JP5170241B2 - 絶縁型スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、１次側から２次側へ電力を伝送する主トランスと、直流入力電源から前記主トランスの１次コイルに流れる電流を断続する電力スイッチとを備えて、所望の直流電圧または直流電流を出力する絶縁型スイッチング電源装置に関する。

図１は特許文献１に示しているＤＣ−ＤＣコンバータ５８の概略回路図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ５８は、直流入力電源Ｖｉｎに接続され、負荷抵抗Ｒｌへ電圧を出力する回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ５８は、第１の電力スイッチＳ１、同期整流素子Ｓ２、出力平滑コンデンサＣｏｕｔ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、コンデンサＣ１、ヒステリシス特性を有するコンパレータ（比較器）５２、電力スイッチ駆動回路５４を備えている。

特許文献１に示されているＤＣ−ＤＣコンバータは一般的な“ヒステリシス制御法”を改良した制御方法による降圧コンバータである。ヒステリシス制御法は、ヒステリシス特性を有する比較器（コンパレータ）で出力電圧と基準電圧とを比較して、電力スイッチＳ１のオン・オフ状態を決める制御方法であり、リップルによる出力電圧変動を利用してスイッチング動作を行う。

ヒステリシス幅をＨＹＳとすると、Ｓ１のオン期間において、リップルによって出力電圧が増加し、基準電圧＋（１／２）ＨＹＳを上回るとＳ１をオフし、Ｓ２をオンする。リップルによって出力電圧が低下し、基準電圧−（１／２）ＨＹＳを下回ると、再びＳ１をオフし、Ｓ２をオンする。
このようなヒステリシス制御法によるＤＣ−ＤＣコンバータは、制御回路の構成が簡易であり、誤差アンプによる位相遅れがないので過渡応答性に優れている。

一方、一般的なヒステリシス制御法は、スイッチング動作によって生じるリップルに対する依存性が大きい欠点がある。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力平滑コンデンサの容量を増すと、リップルが小さくなってスイッチング周波数が下がってしまう。また、リップルが小さ過ぎると、ノイズの影響で制御が不安定になることがあるので、リップルの規格値が厳しい用途では使用できない。更に、セラミックコンデンサ等の低ＥＳＲのコンデンサを出力平滑コンデンサに用いると、リップルがランプ波状ではなく、π／２位相が遅れた正弦波状の電圧波形に近づくので、電力スイッチのオン期間の当初はゲインが反転する（すなわち、電力スイッチがオンした時点では、２次側の出力電圧が低下方向に変化する）ことになり、安定な制御ができない。

コンパレータのヒステリシス特性を利用する代わりに、コンパレータの応答遅延時間ｔｄ１，ｔｄ２を利用する所謂“Ｂａｎｇ−Ｂａｎｇ制御”も一般に知られている。Ｂａｎｇ−Ｂａｎｇ制御は、電力スイッチＳ１のオン期間において、リップルによって出力電圧が増加し、基準電圧を上回ってから第１の応答遅延ｔｄ１後に電力スイッチＳ１をオフ（同期整流素子Ｓ２をオン）し、出力電圧が低下して基準電圧を下回ってから、第２の応答遅延ｔｄ２の後に再び電力スイッチＳ１をオフ（同期整流素子Ｓ２をオン）させる。

前記Ｂａｎｇ−Ｂａｎｇ制御は、過渡応答性が優れる利点を備えるものの、スイッチング動作のリップルに対する依存性が大きい欠点を備える点で、前記ヒステリシス制御法と共通の問題がある。

特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の積分回路でランプ波を形成し、出力電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧に重畳することで、前述の問題を解決している。出力平滑コンデンサの容量を増してリップル電圧を低減しても、また、低ＥＳＲのコンデンサを出力平滑コンデンサに用いても、安定な制御が可能である。

米国特許第６１４７４７８号明細書

前述のような利点があるにも関わらず、前記ヒステリシス制御方式及び前記Ｂａｎｇ−Ｂａｎｇ制御方式はオン・オン型非絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータ（フォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータ）である降圧コンバータ以外には適用されていない。それは下記理由による。

オン・オフ型のＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ）では、電力スイッチのオン期間にインダクタまたは主トランスの励磁インダクタンスに電磁エネルギーを蓄え、その蓄えた電磁エネルギーを、電力スイッチのオフ期間に整流素子を介して平滑回路に放出する。出力平滑コンデンサにおけるリップル電圧は、オン期間に低下し、オフ期間に増加するので、ヒステリシス制御法及びＢａｎｇ−Ｂａｎｇ制御法ではゲインが反転してしまい、安定な制御ができない。すなわち、電力スイッチがオンの期間に主トランスの２次側の出力電圧が低下する関係であるので、制御方向が逆になってしまって制御し難い。

また、トランスで１次２次間を絶縁したオン・オフ型絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電圧と基準電圧とを比較する比較器を主トランスの２次側に設け、電力スイッチを１次側に設ける必要があり、両者が主トランスを挟んで分断されてしまう。

このような理由で、ヒステリシス制御法及びＢａｎｇ−Ｂａｎｇ制御法はオン・オフ型絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータには適用できない問題があった。

また、オン・オフ型絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータで一般的な電圧モード及び電流モードのフィードバック制御は、ヒステリシス制御法及びＢａｎｇ−Ｂａｎｇ制御法より応答性が劣っていて、且つ、誤差信号の２次側から１次側への伝送に用いられるフォトカプラは信号の伝送遅延が顕著であり、最高使用温度が１００℃程度に制限されていて、電流伝達率が経時変化するといった多くの問題がある。

オン・オフ型絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランスに蓄えた電磁エネルギーの全てを整流素子を介して平滑回路に放出すると、主トランスの励磁インダクタンスと電力スイッチと並列の寄生容量のＬＣ共振により、ゼロ電圧状態またはゼロ電圧に近い状態（準ゼロ電圧状態）が出現する。このタイミングで電力スイッチをオンすれば、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＣ）または準ゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失の低減及びノイズの低減が可能になる。しかし、ヒステリシス制御法及びＢａｎｇ−Ｂａｎｇ制御法は出力電圧と基準電圧との比較によって電力スイッチのオンタイミングを決めているので、仮にオン・オフ型ＤＣ−ＤＣコンバータにヒステリシス制御法またはＢａｎｇ−Ｂａｎｇ制御法が適用できたとしてもゼロ電圧スイッチングは実現できず、スイッチング損失と、ノイズの増加を招く問題がある。

