JP2009027803A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】動作開始直後において、スイッチング素子における貫通電流の発生を防止する。
【解決手段】スイッチング動作を行うスイッチング電源装置において、スイッチング電源装置に設けた共振コンバータが共振動作を行う程度に十分に充電されてから、第１および第２のスイッチング素子によるスイッチング動作を行うようにする。例えば、共振コンバータが所定量以上充電されるまでは、第１のスイッチング素子のみを断続的、若しくは連続的にオンし、共振コンバータが所定量以上充電されたと判断した後にスイッチング動作を開始する。また、第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子とにそれぞれ並列に高抵抗値を有する第１および第２の抵抗を設け、第１および第２のスイッチング素子をいずれもオフした状態で共振コンバータが充電されるようにし、共振コンバータが所定量以上充電されたと判断した後にスイッチング動作を開始してもよい。
【選択図】図７

Description

この発明は、共振型のスイッチングコンバータを備えるスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置として、各種共振型コンバータによるスイッチング電源装置が知られている。共振型コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。

共振型コンバータの代表的な構成としては、２個のスイッチング素子を直列接続したスイッチング回路を、直流入力電圧に対して並列に設けるようにした、ハーフブリッジ結合方式を採るものが知られている。ハーフブリッジ結合方式の電流共振型コンバータは、２個のスイッチング素子が交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにされている。

また、このようなハーフブリッジ結合方式のスイッチングコンバータにおいて、以下の特許文献１のように、共振コンデンサを並列に接続したものが知られている。

特開２００５−５１９１８号公報

共振型コンバータにおけるスイッチング駆動では、２個のスイッチング素子が交互にオン／オフするようにされるとともに、両者がオフ期間となるデッドタイムが続く、いわゆるデッドバンドを形成するようにしている。デッドタイム期間は、２個のスイッチング素子の同時オンを回避するために設けられているものである。

図１は、スイッチング素子としての電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）と適宜称する。）Ｑ１、Ｑ２を有するハーフブリッジ結合方式の電流共振型コンバータ１の一例を示す。電流共振型コンバータ１では、ＦＥＴＱ２に対してのみ一次側直列共振コンデンサ（以下、共振コンデンサと適宜称する。）Ｃ１を並列接続した形態を採る。なお、この図に示す電源装置は、他励式によりスイッチング素子を駆動する構成を採っている。

図１に示す電流共振型コンバータにおいては、いわゆるハイサイドのＦＥＴＱ１と、ローサイドのＦＥＴＱ２とによる直列接続回路を形成している。つまり、２本のＦＥＴＱ１とＱ２とをハーフブリッジ結合している。そして、このＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２のハーフブリッジ回路を、平滑コンデンサＣｉの直流入力電圧Ｖｄｃに対して図示するように並列に接続している。ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２は、スイッチング駆動されることで、直流入力電圧Ｖｄｃを入力してスイッチングを行う。

また、ＦＥＴＱ１に対しては、ボディダイオードＤ１がいわゆる逆並列に接続される。すなわち、ＦＥＴＱ１のドレイン→ソースの順方向と、ボディダイオードＤ１のアノード→カソードの順方向とが相互に逆向きとなって並列に接続されている。同様にして、ＦＥＴＱ２に対しては、ボディダイオードＤ２が逆並列に接続される。

そして、ローサイド側のＦＥＴＱ２に対して並列に、トランスＴの一次巻線Ｎ１とトランスＴのリーケージインダクタンス成分Ｌ１と共振コンデンサＣ１とからなる直列共振回路が接続される。

なお、ハイサイド側のＦＥＴＱ１に対しては、共振コンデンサは接続されていない。しかし、周知のように、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２の両者に対して共振コンデンサを並列に接続したとしても、同様にして共振動作は得られるものである。

制御回路２は、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２を他励式によりスイッチング駆動するために設けられ、例えば図示するように、発振器１０およびドライブ回路１１を備える。

発振器１０は、所要の周波数による発振信号を発生させ、ドライブ回路１１に供給する。ドライブ回路１１は、入力された発振信号を利用して、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２をスイッチング駆動するためのドライブ信号ＳＧ１、ＳＧ２を生成する。このドライブ信号ＳＧ１、ＳＧ２の周波数は、入力された発振信号に対応したものとなる。また、ドライブ信号ＳＧ１、ＳＧ２は、互いに１８０度の位相差を有する。

