束のリセットが打ち消される。

時刻ｔ３において、２次側電圧Ｖ_N2が正の電位になる。その後、時刻ｔ３から第１の遅延時間ΔＴｃだけ遅れた時刻ｔ４において、出力電流Ｉｆが流れ始める。仮に、電流出力回路３０からマグアンプ１０の第２の巻線Ｌ２に磁束電流Ｉｍが出力されない場合、時刻ｔ２から第２の遅延時間ΔＴｒだけ遅れた時刻ｔ５において出力電流Ｉｆが流れ始める。磁束電流Ｉｍが２次側電圧Ｖ_N2が正の電位である期間に流れる場合は、マグアンプ１０のコアＦが飽和状態のままであるため、スイッチング電源装置の動作に影響を及ぼさない。

なお、磁束電流Ｉｍの大きさは、リカバリー電流Ｉｒ、リカバリー時間等の整流ダイオードＤ₂₁のリカバリー特性、第１〜第２の巻線Ｌ１〜Ｌ２の巻数、出力電圧Ｖ_OUT値等によって決定される。そして、磁束電流Ｉｍが所望の大きさになるように電流出力回路３０が磁束電流Ｉｍを設定する。つまり、電流出力回路３０がダイオードＤ₃₁及び抵抗Ｒ₃₁で構成される例では、磁束電流Ｉｍが所望の大きさになるようにダイオードＤ₃₁及び抵抗Ｒ₃₁の特性が決定される。リカバリー電流Ｉｒのリカバリー特性は、測定等により知ることができる。

以上に説明したように、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、リカバリー電流Ｉｒに応じた磁束のリセットを打ち消す磁束電流Ｉｍをマグアンプ１０に流すことによって、リカバリー電流Ｉｒが制御できないリセット電流として作用することにより生じるデッドアングルが解消される。その結果、出力電圧Ｖ_OUTが高い場合であっても、高精度の定電圧制御が可能なスイッチング電源装置を提供できる。

（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、図４に示すように、マグアンプ１０と制御回路４０及び電流出力回路３０との接続関係が図１と異なる。具体的には、制御回路４０の出力がマグアンプ１０の第２の巻線Ｌ２の巻き始めに接続する。電流出力回路３０の入力は、制御回路４０と第２の巻線Ｌ２との接続点に接続し、電流出力回路３０の出力は、第１の巻線Ｌ１の巻き終わりとトランス５０との接続点に接続する。その他の構成については、図１に示す第１の実施の形態と同様である。

制御回路４０が出力するリセット電流Ｉｃは、巻き始め側から第２の巻線Ｌ２に流れ込む。つまり、制御回路４０は、マグアンプ１０の第２の巻線Ｌ２にリセット電流Ｉｃを流してコアＦの磁化状態の飽和と不飽和を調整し、第１の巻線Ｌ１から整流平滑回路２０に出力される出力電流Ｉｆを制御する。

また、電流出力回路３０が出力する磁束電流Ｉｍは、トランス５０の２次側巻線Ｎ２の巻き始めから巻き終わりまで流れた後、巻き終わり側から第２の巻線Ｌ２に流れ込む。

図４に示したスイッチング電源装置では、２次側電圧Ｖ_N2が正の電位から負の電位になった時に、整流ダイオードＤ₂₁のリカバリー電流Ｉｒが、マグアンプ１０の第１の巻線Ｌ１に流れ込む。そのため、第１の実施の形態の説明で述べたように、リカバリー電流Ｉｒが制御不能のリセット電流として作用するが、電流出力回路３０から磁束電流Ｉｍが第２の巻線Ｌ２に流れ、リカバリー電流Ｉｒに応じた磁束のリセットが打ち消される。

そして、２次側電圧Ｖ_N2が負の電位である間に、出力電圧Ｖ_OUTに応じて制御回路４０によって設定されたリセット電流Ｉｃが第１の巻線Ｌ１に流れ、磁束がリセットされる。そのため、次に２次側電圧Ｖ_N2が正の電位になった時刻から、リセット電流Ｉｃに応じた磁束のリセット量に対応する第１の遅延時間ΔＴｃだけ遅れた時刻に出力電流Ｉｆが流れ始める。つまり、リセット電流Ｉｃの大きさに対応した磁束のリセットのみが有効になり、出力電圧Ｖ_OUTが所定の目標電圧になるようにデューティが調整されたパルス信号が、マグアンプ１０から整流平滑回路２０に出力される。その結果、出力電圧Ｖ_OUTは所望の値に設定される。