そこで、この発明の目的は、電力スイッチのオン期間に主トランスに電磁エネルギーを蓄え、電力スイッチのオフ期間に電磁エネルギーを出力へ放出するオン・オフ型絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、使用温度範囲が比較的狭く、電流伝達率が経時変化するフォトカプラを用いることなく、且つ、高速で、安定度の高い出力電圧制御を行い、更には電力スイッチのゼロ電圧スイッチングを可能にすることで、スイッチング損失とノイズの低減を図った絶縁型スイッチング電源装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）１次コイル及び２次コイルを有し、１次側から２次側へ電力を伝送する主トランスと、
前記主トランスの１次コイルに直列接続され、直流入力電源から前記主トランスの１次コイルに流れる電流を断続する、少なくとも１つの電力スイッチと、
前記主トランスの２次コイルに生じる電圧を整流する整流素子と、
前記整流素子によって整流された電圧を平滑する平滑回路と、を備え、
前記電力スイッチがオンである期間に前記主トランスにエネルギーを蓄積し、前記電力スイッチがオフである期間に前記蓄積したエネルギーを２次側に放出するように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記主トランスに生じる磁束変化に基づくランプ波を生成するランプ波生成回路と、
前記ランプ波が重畳された基準電圧と、前記平滑回路により平滑された出力電圧とを比較して、大小関係が反転するタイミングの信号を出力する比較手段と、
前記比較手段から出力されるタイミング信号を２次側から１次側に伝送するタイミング信号伝送手段と、
前記タイミング信号伝送手段によって伝送されるタイミング信号によって、前記電力スイッチのターンオフタイミングを制御して、前記電力スイッチのオン時間を制御するスイッチング制御手段と、
を備える。

上記の構成により、前記出力電圧が低下する程、ランプ波に対する比較対象の電圧が低下し、前記出力電圧が上昇する程、ランプ波に対する比較対象の電圧が上昇する関係にできるので、電力スイッチのオン期間に、電力スイッチをターンオフさせるタイミング信号を発生することができ、主トランスの２次側の出力電圧の安定化制御を安定して行える。

（２）前記タイミング信号伝送手段は、１次コイルと２次コイルとを有するパルストランスとする。
これにより、フォトカプラを用いる必要がないので、使用温度範囲が広く、電流伝達率の経時変化が小さな絶縁型スイッチング電源装置が構成できる。

（３）前記ランプ波生成回路は、前記主トランスの２次コイルに生じる電圧または前記整流素子の両端に生じる電圧を積分する積分回路で構成する。
これにより、前記ランプ波の傾きが前記出力電圧にほぼ比例することにより、フィードフォワード効果により、応答性、出力電圧精度、耐ノイズ性が改善される。

（４）必要に応じて、前記平滑回路の出力電圧と所定の基準電圧との誤差電圧を増幅して誤差増幅信号を発生し、前記ランプ波生成回路が生成するランプ波に前記誤差増幅信号を重畳するランプ波補正回路を備える。
これにより、静的な出力電圧精度が向上する。

（５）前記スイッチング制御手段は、前記電力スイッチがターンオフした後、前記主トランスに蓄えられた電磁エネルギーを放出して、前記電力スイッチの両端電圧がゼロ電圧またはゼロ電圧付近まで低下するタイミングを検出して前記電力スイッチをターンオンするゼロ電圧スイッチ制御手段を備える。

このことにより、ゼロ電圧状態で電力スイッチがターンオンされて、スイッチング損失及びノイズが低減される。

（６）制御端子を有するスイッチ素子とコンデンサとを含む直列回路が、前記主トランスの１次コイルまたは前記電力スイッチに対して並列に接続され、
前記電力スイッチと前記スイッチ素子が共にオフである期間を挟んで相補的にオン・オフを繰り返し、前記電力スイッチがターンオフした直後に、前記電力スイッチの主電流通電端子間に生じるサージ電圧を前記コンデンサで吸収して回生する電圧クランプ回路を備える。

これにより、電力スイッチには低耐圧のトランジスタが使用可能になり、且つ、コンデンサが吸収された主トランスの電磁エネルギーが回生されるので高効率な特性が得られる。

（７）前記直列回路に含まれる前記コンデンサが前記主トランスの１次コイルと直列に接続され、前記スイッチ素子のオン／オフ動作と同期して充電と放電、または放電と充電が繰り返されるようにする。

これにより、電力スイッチに掛かる電圧はコンデンサの両端電圧分だけ下がることになり、より低耐圧のスイッチを用いることができる。

（８）前記主トランスにスイッチ素子駆動巻線が設けられ、前記スイッチング制御手段は、前記スイッチ素子駆動巻線に発生する前記１次コイルに発生する電圧に略比例した電圧を前記制御端子を有するスイッチ素子に入力してそれぞれをオン／オフ制御するスイッチ素子駆動回路を備える。

これにより、電圧クランプ回路をトランスの磁気変化に伴って自動的に駆動させることができる。

（９）前記スイッチ素子駆動回路は、前記制御端子を有するスイッチ素子をターンオフさせるスイッチ手段と、前記スイッチ素子駆動巻線に前記制御端子を有するスイッチ素子をターンオンさせる前記１次コイルの電圧に略比例した電圧を発生させてから、所定の時間後に前記制御端子を有するスイッチ素子を前記スイッチ手段によってターンオフさせるように制御する時定数回路とを備える。

これにより、電圧クランプ回路の駆動時間を、時定数回路の回路定数によって任意に設定することができる。

（１０）前記スイッチ手段はトランジスタで構成され、前記トランジスタが前記制御端子を有するスイッチ素子の制御端子に接続され、前記トランジスタの制御端子に前記時定数回路を構成するインピーダンス回路及びコンデンサが接続されたことを特徴とする。