これにより、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２は、発振回路１１にて生成される発振信号周波数に応じたスイッチング周波数により、交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行うことになる。

なお、実際には、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２が共にオフとなるデッドバンドが形成されるように、ドライブ信号ＳＧ１、ＳＧ２の波形が形成されている。また、制御回路２においては誤差増幅器１２とフォトカプラ１３が設けられている。

トランスＴは、先に説明したＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２のスイッチング出力を、一次側から二次側に伝送するために設けられ、この場合には、コアに対して、一次巻線Ｎ１と、二次巻線Ｎ２を巻装して形成される。さらに、リーケージインダクタンスによるＬ成分によって、共振動作が行なわれる。

トランスＴの一次巻線Ｎ１の一端部は、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２の接続点と接続され、他端部は、共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、直流入力電圧Ｖｄｃの負極と接続される。

ここで、リーケージインダクタンス成分Ｌ１は共振コンデンサＣ１と直列接続されていることになるが、この直列接続により一次側直列共振回路を形成する。ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に供給されることになるが、これにより、スイッチング動作は電流共振型となる。すなわち、一次側においては電流共振型コンバータが形成されることになる。

この場合のトランスＴの二次側においては、二次巻線Ｎ２の中点をセンタータップとして二次側アースに接地すると共に、整流ダイオードＤ３、Ｄ４、および平滑コンデンサＣｏを図示するように接続することで、二次側両波整流回路を形成している。

この二次側両波整流回路によっては、二次巻線Ｎ２に励起された交番電圧を整流平滑化して、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流電圧Ｖoutを生成する。この二次側直流電圧Ｖoutが、図示するように負荷に供給される。

二次側直流電圧Ｖoutは、分岐して、制御回路２内の誤差増幅器１２に対しても入力される。誤差増幅器１２では、二次側直流電圧Ｖoutのレベルと、所定レベルの基準電圧Ｖrefとを比較して、その誤差に応じたレベルの誤差増幅信号をフォトカプラ１３を介して発振器１０に供給する。フォトカプラ１３は、一次側にあるとされる発振器１０に対して、二次側から誤差増幅信号をフィードバックさせるのにあたって、一次側と二次側とを直流的に絶縁するために設けられる。また、抵抗Ｒｏは、誤差増幅信号に応じて、フォトカプラ１３のフォトダイオードに流すべき電流を調整するために挿入される。

発振器１０は、誤差増信号に応じて発振周波数が変化する可変周波数発振器である。ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２のスイッチング周波数が変化することによって、一次側から二次側に伝送されるエネルギー量も変化し、二次側直流電圧Ｖoutのレベルが可変制御されることになる。このような制御系により、二次側直流出力電圧の安定化が図られる。

この場合の安定化制御としては、二次側直流電圧Ｖoutのレベルが低下したときには、スイッチング周波数を低くするように制御する。これにより、二次側へのエネルギー伝送量が増加して二次側直流電圧Ｖoutが上昇する。また、二次側直流電圧Ｖoutのレベルが上昇したときには、スイッチング周波数を高くするように制御して、これにより二次側へのエネルギー伝送量を減少させて、二次側直流電圧Ｖoutを低下させるようにしている。

図２は、図１中の構成において、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２を含む回路の一部分を示す。また、図３は、電源安定時（通常動作時）のドライブ信号ＳＧ１およびドライブ信号ＳＧ２、電流ＩＱ１、ＩＱ２およびＩＬ、ならびに共振コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１の波形を示す。なお、ＩＱ１およびＩＱ２は、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２を流れる電流を示し、ＩＬは、共振回路を流れる電流を示す。

ドライブ回路１１からＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２の各ゲートに対して、図３Ａおよび図３Ｂのようにドライブ信号ＳＧ１、ＳＧ２が供給される。ドライブ信号ＳＧ１、ＳＧ２について、正極性のパルスのハイレベル期間で、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２がオンし、ローレベル期間でＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２がオフする。