磁束電流Ｉｍの大きさは、整流ダイオードＤ₂₁のリカバリー特性、第１〜第２の巻線Ｌ１〜Ｌ２の巻数、出力電圧Ｖ_OUT値等によって決定され、磁束電流Ｉｍが所望の大きさになるように電流出力回路３０が磁束電流Ｉｍを設定される。更に、電流出力回路３０に制御回路４０の出力が接続されるため、出力電圧Ｖ_OUTに応じて、制御回路４０によって磁束電流Ｉｍの大きさを調整することができる。

以上に説明したように、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、リカバリー電流Ｉｒに応じた磁束のリセットを打ち消す磁束電流Ｉｍをマグアンプ１０に流すことによって、リカバリー電流Ｉｒが制御できないリセット電流として作用することにより生じるデッドアングルが解消される。その結果、出力電圧Ｖ_OUTが高い場合であっても、高耐圧且つリカバリー電流の小さいダイオードを用いることなく、高精度の定電圧制御が可能なスイッチング電源装置を提供できる。

また、出力電圧Ｖ_OUTが高い場合に、出力電流Ｉｆが流れる第１の巻線Ｌ１に制御回路４０を接続すると、制御回路４０に高耐圧の部品を使用する必要がある。しかし、図４に示したスイッチング電源装置では、制御回路４０を第２の巻線Ｌ２に接続することにより、制御回路４０が制御する電圧を下げることができる。したがって、特に出力電圧Ｖ_OUTが高電圧の場合に、図１に示したスイッチング電源装置に比べて、制御回路４０に使用する素子の耐圧特性を下げることができ、制御回路４０に使用する素子の選択肢が増大する。他は、第１の実施の形態と実質的に同様であり、重複した記載を省略する。

（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、図５に示すように、トランス５０の２次側巻線Ｎ２に第１〜第２の中間タップＴＰ１〜ＴＰ２を設け、この中間タップＴＰ１〜ＴＰ２に電流出力回路３０及びマグアンプ１０の第２の巻線Ｌ２を接続することが図４と異なる点である。

具体的には、２次側巻線Ｎ２の巻き始めに近い側に配置された第１の中間タップＴＰ１に電流出力回路３０の出力を接続し、２次側巻線Ｎ２の巻き終わりに近い側に配置された第２の中間タップＴＰ２にマグアンプ１０の第２の巻線Ｌ２の巻き終わりを接続する。つまり、電流出力回路３０から出力された磁束電流Ｉｍは、第１の中間タップＴＰ１に入力され、第１の中間タップＴＰ１と第２の中間タップＴＰ２間の２次側巻線Ｎ２の一部を流れ、第２の中間タップＴＰ２から第２の巻線Ｌ２の巻き終わりに流れ込む。その他の構成、動作については、図４に示す第２の実施の形態と同様である。

出力電圧Ｖ_OUTを可変にしてスイッチング電源装置を使用する場合、例えば、出力電圧Ｖ_OUTは０Ｖ〜２００Ｖ程度まで広い範囲に設定される。図５に示したスイッチング電源装置によれば、電流出力回路３０の出力を第１の中間タップＴＰ１に接続することにより、出力電圧Ｖ_OUTが高電圧に設定された場合にも制御回路４０に使用する素子の耐圧を低く抑えることができる。そのため、制御回路４０に使用する素子の選択肢が増大する。

また、図４に示したスイッチング電源装置では、リセット電流Ｉｃが流れ込む第２の巻線Ｌ２の巻き終わりが出力端子Ｏ_VLに接続されているため、出力電圧Ｖ_OUTが０Ｖの場合に制御回路４０がリセット電流Ｉｃを第２の巻線Ｌ２に流せない。しかし、図５に示したスイッチング電源装置では、第２の巻線Ｌ２の巻き終わりを第２の中間タップＴＰ２に接続することにより、出力電圧Ｖ_OUTが０Ｖ程度の場合にも、制御回路４０によるＰＷＭ制御が可能である。