これにより、電圧クランプ回路の駆動時間を決定する回路を低コストで実現することができる。

（１１）前記整流素子は、制御信号によりスイッチングされるスイッチング素子とする。

これにより、ダイオードを使った場合に比べて順方向損失を減らすことができ、回路効率を高めることができる。

この発明によれば、電力スイッチのオン期間に主トランスに電磁エネルギーを蓄え、電力スイッチのオフ期間に電磁エネルギーを出力へ放出するオン・オフ型絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、使用温度範囲が比較的狭く、電流伝達率が経時変化するフォトカプラを必要とせず、且つ、高速で、安定度の高い出力電圧制御を行うことができる。更には電力スイッチのゼロ電圧スイッチングを可能にすることで、スイッチング損失とノイズの低減を図った絶縁型スイッチング電源装置が構成できる。

特許文献１に示しているＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図である。 第１の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０１の回路図である。 第１の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０１の各部の波形図である。 第２の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０２の回路図である。 第２の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０２の各部の波形図である。 第３の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０３の回路図である。 第４の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０４の回路図である。 第４の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０４の各部の波形図である。

《第１の実施形態》
図２は、第１の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０１の回路図である。図３はその各部の波形図である。
図２において、絶縁型スイッチング電源装置１０１は、オン・オフ型絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ）を構成している。絶縁型スイッチング電源装置１０１は、直流入力電源Ｖｉｎに接続され、負荷ＲＬへ所定の一定電圧を供給する。

絶縁型スイッチング電源装置１０１の電力変換部には、入力平滑コンデンサＣｉｎ、電力スイッチＱ１、電力伝送用の主トランスＴ１、整流ダイオードＲｃｔＤ１、平滑回路を構成する出力平滑コンデンサＣｏｕｔを備えている。

絶縁型スイッチング電源装置１０１の制御部には、過電流保護回路ＯＣＰ、電流検出抵抗Ｒｓ、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４、タイミング信号伝送用のパルストランスＴ２、ヒステリシス特性を有するコンパレータＣＯＭＰ、基準電圧源Ｖｒｅｆ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を備えている。

次に、図２に示した絶縁型スイッチング電源装置１０１の回路動作を、図３を参照して説明する。
まず、電力変換動作については、直流入力電源Ｖｉｎから入力される直流電力は、電力スイッチＱ１でスイッチングされて交流電力に変換される。電力スイッチＱ１がオンすると、主トランスＴ１の１次コイルｎ１に、図３（ｄ）に示す電流が流れ、励磁インダクタンスに電磁エネルギーが蓄積される。時刻ｔ０において、電力スイッチＱ１がオフすると、図３（ｃ），（ｆ）に示すように、Ｑ１のドレイン−ソース間（以下、「Ｄ−Ｓ間」と表す。）、及び主トランスＴ１の電圧が反転し、整流ダイオードＲｃｔＤ１が導通して、図３（ｅ）に示す電流が流れ、主トランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーが平滑回路に放出される。整流ダイオードＲｃｔＤ１の出力は、出力平滑コンデンサＣｏｕｔにより平滑されて直流電力に変換され、負荷ＲＬに供給される。

制御部の動作については、コンバータの出力電圧が抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧されて、“出力電圧にほぼ比例する電圧”ＶｏがコンパレータＣＯＭＰの（−）入力に入力される。一方、主トランスＴ１の２次コイルｎ２の電圧が抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ３で積分されてランプ波が形成され、その交流成分がコンデンサＣ４を介して基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧（基準電圧）に重畳され、コンパレータＣＯＭＰの（＋）入力に入力される。

抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ３による積分回路は、主トランスに生じる磁束変化に基づく「ランプ波生成回路」に相当する。

コンパレータＣＯＭＰはヒステリシス幅Ｈｙｓのヒステリシス特性を有していて、ＣＯＭＰ（＋）入力電圧がＶｏ＋（１／２）Ｈｙｓを上回ると、ＣＯＭＰ出力がＬレベルからＨレベルへ反転し、ＣＯＭＰ（＋）入力電圧がＶｏ−（１／２）Ｈｙｓを下回ると、ＣＯＭＰ出力がＨレベルからＬレベルに反転する。このコンパレータＣＯＭＰが、この発明に係る「比較手段」に相当する。

コンパレータＣＯＭＰの出力電圧は、パルストランスＴ２を介して第１の電力スイッチＱ１のゲート−ソース間（以下、「Ｇ−Ｓ間」と表す。）に加わり、コンパレータＣＯＭＰの出力電圧がＨレベルだとＱ１がオン、コンパレータＣＯＭＰの出力電圧がＬレベルだとＱ１がオフする。パルストランスＴ２は、コンパレータＣＯＭＰの反転タイミングの信号を２次側から１次側の制御回路へ伝送する、この発明に係る「タイミング信号伝送手段」に相当する。

前述のように、コンパレータＣＯＭＰの（＋）入力電圧がＶｏ＋（１／２）Ｈｙｓを上回った瞬間に、コンパレータＣＯＭＰの出力がＬレベルからＨレベルに反転して第１の電力スイッチがターンオンするが、電力スイッチのオン期間には、図３（ｇ）に示すようにランプ波電圧が漸減するので、一定期間後にコンパレータＣＯＭＰの（＋）入力電圧がＶｏ−（１／２）Ｈｙｓを下回り、コンパレータＣＯＭＰの出力がＨレベルからＬレベルに反転して、電力スイッチＱ１がターンオフする。電力スイッチＱ１のオフ期間には、前記ランプ波電圧が漸増するので、一定期間後にコンパレータＣＯＭＰの（＋）入力電圧がＶｏ＋（１／２）Ｈｙｓを上回り、コンパレータＣＯＭＰの出力がＬレベルからＨレベルに反転して、電力スイッチＱ１がターンオンする。