以下、通常動作時における動作を説明する。まず、区間ｔ１において、ドライブ信号ＳＧ１がハイレベルとなると、ＦＥＴＱ１がオンし、（Ｑ１→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）経路で図３Ｃに示す電流ＩＱ１が流れる。

デッドバンドの区間ｔ２では、ドライブ信号ＳＧ１がローレベルとされ、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２がオフする。このとき、リーケージインダクタンス成分Ｌ１および共振コンデンサＣ１による共振状態を継続させようとし、（Ｄ２→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）経路で図３Ｄに示す電流ＩＱ２が流れる。

区間ｔ３では、ドライブ信号ＳＧ２がハイレベルとなり、ＦＥＴＱ２がオンする。このとき、リーケージインダクタンス成分Ｌ１および共振コンデンサＣ１による共振状態が継続されているので、（Ｄ２およびＱ２→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）の電流ＩＱ２が流れるが、時間経過と共に、リーケージインダクタンス成分Ｌ１および共振コンデンサＣ１の共振状態により逆向きの（Ｃ１→Ｎ１→Ｌ１→Ｑ２）経路で図３Ｄに示す電流ＩＱ２が流れるようになる。

区間ｔ４はデッドバンドであり、ドライブ信号ＳＧ２がローレベルとされ、ＦＥＴＱ２がオフする。このとき、ＦＥＴＱ１もオフしているため、ボディダイオードＤ１を介して、（Ｃ１→Ｎ１→Ｌ１→Ｑ１）経路で図３Ｃで示す電流ＩＱ１が流れ、区間ｔ１へ戻る。

しかしながら、従来の構成の電流共振型コンバータでは、電流共振型コンバータの動作開始直後において、共振コンデンサに十分電荷が蓄えられていないことに起因する貫通電流が発生する。以下、電流共振型コンバータの動作開始直後の動作について、図４および図５を参照して説明する。

図４Ａおよび図４Ｂは、図１の構成において、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２を含む回路の一部の構成示す。また、図５は、動作開始直後のドライブ信号ＳＧ１およびドライブ信号ＳＧ２、電流ＩＱ１、ＩＱ２およびＩＬ、ならびに共振コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１の波形を示す。

動作開始直後において、まず区間ｔ１においてドライブ信号ＳＧ１がハイレベルとなるとＦＥＴＱ１がオンすると、通常動作時と同様に、（Ｑ１→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）経路で図５Ｃに示す電流ＩＱ１が流れる。

デッドバンドの区間ｔ２では、ドライブ信号ＳＧ１がローレベルとされ、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２がオフする。すると、リーケージインダクタンス成分Ｌ１によって電流は継続させるように働くため、（Ｄ２→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）経路で電流が流れる。

区間ｔ３では、ドライブ信号ＳＧ２がハイレベルとなり、ＦＥＴＱ２がオンする。すると、始めは通常動作時と同じように（Ｄ２およびＱ２→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）経路の電流ＩＱ２が流れるが、共振コンデンサＣ１に電荷が十分に蓄えられていないため、リーケージインダクタンス成分Ｌ１および共振コンデンサＣ１による共振状態が継続し、共振電流もそのまま（Ｄ２およびＱ２→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）経路と、通常動作時とは異なる向きで流れ続け、ｔ３期間が終了する。

そして、デッドバンドの区間ｔ４でＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２がオフされた後も、ボディダイオードＤ２を介して（Ｄ２→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）経路で図５Ｄに示す電流ＩＱ２が流れ続ける。

この後、再度区間ｔ１となり、ドライブ信号ＳＧ１がハイレベルとなってＦＥＴＱ１がオンする。ところが、図４Ｂに示すように、区間ｔ４でボディダイオードＤ２を介して流れていた電流ＩＱ２が０とならないうちに区間ｔ１となってＦＥＴＱ１がオンした場合、ボディダイオードＤ２の逆回復時間Ｔｒｒのリカバリ電流により、ＦＥＴＱ１を介してボディダイオードＤ２のカソードからアノード方向（Ｑ１→Ｄ２）にいわゆる貫通電流が流れてしまう。

このような貫通電流が生じることにより、スイッチング素子としてのＦＥＴに損傷が生じるという問題がある。また、貫通電流が増大すると、ＦＥＴの破壊に至ってしまうおそれがある。