なお、磁束電流Ｉｍの大きさは、整流ダイオードＤ₂₁のリカバリー特性、第１〜第２の巻線Ｌ１〜Ｌ２の巻数、出力電圧Ｖ_OUT値、第１〜第２の中間タップＴＰ１〜ＴＰ２の位置等によって決定される。更に、電流出力回路３０に制御回路４０の出力が接続されるため、出力電圧Ｖ_OUTに応じて、制御回路４０によって磁束電流Ｉｍの大きさを調整することができる。

例えば、第１の巻線Ｌ１の巻数ｎ１、第２の巻線Ｌ２の巻数ｎ２として、磁束電流Ｉｍが以下の式（１）及び式（２）を満足するように設定された場合に、リカバリー電流Ｉｒが打ち消される：

Ｉｍ＝Ｉｒ×ｎ１／ｎ２ ・・・（１）
Ｒ₃₁＝Ｖ_TP1／Ｉｍ ・・・（２）

ここで、Ｖ_TP1は中間タップＴＰ１の電圧である。

以上に説明したように、本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランス５０の２次側巻線Ｎ２に第１〜第２の中間タップＴＰ１〜ＴＰ２を設けることにより、出力電圧Ｖ_OUTを可変にした場合にもＰＷＭ制御が可能である。更に、出力電圧Ｖ_OUTが高い場合に対応させた耐圧の高い素子や回路構成を使用していないため、出力電圧Ｖ_OUTを可変にしてスイッチング電源装置を使用して出力電圧Ｖ_OUTを低い値に設定する場合に、制御ロスを減らすことができる。他は、第２の実施の形態と実質的に同様であるので、重複した記載を省略する。

（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は第１乃至第３の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。

既に述べた第１乃至第３の実施の形態の説明においては、整流ダイオードＤ₂₁のリカバリー電流Ｉｒに応じた磁束を、磁束電流Ｉｍに応じた磁束によって打ち消すことにより、リカバリー電流Ｉｒによるデッドアングルの影響を排除して高精度の定電圧制御を実現する例を説明したが、リカバリー電流Ｉｒ以外のデッドアングルの発生原因を打ち消すように磁束電流Ｉｍを設定することができる。例えば、コアＦの磁化特性（ＢＨ特性）の角形比に起因するデッドアングルの影響を打ち消すように磁束電流Ｉｍを設定することによって、高精度の定電圧制御を実現できる。

また、第１乃至第３の実施の形態の説明においては、フォワードコンバータ方式のスイッチング電源装置の場合について説明したが、マグアンプに整流ダイオードのリカバリー電流が流れ込む可能性のある回路構成を有する他の方式のスイッチング電源装置においても本発明は適用可能である。例えば、フルブリッジ方式、ハーフブリッジ方式、プッシュプル等でセンタータップ方式の２次巻線を有するスイッチング電源装置等についても、整流ダイオードからマグアンプに流れ込むリカバリー電流を打ち消して、高精度の定電圧制御を実現することができる。

このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。

１０…マグアンプ
Ｌ１…第１の巻線
Ｌ２…第２の巻線
２０…整流平滑回路
Ｄ₂₁…整流ダイオード
３０…電流出力回路
４０…制御回路
５０…トランス
６０…１次側電圧供給回路

Claims (2)

1. 第１及び第２の巻線を有し、前記第１及び第２の巻線に流れる電流によって導通状態が設定されるマグアンプと、
   前記第１の巻線から出力される電圧を整流平滑化する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路から前記第１の巻線に出力されるリカバリー電流によって前記第１の巻線に発生する磁束と大きさが同一で向きが逆の磁束を前記第２の巻線に発生させる磁束電流を、前記第２の巻線に出力する電流出力回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧に応じて前記第２の巻線に流れる電流を調整して前記マグアンプのインピーダンスを変化させる制御回路と、
   ２次側巻線の一方の端子で前記マグアンプの前記第１の巻線に接続し、前記２次側巻線の他方の端子又は前記一方の端子と前記他方の端子間の中間で前記マグアンプの前記第２の巻線に接続するトランスと
   を備え、
   前記電流出力回路が、前記２次側巻線の少なくとも一部を介して前記磁束電流を前記第２の巻線に出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記リカバリー電流が、前記整流平滑回路が有する整流ダイオードのアノードから出力されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。

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