コンパレータＣＯＭＰの（−）入力電圧Ｖｏにはコンバータ出力のリップル電圧が重畳されているため、電力スイッチＱ１のオン期間にＶｏが漸減し、電力スイッチＱ１のオフ期間にＶｏが漸増するが、Ｖｏに重畳されているリップル電圧よりもコンパレータＣＯＭＰの（＋）入力電圧に重畳されるランプ波の振幅を大きく設定することで、そのランプ波の影響が支配的になる。すなわち、電力スイッチＱ１がターンオンした後、コンパレータＣＯＭＰの（−）入力電圧Ｖｏは低下方向に変化するが、コンパレータＣＯＭＰの（＋）入力電圧の方がより低下方向に変化するので、前述の「ゲインの反転」が回避される。そのため安定な制御が可能になる。

図２に示した絶縁型スイッチング電源装置１０１のパルストランスＴ２、コンデンサＣ１及びダイオードＤ１による回路が、この発明に係る「スイッチング制御手段」に相当する。

図３の時間ｔａ〜ｔｂは入力電圧の急増を示していて、時間ｔｃ〜ｔｄは入力電圧の急減を示している。このような入力電圧の変動による出力電圧変動は、スイッチング動作にすぐに反映されるため、すなわち電力スイッチＱ１のオン時間が直ちに変化するので、ヒステリシス制御法と同様に過渡応答性が優れる。また、電力スイッチＱ１のオン期間のランプ波の傾斜は入力電圧に比例するので、入力電圧の変動に対するフィードフォワード効果が生じ、応答性、出力電圧精度、耐ノイズ性が向上する。

ヒステリシス制御では出力電圧にほぼ比例した電圧が、基準電圧を上回るまで、電力スイッチＱ１のオン期間が続くが、オン・オフ型絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータでは、オン期間が過大になると主トランスＴ１が飽和して過電流が流れ、部品が破壊するおそれがある。第１の実施形態では、電流検出抵抗Ｒｓで、主トランスＴ１の１次コイル電流を監視し、電流が過大になると過電流保護回路ＯＣＰが電力スイッチＱ１をオフさせるので、主トランスＴ１の磁気飽和が防止できる。

第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０１は電流連続モードで動作し、主トランスＴ１に蓄えた電磁エネルギーを全て放出するより先に次のオン期間が始まるので、電磁エネルギーを全て放出した後の主トランスＴ１の励磁インダクタンスと、電力スイッチＱ１に対して並列の寄生容量とのＬＣ共振現象によるゼロ電圧状態は出現しない。従って、電力スイッチＱ１は、ゼロ電圧スイッチング動作ではなくハードスイッチング動作になる。

《第２の実施形態》
図４は、第２の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０２の回路図である。また、図５はその各部の波形図である。
図４において、絶縁型スイッチング電源装置１０２は、オン・オフ型絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ）を構成している。絶縁型スイッチング電源装置１０２は、直流入力電源Ｖｉｎに接続され、負荷ＲＬへ所定の一定電圧を供給する。

絶縁型スイッチング電源装置１０２の電力変換部には、入力平滑コンデンサＣｉｎ、第１の電力スイッチＱ１、第２の電力スイッチＱ２、クランプコンデンサＣ５、電力伝送用の主トランスＴ１、整流ダイオードＲｃｔＤ１、平滑回路を構成する出力平滑コンデンサＣｏｕｔを備えている。

絶縁型スイッチング電源装置１０２の制御部には、Ｑ２駆動回路Ｑ２ｄｒ、ゼロ電圧検出回路ＺＶｄｔ、ダイオードＤ２，Ｄ３、マルチバイブレータＭＶ、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２、コンデンサＣ７，Ｃ８，Ｃ９、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８、スイッチ素子Ｑ３、タイミング信号伝送用のパルストランスＴ２、ＡＮＤゲートＡＮＤ、比較手段を構成するコンパレータＣＯＭＰ、基準電圧源Ｖｒｅｆを備えている。

次に、図４に示した絶縁型スイッチング電源装置１０２の回路動作を、図５を参照して説明する。
まず、電力変換動作については、直流入力電源Ｖｉｎから入力される直流電力は、第１の電力スイッチＱ１でスイッチングされて交流電力に変換される。第１の電力スイッチＱ１がオンすると、主トランスＴ１の１次コイルｎ１に図５（ｃ）に示すような直線状に増加する電流が流れ、励磁インダクタンスに電磁エネルギーが蓄積される。第１の電力スイッチＱ１がオフすると、図５（ｂ），（ｇ）に示すように、Ｑ１のＤ−Ｓ間、及び主トランスＴ１の電圧が反転し、第２の電力スイッチＱ２の寄生ダイオードと、整流ダイオードＲｃｔＤ２とが導通する。主トランスＴ１の励磁電流の合計は、図５（ｃ），（ｅ）に点線で示すように直線的に減少するが、励磁電流が第２の電力スイッチＱ２と、整流ダイオードＲｃｔＤ２とに分流するため、それぞれの電流は図５（ｅ），（ｆ）に示す波形になる。整流ダイオードＲｃｔＤ２を介して、主トランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーが出力平滑コンデンサＣｏｕｔにより平滑されて直流電力に変換され、負荷ＲＬに供給される。

第２の電力スイッチＱ２とクランプコンデンサＣ５で形成される電圧クランプ回路Ａ１には、特に主トランスＴ１のトランス電圧の反転直後に大きな電流が流入する。これにより、第１の電力スイッチＱ１のターンオフ直後に、主トランスＴ１のリーケージインダクタンスに起因して第１の電力スイッチＱ１の両端（主電流通電端子間）に発生するサージ電圧が吸収される。その後、前記電圧クランプ回路Ａ１は、主トランスＴ１の励磁インダクタンスとコンデンサＣ５とのＬＣ共振によって、前記吸収したエネルギーがコンバータの入出力に回生される。前記第２の電力スイッチＱ２が、この発明に係る「スイッチ素子」に相当する。