なお、このような現象は、共振コンデンサに電荷が十分に蓄えられていない状態、すなわち共振型コンバータの動作開始直後に起こるため、最初にＳＧ１をドライブしたときのみでなく、ＳＧ２を最初にドライブしたときでも同様の問題が生じる。

したがって、この発明は、上記問題点を解消し、動作開始直後の安定性が高いスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

課題を解決するために、この発明は、第１のボディダイオードが逆並列に接続された第１のスイッチング素子と、第２のボディダイオード素子が逆並列に接続された第２のスイッチング素子とが直列に接続され、直流入力電圧の両端間に対して印加されるスイッチング手段と、
第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子とをスイッチング駆動するための第１の駆動信号および第２の駆動信号を生成して供給する駆動手段と、
一次巻線と二次巻線とを備え、一次巻線に得られるスイッチング回路のスイッチング出力により、二次巻線に交番電圧が励起されるトランスと、
一次巻線のインダクタンス成分と、キャパシタンスとにより、共振型のスイッチング動作を得るための共振回路を形成する共振コンデンサと、
二次巻線に励起された交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで二次側直流電圧を生成する二次側直流電圧生成手段とを備え、
動作開始直後において、第１のスイッチング素子のみを断続的にオンし、共振コンデンサの充電量が所定量以上となった場合に、第１および第２のスイッチング素子によるスイッチング動作を開始することを特徴とするスイッチング電源回路である。

また、この発明は、第１のボディダイオードが逆並列に接続された第１のスイッチング素子と、第２のボディダイオード素子が逆並列に接続された第２のスイッチング素子とが直列に接続され、直流入力電圧の両端間に対して印加されるスイッチング手段と、
第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子とをスイッチング駆動するための第１の駆動信号および第２の駆動信号を生成して供給する駆動手段と、
一次巻線と二次巻線とを備え、一次巻線に得られるスイッチング回路のスイッチング出力により、二次巻線に交番電圧が励起されるトランスと、
一次巻線のインダクタンス成分と、キャパシタンスとにより、共振型のスイッチング動作を得るための共振回路を形成する共振コンデンサと、
二次巻線に励起された交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで二次側直流電圧を生成する二次側直流電圧生成手段とを備え、
動作開始直後において、第１のドライブ信号のオン期間の長さを制御することにより第１のスイッチング素子を連続的にオンした後、スイッチング動作を開始するように駆動手段を制御することを特徴とするスイッチング電源回路である。

さらに、この発明は、第１のボディダイオードが逆並列に接続された第１のスイッチング素子と、第２のボディダイオード素子が逆並列に接続された第２のスイッチング素子とが直列に接続され、直流入力電圧の両端間に対して印加されるスイッチング手段と、
第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子とをスイッチング駆動するための第１の駆動信号および第２の駆動信号を生成して供給する駆動手段と、
一次巻線と二次巻線とを備え、一次巻線に得られるスイッチング回路のスイッチング出力により、二次巻線に交番電圧が励起されるトランスと、
一次巻線のインダクタンス成分と、キャパシタンスとにより、共振型のスイッチング動作を得るための共振回路を形成する共振コンデンサと、
二次巻線に励起された交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで二次側直流電圧を生成する二次側直流電圧生成手段とを備え、
入力直流電圧を抵抗分圧によって形成した電圧によって共振コンデンサを充電し、共振コンデンサの充電量が所定量以上となった場合に、スイッチング動作を開始するように駆動手段を制御することを特徴とするスイッチング電源回路である。

この発明によれば、スイッチング動作の開始前に共振コンデンサを十分に充電しておくことができるため、共振コンデンサの充電不足による貫通電流の発生を防止することができる。

この発明では、共振型コンバータの動作開始直後において、共振動作が起こる程度に共振コンデンサを充電した後、スイッチング動作が開始されるようにする。これにより、共振コンデンサが十分に充電されていないことに起因して生じる貫通電流を防止する。

（１）第１の実施形態
以下、この発明の第１の実施形態について図面を参照しながら説明する。第１の実施形態では、共振型コンバータの動作開始直後においてスイッチング素子としてのＦＥＴをオン／オフするドライブ信号を制御して共振コンデンサを十分に充電した後、ＦＥＴによるスイッチング動作を開始する。第１の実施形態では、まず、一方のＦＥＴを複数回オンして共振コンデンサを充電する。

図６は、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２を備えるハーフブリッジ結合方式の電流共振型コンバータ１において、ＦＥＴＱ２に対してのみ共振コンデンサＣ１を並列接続したスイッチング電源装置１の一例を示している。ここで、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２としては、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等のＦＥＴが用いられる。なお、図６に示す電源装置は、他励式によりスイッチング素子を駆動する構成となっている。また、図７に、動作開始直後のドライブ信号ＳＧ１およびドライブ信号ＳＧ２、電流ＩＱ１、ＩＱ２およびＩＬ、ならびに共振コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１の波形を示す。

図６の電流共振型コンバータにおいて、ブリッジ回路ＢＤは、商用の交流電源Ｖａｃの交流電圧を整流して全波整流電圧を平滑コンデンサＣｉに供給する。平滑コンデンサＣｉは、ブリッジ回路ＢＤの全波整流電圧を平滑することにより直流電圧Ｖｄｃを得る。

図６に示す電流共振型コンバータにおいては、いわゆるハイサイドのＦＥＴＱ１と、ローサイドのＦＥＴＱ２とによる直列接続回路を形成している。そして、このＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２のハーフブリッジ回路を、平滑コンデンサＣｉの直流入力電圧Ｖｄｃの入力端子に対して並列に接続している。

また、ＦＥＴＱ１に対しては、ボディダイオードＤ１が逆並列に接続される。同様にして、ＦＥＴＱ２に対しては、ボディダイオードＤ２が逆並列に接続される。

ローサイド側のＦＥＴＱ２には、並列に、トランスＴのインダクタンス成分Ｌ１と、トランスＴの一次巻線Ｎ１と、共振コンデンサＣ１とからなる直列共振回路が接続される。

トランスＴは、先に説明したＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２のスイッチング出力を、一次側から二次側に伝送するために設けられる。トランスＴも、図１と同様の構成を用いることができ、コアに対して、一次巻線Ｎ１と、二次巻線Ｎ２を巻装して形成される。

トランスＴの二次側においては、図６に示すように構成することにより二次側両波整流回路を形成している。この二次側両波整流回路によって、二次巻線Ｎ２に励起された交番電圧を整流平滑化して、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次側直流電圧Ｖoutを生成する。この二次側直流電圧Ｖoutが、図示するように負荷に供給される。

そして、二次側直流電圧Ｖoutは、分岐して、制御回路２内の誤差増幅器１２に対しても入力される。制御回路２は、入力された二次側直流電圧Ｖoutに応じて発振周波数を変化させ、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２のスイッチング周波数が変化されるようにする。このような制御系により、二次側直流出力電圧の安定化が図られる。

この場合の安定化制御としては、二次側直流電圧Ｖoutのレベルが低下したときには、スイッチング周波数を低くするように制御する。これにより、二次側へのエネルギー伝送量が増加して二次側直流電圧Ｖoutが上昇する。また、二次側直流電圧Ｖoutのレベルが上昇したときには、スイッチング周波数を高くするように制御して、これにより二次側へのエネルギー伝送量を減少させて、二次側直流電圧Ｖoutを低下させるようにしている。

制御回路２は、従来の構成における制御回路２と同様の構成を有する。また、制御回路２は、電流共振型コンバータ１に動作開始を指示する共振動作開始信号ＳＤが入力される。制御回路２では、共振動作開始信号ＳＤが入力され、直流電圧Ｖｄｃが生じると動作を開始し、一方のＦＥＴをオンするように、ドライブ信号ＳＧ１またはＳＧ２が出力される。なお、共振動作開始信号ＳＤとしては、制御回路２に対して供給される電源の立ち上がりを検出した信号を使用しても良い。

この発明に係る第１の実施形態では、共振型コンバータの動作開始直後に例えばＦＥＴＱ１のオンを複数回繰り返し、共振コンデンサＣ１を充電する。そして、共振コンデンサＣ１が十分に充電された後、ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ２とを用いたスイッチング動作を開始する。