１次側の制御部において、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２とコンデンサＣ７、抵抗Ｒ５がマルチバイブレータＭＶを構成している。このマルチバイブレータＭＶの発振動作によって、第１の電力スイッチＱ１が駆動される。主トランスＴ１の３次コイルｎ３に接続されたゼロ電圧検出回路ＺＶｄｔは、主トランスに蓄えられた電磁エネルギーが全て放出された後に出現するゼロ電圧状態またはゼロ電圧に近い状態（準ゼロ電圧状態）を検出すると、図５（ｋ）に示すようなトリガー信号を発生する。このトリガー信号は、ダイオードＤ２を介してマルチバイブレータＭＶのＩＮＶ１入力に加わり、マルチバイブレータＭＶを反転させて第１の電力スイッチＱ１をオンさせる。

主トランスＴ１の励磁インダクタンスと、第１の電力スイッチＱ１に並列に存在する寄生容量との共振周期をＴｒとすると、主トランスＴ１の３次コイルｎ３の出力電圧は、ＡＣ０Ｖ（ゼロクロス）まで低下してから（１／４）Ｔｒ後に第１の電力スイッチＱ１の両端電圧が最小になる。そのため、ＡＣ０Ｖの状態を検出してから（１／４）Ｔｒに相当する遅延時間を経て第１の電力スイッチＱ１をオンすれば、ゼロ電圧スイッチングまたは準ゼロ電圧スイッチングが実現できる。前記ゼロ電圧検出回路ＺＶｄｔは、この発明に係る「ゼロ電圧スイッチ制御手段」に相当する。

主トランスＴ１には、この発明に係る「スイッチ素子駆動巻線」に相当する４次コイルｎ４が設けられていて、この４次コイルｎ４の電圧は、この発明に係る「スイッチ素子駆動回路」に相当するＱ２駆動回路Ｑ２ｄｒに印加される。Ｑ２駆動回路Ｑ２ｄｒは、４次コイルｎ４に直列に接続された抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１１の直列回路からなる遅延回路と、第２の電力スイッチＱ２をターンオフさせるスイッチ手段であるトランジスタＱ４と、このトランジスタＱ４の制御端子（ベース）に接続されるインピーダンス回路である抵抗Ｒ１４と充放電されるコンデンサＣ１２とからなる時定数回路とで構成されている。

主トランスＴ１のトランス電圧の反転直後、巻線ｎ４の電圧でＱ２がオンする。同時に抵抗Ｒ１４を介してコンデンサＣ１２には電荷が蓄積され、これがＱ４をターンオンさせるに十分な電圧になると、Ｑ４がターンオンしてＱ２のゲート電位を強制的に下げて、Ｑ２をターンオフさせる。

このように、前記Ｑ２駆動回路Ｑ２ｄｒは、主トランスＴ１のトランス電圧の反転直後にＱ２をオンし、オンしてから一定時間後の、第２の電力スイッチＱ２を流れる電流がゼロ零またはゼロ付近でターンオフさせるように制御する。これにより、スイッチング素子Ｑ２が零電流ターンオフ動作し、ターンオフ時のスイッチング損失、スイッチングサージがそれぞれ低減される。

前記Ｑ２駆動回路Ｑ２ｄｒは、第１の電力スイッチＱ１を駆動する回路との間で信号をやり取りする必要がないので、簡素な駆動回路で構成できる。

一方、２次側の制御部においては、整流ダイオードＲｃｔＤ２の両端電圧が抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ９によって積分され、その積分電圧ＶｏがコンパレータＣＯＭＰの（＋）入力に入力される。前記積分電圧はランプ波状のリップルを含んでいて、前記積分電圧の平均値は、コンバータの出力電圧からトランスＴ１の２次コイルｎ２による電圧降下分を差し引いた値であるので、“出力電圧にほぼ比例する電圧”であり、且つ、第１の電力スイッチＱ１のオン期間に漸増し、第１の電力スイッチＱ１のオフ期間に漸減する、ランプ波成分を含んでいる。

前記抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ９による積分回路が、この発明に係る「ランプ波生成回路」に相当する。

前記積分電圧と基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧（基準電圧）とがコンパレータＣＯＭＰで比較され、図５（ｉ）に示すように、積分電圧の方が基準電圧より大きい時にはコンパレータＣＯＭＰの出力電圧がＨレベルとなる。積分電圧の方が基準電圧より小さい時にはコンパレータＣＯＭＰの出力電圧はＬレベルになる。

整流ダイオードＲｃｔＤ２の両端電圧が抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧された電圧は、第１の電力スイッチＱ１のオン期間を検出するための電圧信号である。ＡＮＤゲートＡＮＤは、Ｑ１のオン期間で且つコンパレータＣＯＭＰの出力電圧がＨレベルの時にＨレベルとなるパルス信号を発生する。前記パルス信号は、コンデンサＣ８、パルストランスＴ２を介してスイッチ素子Ｑ３のゲートに加わり、スイッチ素子Ｑ３がオンしてマルチバイブレータＭＶが反転し、第１の電力スイッチＱ１がターンオフする。パルストランスＴ２は、コンパレータＣＯＭＰの出力がＬレベルからＨレベルに反転するタイミング信号を２次側から１次側の制御回路に伝送するタイミング信号伝送手段に相当する。ダイオードＤ３はパルス信号伝送後における、パルストランスＴ２の励磁状態をリセットする。

ゼロ電圧検出回路ＺＶｄｔがゼロ電圧状態を検出すると、第１の電力スイッチＱ１がオンする。コンパレータＣＯＭＰに入力される、出力電圧にほぼ比例する電圧Ｖｏが基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧（基準電圧）を上回ると、第１の電力スイッチＱ１がターンオフする。この動作により、ゼロ電圧スイッチングを維持しながら時比率（オンデューティ比）が制御され、コンバータの出力電圧がほぼ一定値に安定化される。

図４に示した絶縁型スイッチング電源装置１０２は、コンバータの出力電圧の変動が第１の電力スイッチＱ１のオフタイミングに直ちに反映されるため、ヒステリシス制御と同様に過渡応答性が優れる。また、第１の電力スイッチＱ１のオン期間のランプ波の傾斜は入力電圧に比例する関係があるので、入力電圧変動に対するフィードフォワード効果が生じ、応答性、出力電圧精度、耐ノイズ性が向上する。

《第３の実施形態》
図６は、第３の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０３の回路図である。
この絶縁型スイッチング電源装置１０３は、第２の電力スイッチＱ２とクランプコンデンサＣ５で形成される電圧クランプ回路Ａ１を、第１の電力スイッチＱ１に対して並列に接続したものである。それ以外の構成は図４と同様である。

このように、電圧クランプ回路Ａ１を、第１の電力スイッチＱ１に対して並列に接続しても、第２の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。

《第４の実施形態》
図７は、第４の実施形態に係る、絶縁型スイッチング電源装置１０４の回路図である。図８はその各部の波形図である。
図７において、絶縁型スイッチング電源装置１０４は、オン・オフ型絶縁ＤＣ−ＤＣコンバータ（フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ）を構成している。絶縁型スイッチング電源装置１０４は、直流入力電源Ｖｉｎに接続され、負荷ＲＬへ所定の一定電圧を供給する。

絶縁型スイッチング電源装置１０４の電力変換部には、入力平滑コンデンサＣｉｎ、第１の電力スイッチＱ１、第２の電力スイッチＱ２、クランプコンデンサＣ５、電力伝送用の主トランスＴ１、整流素子である整流素子を形成する同期整流素子Ｒｃｔ、平滑回路を構成する出力平滑コンデンサＣｏｕｔを備えている。

絶縁型スイッチング電源装置１０４の制御部には、Ｑ２駆動回路Ｑ２ｄｒ、ゼロ電圧検出回路ＺＶｄｔ、ダイオードＤ２，Ｄ３、マルチバイブレータＭＶ、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２、コンデンサＣ７，Ｃ８，Ｃ９，Ｃ１０、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２、スイッチ素子Ｑ３、タイミング信号伝送用のパルストランスＴ２、同期整流素子駆動回路ＳＲｄｒ、ＡＮＤゲートＡＮＤ、比較手段を構成するコンパレータＣＯＭＰ、基準電圧源Ｖｒｅｆ、ランプ波補正回路ＩＮＴＧ、誤差アンプＡＭＰを備えている。

次に、図７に示した絶縁型スイッチング電源装置１０４の回路動作を、図８を参照して説明する。
絶縁型スイッチング電源装置１０４の電力変換部は非対称制御のハーフブリッジコンバータを構成している。すなわち、直流入力電源Ｖｉｎに、第１の電力スイッチＱ１と第２の電力スイッチＱ２とが直列接続され、前記第１の電力スイッチＱ１と第２の電力スイッチＱ２との接続点と、直流入力電源Ｖｉｎとの間に主トランスＴ１の１次コイルｎ１と、クランプコンデンサＣ５との直列回路が接続されている。

直流入力電源Ｖｉｎから入力される直流電力は、第１の電力スイッチＱ１と第２の電力スイッチＱ２との相補的なタイミングのスイッチング動作により交流電力に変換される。第１の電力スイッチＱ１がオンすると、Ｖｉｎ（＋）端子→Ｃ５→主トランスＴ１のｎ１→Ｑ１→Ｖｉｎ（−）端子の経路で直線的に増加する電流が流れ（図８（ｃ）参照）、主トランスＴ１の励磁インダクタンスに電磁エネルギーが蓄積される。

第１の電力スイッチＱ１がオフすると、図８（ｂ），（ｈ）に示すように、Ｑ１のＤ−Ｓ間、及び主トランスＴ１のトランス電圧が反転し、第２の電力スイッチＱ２の寄生ダイオードと、同期整流素子Ｒｃｔとが導通する。主トランスＴ１の励磁電流の合計は、図８（ｃ），（ｅ），（ｆ）に点線で示すように直線的に減少するが、励磁電流が第２の電力スイッチＱ２と、同期整流素子Ｒｃｔとに分流するため、それぞれの電流は図８（ｅ），（ｇ）に示す波形になる。

同期整流素子Ｒｃｔを介して、主トランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーは出力平滑コンデンサＣｏｕｔにより平滑されて直流電力に変換され、負荷ＲＬに供給される。

第１の電力スイッチＱ１と、第２の電力スイッチＱ２との、相補的なスイッチング動作により、クランプコンデンサＣ５には、Ｖｉｎ（＋）端子側を（＋）、主トランスＴ１の１次コイルｎ１側を（−）とする極性の電荷が蓄積され、擬似的な直流電圧源として作用する。

１次側の制御部において、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２とコンデンサＣ７、抵抗Ｒ５がマルチバイブレータＭＶを構成している。このマルチバイブレータＭＶの発振動作によって、第１の電力スイッチＱ１が駆動される。主トランスＴ１の３次コイルｎ３に接続されたゼロ電圧検出回路ＺＶｄｔは、主トランスＴ１に蓄えた全電磁エネルギーの放出後に出現するゼロ電圧状態またはゼロ電圧に近い状態（準ゼロ電圧状態）を検出すると、図７（ｌ）に示すようなトリガー信号を発生する。このトリガー信号は、ダイオードＤ２を介してマルチバイブレータＭＶのＩＮＶ１入力に加わり、マルチバイブレータＭＶを反転させて電力スイッチＱ１をオンさせる。

主トランスＴ１の励磁インダクタンスと、第１の電力スイッチＱ１と並列に存在する寄生容量の共振周期をＴｒとすると、主トランスＴ１の３次コイルｎ３の出力電圧は、ＡＣ０Ｖまで低下してから１／４Ｔｒ後に第１の電力スイッチＱ１両端の電圧が最小になる。そのため、ＡＣ０Ｖの状態を検出してから１／４Ｔｒに相当する遅延時間を経て第１の電力スイッチＱ１をオンすれば、ゼロ電圧スイッチング、または準ゼロ電圧スイッチングが実現できる。

主トランスＴ１には、この発明に係る「スイッチ素子駆動巻線」に相当する４次コイルｎ４が設けられていて、この４次コイルｎ４の電圧は、この発明に係る「スイッチ素子駆動回路」に相当するＱ２駆動回路Ｑ２ｄｒに印加される。Ｑ２駆動回路Ｑ２ｄｒは、４次コイルｎ４に直列に接続された抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１１の直列回路からなる遅延回路と、第２の電力スイッチＱ２をターンオフさせるスイッチ手段であるトランジスタＱ４と、このトランジスタＱ４の制御端子（ベース）に接続されるインピーダンス回路である抵抗Ｒ１４と充放電されるコンデンサＣ１２とからなる時定数回路とで構成されている。