図７は、第１の実施形態によるスイッチング電源装置における電源投入直後の波形を
示す。なお、上述したように、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２が共にオフとなるデッドバンドが生じるように、ドライブ信号ＳＧ１、ＳＧ２が形成されている。しかしながら、図７以降で示す波形図においては、簡単のためにデッドバンドの図示を省略する。

共振動作開始信号ＳＤが制御回路２に供給され、動作開始が指示されると、図７Ａおよび図７Ｂに示すように、ＦＥＴＱ１に対するドライブ信号ＳＧ１のみがハイレベルとローレベルとを交互に繰り返し、ＦＥＴＱ２に対するドライブ信号ＳＧ２は、ローレベルのままである。したがって、ＦＥＴＱ２がオンしない。

図７Ｃは、ハイサイド側のスイッチング回路部に流れるスイッチング電流ＩＱ１を示す。また、図７Ｄは、ローサイド側のスイッチング回路部に流れるスイッチング電流ＩＱ２を示す。電源投入がされ、動作開始時の所定期間では、ＦＥＴＱ１のみが複数回オンし、共振コンデンサＣ１が充電される。

動作開始時の所定期間では、ドライブ信号ＳＧ１のオンデューティが５０％以下とする。すなわち、ドライブ信号ＳＧ１のオン期間をＴａで表し、そのオフ期間をＴｂで表し、周期をＴ１（＝Ｔａ＋Ｔｂ）で表すと、オンデューティは、（Ｔａ／Ｔ１）である。通常動作では、オンデューティは、ほぼ５０％とされる。

オン期間Ｔａでは、（Ｑ１→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）経路で電流が流れ、共振コンデンサＣ１に充電を開始する。次に、ドライブ信号ＳＧ１がローレベルとなり、ＦＥＴＱ１がオフすると、（Ｄ２→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）経路で電流ＩＱ２が流れる。ドライブ信号ＳＧ１のオフ期間（ローレベル）Ｔｂは、ボディダイオードＤ２アノードからカソードに流れる電流がゼロになる期間以降に設定されている。このように、ボディダイオードＤ２が導通していなければ、その後にＦＥＴＱ１がオンされても、貫通電流が流れることがなく、スイッチング素子のＦＥＴＱ２の損傷を防止することができる。

ＦＥＴＱ１のみをオンさせて、共振コンデンサＣ１に十分電荷が蓄積された時点で、ドライブ信号ＳＧ１およびＳＧ２が交互にハイレベルとなり、通常動作に移行する。

ドライブ信号ＳＧ１のオフ期間Ｔｂの長さは、例えば以下の方法により設定される。
（１）制御回路２内のドライブ回路にタイマー機能を持たせ、電流ＩＱ２が０となる期間以降となるように、オフ期間Ｔｂを設定する。
（２）図８に示すように、直列共振回路に電流検出回路１４を設けて電流を監視し、電流ＩＱ２が０となる時点以降にオフ期間Ｔｂが終了するように制御する。電流検出回路１４は、例えば抵抗により電圧降下を検出する構成を使用できる。

また、動作開始時の期間が終了して通常動作の期間に移行する場合、共振コンデンサＣ１が十分に充電されたと判定されることが必要とされる。共振コンデンサＣ１に十分電荷が蓄積されたか否かは、以下の方法によって判断される。

（１） 制御回路２内のドライブ回路にタイマー機能を持たせ、動作開始時から予め設定された一定の時間が過ぎた場合に、共振コンデンサＣ１が充電されたものと判断し、ドライブ信号ＳＧ１、ＳＧ２のオンデューティを５０％に戻す。
（２） 周期Ｔ１を予め定められた回数繰り返した場合に、共振コンデンサＣ１が充電されたものと判断し、ドライブ信号ＳＧ１、ＳＧ２のオンデューティを５０％に戻す。
（３）共振コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を監視し、ＶＣ１が所定の電圧以上であれば、共振コンデンサＣ１が充電されたものと判断し、ドライブ信号ＳＧ１、ＳＧ２のオンデューティを５０％に戻す。

例えば図９に示すように、共振コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を所定の閾値Ｖthと比較する比較回路１５が設けられ、比較回路１５の出力信号が制御回路２に対して供給される。電圧ＶＣ１が閾値Ｖthより大となることが検出されると、コンデンサＣ１に十分電荷が蓄積されたものと判定される。比較回路１５の比較出力が制御回路２に供給され、通常動作へ移行する。

（２）第２の実施形態
第２の実施形態では、ドライブ信号ＳＧ１のパルス幅を制御する、すなわち、ドライブ信号ＳＧ１のオン期間Ｔａを制御することにより共振コンデンサを十分に充電した後、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２によるスイッチング動作を開始する。第２の実施形態では、まず、一方のＦＥＴのオン時間Ｔａを、共振コンデンサが十分充電される以上の長さとして共振コンデンサを充電する。そして、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２によるスイッチング動作に移行する。

第２の実施形態による電流共振型コンバータは、図６および図８に示す第１の実施形態の電流共振型コンバータと同様の構成を用いることができる。

図１０は、第２の実施形態における、動作開始直後のドライブ信号ＳＧ１およびドライブ信号ＳＧ２、電流ＩＱ１、ＩＱ２の波形を示す。図１０Ａおよび図１０Ｂに示すように、まず、ドライブ信号ＳＧ１がハイレベルとされる。ドライブ信号ＳＧ１は、オン期間Ｔａ’と、オフ期間Ｔｂ’とからなる周期Ｔ２でオン／オフ動作が行われる。

動作開始直後において、ドライブ信号ＳＧ１のオン期間Ｔａ'は、通常動作時の周期Ｔ３におけるオン期間Ｔａ”と比較して長く、共振コンデンサＣ１に十分電荷を充電できる程度のパルス幅で、且つ共振回路の基本周波数以上のパルス幅に設定される。オン期間Ｔａ’は、長すぎると電流共振型コンバータがいわゆる共振外れを起こしてしまう。共振外れが起こると、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２がいずれもオンとなってしまい、過大な貫通電流が発生してしまうおそれがある。このため、Ｔａ'が共振回路の基本周波数以上のパルス幅に設定される。

そして、共振コンデンサＣ１が十分に充電されたと判定されると、ドライブ信号ＳＧ１がローレベルとされ、ドライブ信号ＳＧ２がハイレベルとされる。共振コンデンサＣ１が充電されたかどうかは、上述した第１の実施の形態と同様の方法によって判定することができる。そして、その後ドライブ信号ＳＧ１とＳＧ２とが交互にハイレベルとされる。そして、通常動作においては、ドライブ信号ＳＧ１とＳＧ２のそれぞれのオン期間Ｔａ’およびオフ期間Ｔｂ’が、５０％のオンデューティとされる。

第２の実施形態では、１回目のオン期間Ｔａ'では、（Ｑ１→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）と電流が流れ、共振コンデンサＣ１に充電を開始する。次に、ドライブ信号ＳＧ１がローレベルとなり、ＦＥＴＱ１がオフすると、デッドバンドを経てドライブ信号ＳＧ２のハイレベルによってＦＥＴＱ２がオンする。したがって、（Ｑ２（Ｄ２）→Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）と電流が流れる。その後は、共振コンデンサＣ１に十分電荷があるので、共振動作を行い、電流は、（Ｃ１→Ｎ１→Ｌ１→Ｑ２）と反転する。その後は、通常動作と同様の動作がなされる。

ドライブ信号ＳＧ１の１回目のオン期間Ｔａ'を決定する方法としては、以下のものを使用できる。

（１） 制御回路２内のドライブ回路にタイマー機能を持たせ、タイマーによって１回目のオン期間Ｔａ'を決定する。
（２）共振コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を監視し、ＶＣ１が所定の電圧以上になるまでオン期間Ｔａ'とする。
（３）若し、１回のオン期間Ｔａ'では、共振コンデンサＳＧ１が十分に充電できなかった場合、図１１Ａに示すように、再度ドライブ信号ＳＧ１を必要な期間ハイレベルとするようにしても良い。それでも共振コンデンサＣ１に十分電荷を蓄積できない場合には、同様に、長いオン期間でもってＦＥＴＱ１をドライブする。

（３）第３の実施形態
第３の実施形態は、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２がオンされていない場合であっても常にコンデンサＣ１が充電されるように構成したものである。なお、図１２では、図８の構成と対応する部分には同一の符号を付す。