前記Ｑ２駆動回路Ｑ２ｄｒは、主トランスＴ１のトランス電圧の反転直後にＱ２をオンし、オンしてから一定時間後の、第２の電力スイッチＱ２を流れる電流がゼロ零またはゼロ付近でターンオフさせるように制御する。これにより、スイッチング素子Ｑ２が零電流ターンオフ動作し、ターンオフ時のスイッチング損失、スイッチングサージがそれぞれ低減される。

前記Ｑ２駆動回路Ｑ２ｄｒは、第１の電力スイッチＱ１を駆動する回路との間で信号をやり取りする必要がないので、簡素な駆動回路で構成できる。

一方、２次側の制御部においては、同期整流素子Ｒｃｔの両端電圧が抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ９によって積分され、その積分電圧ＶｏがコンパレータＣＯＭＰの（＋）入力に入力される。前記積分電圧はランプ波状のリップルを含んでいて、前記積分電圧の平均値は、コンバータの出力電圧からトランスＴ１の２次コイルｎ２による電圧降下を引いた値であるので、“出力電圧にほぼ比例する電圧”であり、且つ、第１の電力スイッチＱ１のオン期間に漸増し、第１の電力スイッチＱ１のオフ期間に漸減するランプ波成分を含んでいる。

前記積分電圧と基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧（基準電圧）とがコンパレータＣＯＭＰで比較され、図７（ｉ）に示すように、積分電圧の方が基準電圧より大きい時にコンパレータＣＯＭＰの出力電圧をＨレベルとなる。積分電圧の方が基準電圧より小さい時にはコンパレータＣＯＭＰの出力電圧はＬレベルになる。

同期整流素子Ｒｃｔの両端電圧が抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧された電圧は、第１の電力スイッチＱ１のオン期間を検出するための電圧信号である。ＡＮＤゲートＡＮＤは、Ｑ１のオン期間で且つコンパレータＣＯＭＰの出力電圧がＨレベルの時にＨレベルとなるパルス信号を発生する。前記パルス信号は、コンデンサＣ８、パルストランスＴ２を介してスイッチ素子Ｑ３のゲートに加わり、スイッチ素子Ｑ３がオンしてマルチバイブレータＭＶが反転し、第１の電力スイッチＱ１がターンオフする。パルストランスＴ２は、コンパレータＣＯＭＰの出力がＬレベルからＨレベルに反転するタイミング信号を２次側から１次側の制御回路に伝送するタイミング信号伝送手段に相当する。ダイオードＤ３はパルス信号伝送後における、パルストランスＴ２の励磁状態をリセットする。

ゼロ電圧検出回路ＺＶｄｔがゼロ電圧状態を検出すると、第１の電力スイッチＱ１がオンする。コンパレータＣＯＭＰに入力される、出力電圧にほぼ比例する電圧Ｖｏが基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧（基準電圧）を上回ると、第１の電力スイッチＱ１がターンオフする。この動作により、ゼロ電圧スイッチングを維持しながら時比率（オンデューティ比）が制御され、コンバータの出力電圧がほぼ一定値に安定化される。

コンバータの出力電圧の変動が第１の電力スイッチＱ１のオフタイミングに直ちに反映されるため、ヒステリシス制御と同様に過渡応答性が優れる。また、第１の電力スイッチＱ１のオン期間のランプ波の傾斜は入力電圧に比例する関係があるので、入力電圧変動に対するフィードフォワード効果が生じ、応答性、出力電圧精度、耐ノイズ性が向上する。

同期整流素子ＲｃｔはＭＯＳＦＥＴによる同期整流素子であり、同期整流素子駆動回路ＳＲｄｒによって駆動される。同期整流素子駆動回路ＳＲｄｒは、主トランスＴ１のトランス電圧の反転直後に同期整流素子Ｒｃｔをオンし、オンしてから一定時間経過後に同期整流素子Ｒｃｔをオフする動作を行えばよく、Ｑ２駆動回路Ｑ２ｄｒと同じ回路構成を適用できる。

本発明のコンパレータを用いた制御では、出力電圧にほぼ比例する電圧または基準電圧に重畳するランプ波の振幅が、入力電圧及び出力電流の変動によって変化するため、それに従って出力電圧も僅かに変動する。ランプ波の振幅を小さくすれば出力電圧精度が向上するが、それと同時に、耐ノイズ性が低下する。そのため、ランプ波の振幅（リップル）を小さくするのには限界がある。コンパレータを用いた制御で、必要とする出力電圧精度を確保できない場合には、出力電圧と目標値との偏差を緩やかに補正して、静的な出力電圧精度を改善する積分補正手段を設ければよい。

図７に示した絶縁型スイッチング電源装置１０４に設けたランプ波補正回路ＩＮＴＧは上記積分補正手段に相当する回路である。ランプ波補正回路ＩＮＴＧは、誤差アンプＡＭＰが抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧したコンバータ出力電圧と、基準電圧との差を増幅してコンパレータＣＯＭＰの（＋）入力電圧に重畳する。これによって、静的な出力電圧精度が向上する。すなわち、出力電圧と基準電圧との差に比例する誤差電圧がランプ波に重畳されるので、前記誤差電圧が低減される方向に作用し、出力電圧の精度が向上する。

なお、誤差アンプＡＭＰの（−）入力と出力間には、コンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０の直列接続による負帰還回路を接続している。これにより、誤差アンプＡＭＰの作用が、位相が１８０°遅れる、位相交差周波数より低い低周波数領域にのみ制限されて、不要な応答が抑制される。

なお、本発明は以上に示した各実施形態に限定されるものではなく、様々な応用が可能である。例えば、電力変換部に、Ｃｕｋコンバータ等、他の電力変換トポロジーの適用も可能である。また、出力電圧に比例する電圧を、コンバータの出力から直接取得せず、１次側に設けた主トランスの３次コイルを整流平滑した電圧を用いてもよい。また、比較手段も１次側の制御回路に内蔵する回路構成であってもよい。また、比較手段を、コンパレータではなく差動トランジスタで構成してもよい。

各実施形態では、主トランスや整流素子の電圧を積分してランプ波を形成しているが、それ以外の方法でランプ波を形成してもよい。また、各実施形態では入出力条件によってスイッチング周波数が変動するが、１次制御回路に固定周波数の発振回路を設け、電力スイッチＱ１のオンタイミングを前記固定周波数発振回路で決定し、オフタイミングを比較手段で決定すれば、固定スイッチング周波数での回路動作が可能である。さらに各実施形態では、目標値である出力電圧を一定にする「定値制御」であるが、目標値が時々刻々変化する「追従制御」に適用してもよい。

１０１〜１０４…絶縁型スイッチング電源装置
Ａ１…電圧クランプ回路
ＡＭＰ…誤差アンプ
ＡＮＤ…ＡＮＤゲート
Ｃ５…クランプコンデンサ
Ｃｉｎ…入力平滑コンデンサ
ＣＯＭＰ…コンパレータ
Ｃｏｕｔ…出力平滑コンデンサ
ＩＮＴＧ…ランプ波補正回路
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２…インバータ
ＭＶ…マルチバイブレータ
ＯＣＰ…過電流保護回路
Ｑ１…第１の電力スイッチ
Ｑ２…第２の電力スイッチ
Ｑ２ｄｒ…Ｑ２駆動回路
Ｑ３…スイッチ素子
ＲｃｔＤ１，ＲｃｔＤ２…整流ダイオード
Ｒｃｔ…同期整流素子
ＲＬ…負荷
Ｒｓ…電流検出抵抗
ＳＲｄｒ…同期整流素子駆動回路
Ｔ１…主トランス
Ｔ２…パルストランス
Ｖｉｎ…直流入力電源
Ｖｒｅｆ…基準電圧源
ＺＶｄｔ…ゼロ電圧検出回路

Claims (11)

1. １次コイル及び２次コイルを有し、１次側から２次側へ電力を伝送する主トランスと、
   前記主トランスの１次コイルに直列接続され、直流入力電源から前記主トランスの１次コイルに流れる電流を断続する、少なくとも１つの電力スイッチと、
   前記主トランスの２次コイルに生じる電圧を整流する整流素子と、
   前記整流素子によって整流された電圧を平滑する平滑回路と、を備え、
   前記電力スイッチがオンである期間に前記主トランスにエネルギーを蓄積し、前記電力スイッチがオフである期間に前記蓄積したエネルギーを２次側に放出するように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
   前記主トランスに生じる磁束変化に基づくランプ波を生成するランプ波生成回路と、
   前記ランプ波が重畳された基準電圧と、前記平滑回路により平滑された出力電圧とを比較して、大小関係が反転するタイミングの信号を出力する比較手段と、
   前記比較手段から出力されるタイミング信号を２次側から１次側に伝送するタイミング信号伝送手段と、
   前記タイミング信号伝送手段によって伝送されるタイミング信号によって、前記電力スイッチのターンオフタイミングを制御して、前記電力スイッチのオン時間を制御するスイッチング制御手段と、
   を備えた絶縁型スイッチング電源装置。
2. 前記タイミング信号伝送手段は、１次コイルと２次コイルとを有するパルストランスである、請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
3. 前記ランプ波生成回路は、前記主トランスの２次コイルに生じる電圧または前記整流素子の両端に生じる電圧を積分する積分回路である、請求項１または２に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
4. 前記平滑回路の出力電圧と所定の基準電圧との誤差電圧を増幅して誤差増幅信号を発生し、前記ランプ波生成回路が生成するランプ波に前記誤差増幅信号を重畳するランプ波補正回路を備えた、請求項１〜３のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
5. 前記スイッチング制御手段は、前記電力スイッチがターンオフした後、前記主トランスに蓄えられた電磁エネルギーを放出して、前記電力スイッチの両端電圧がゼロ電圧またはゼロ電圧付近まで低下するタイミングを検出して前記電力スイッチをターンオンするゼロ電圧スイッチ制御手段を備えた、請求項１〜４のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
6. 制御端子を有するスイッチ素子とコンデンサとを含む直列回路が、前記主トランスの１次コイルまたは前記電力スイッチに対して並列に接続され、
   前記電力スイッチと前記スイッチ素子が共にオフである期間を挟んで相補的にオン・オフを繰り返し、前記電力スイッチがターンオフした直後に、前記電力スイッチの主電流通電端子間に生じるサージ電圧を前記コンデンサで吸収して回生する電圧クランプ回路を備えた、請求項１〜５のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
7. 前記直列回路に含まれる前記コンデンサは前記主トランスの１次コイルと直列に接続され、前記スイッチ素子のオン／オフ動作に同期して充電と放電、または放電と充電が繰り返されることを特徴とする、請求項６に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
8. 前記主トランスにスイッチ素子駆動巻線が設けられ、前記スイッチング制御手段は、前記スイッチ素子駆動巻線に発生する前記１次コイルに発生する電圧に略比例した電圧を前記制御端子を有するスイッチ素子に入力してそれぞれをオン／オフ制御するスイッチ素子駆動回路を備えた、請求項６または７に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
9. 前記スイッチ素子駆動回路は、前記制御端子を有するスイッチ素子をターンオフさせるスイッチ手段と、前記スイッチ素子駆動巻線に前記制御端子を有するスイッチ素子をターンオンさせる前記１次コイルの電圧に略比例した電圧を発生させてから、所定の時間後に前記制御端子を有するスイッチ素子を前記スイッチ手段によってターンオフさせるように制御する時定数回路とを備えた、請求項８に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
10. 前記スイッチ手段はトランジスタで構成され、前記トランジスタが前記制御端子を有するスイッチ素子の制御端子に接続され、前記トランジスタの制御端子に前記時定数回路を構成するインピーダンス回路及びコンデンサが接続された、請求項９に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
11. 前記整流素子は、制御信号によりスイッチングされるスイッチング素子である、請求項１〜１０のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。

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