図１２の共振型コンバータ１では、ＦＥＴＱ１と並列に設けられた抵抗Ｒ１と、ＦＥＴＱ２と並列に設けられた抵抗Ｒ２とを設ける。抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２とを設けることにより、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２で分圧された抵抗分圧電圧Ｖ１が抵抗Ｒ１、Ｒ２間に生じる。抵抗分圧電圧Ｖ１は、以下のように示される。
Ｖ１＝Ｖｄｃ＊｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝

なお、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２は、共振コンデンサＣ１に十分電荷を蓄積できると共に、共振動作に影響を与えない程度の抵抗値に選定されている。

抵抗分圧電圧Ｖ１により、ＦＥＴＱ１およびＦＥＴＱ２のオフ時においても、電圧Ｖ１によって（Ｌ１→Ｎ１→Ｃ１）の経路で共振コンデンサＣ１が充電される。そして、共振コンデンサＣ１が十分に充電された場合、ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ２とを用いたスイッチング動作が開始されるように制御される。

共振コンデンサＣ１が充電されたかどうかは、例えば以下の方法によって判定できる。
（１）タイマー等を用い、直流電圧Ｖｄｃが入力されてから予め設定された一定の時間が過ぎた場合に、共振コンデンサＣ１が充電されたものと判断される。
（２）図１２に示すように、共振コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を比較回路１５によって監視し、ＶＣ１が閾値Ｖth以上となった場合に、共振コンデンサＣ１が充電されたものと判断される。

上述した第１、第２および第３の実施形態により、ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ２によるスイッチング動作が開始する前に、共振動作が起こる程度に十分に共振コンデンサＣ１を充電することができる。このため、動作開始直後において貫通電流の発生を防止することができる。

以上、この発明の実施形態について具体的に説明したが、この発明は、上述の各実施形態に限定されるものではなく、この発明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。

従来の共振型コンバータの構成の一例を示す接続図である。 従来の共振型コンバータにおける通常動作の説明に用いる部分回路図である。 従来の共振型コンバータにおける通常動作時の各部の信号波形を示す波形図である。 従来の共振型コンバータにおける動作開始時の説明に用いる部分回路図である。 従来の共振型コンバータにおける動作開始時の各部の信号波形を示す波形図である。 この発明の第１の実施形態の構成を示す接続図である。 第１の実施形態の説明に用いるタイミングチャートである。 第１の実施の形態におけるタイミング設定のための構成例を示す接続図である。 共振コンデンサに十分電荷が蓄積されたか否かを判定するための構成例を示す接続図である。 この発明の第２の実施形態の説明に用いるタイミングチャートである。 この発明の第２の実施形態の説明に用いるタイミングチャートである。 この発明の第３の実施形態の構成を示す接続図である。

符号の説明

１・・・共振型コンバータ
２・・・制御回路
１０・・・発振器
１１・・・ドライブ回路
１２・・・誤差増幅器
１３・・・フォトカプラ
１４・・・電流検出回路
１５・・・比較回路

Claims (12)

1. 第１のボディダイオード素子を逆並列に接続した第１のスイッチング素子と、第２のボディダイオード素子を逆並列に接続した第２のスイッチング素子とを直列に接続したスイッチング回路を少なくとも１組備えて形成され、直流入力電圧の両端間に対して接続されるスイッチング手段と、
   上記スイッチング回路にてスイッチング動作が得られるように、上記第１のスイッチング素子と、上記第２のスイッチング素子とをスイッチング駆動するための第１の駆動信号および第２の駆動信号を生成して供給する駆動手段と、
   一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる上記スイッチング回路のスイッチング出力により、二次巻線に交番電圧が励起されるトランスと、
   上記一次巻線のインダクタンス成分と、自己のキャパシタンスとにより、共振型のスイッチング動作を得るための共振回路を形成する共振コンデンサと、
   上記二次巻線に励起された交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで二次側直流電圧を生成する二次側直流電圧生成手段と、
   動作開始直後において、上記共振コンデンサの充電量が所定量未満の場合、上記第１のスイッチング素子を断続的にオンし、上記共振コンデンサの充電量が所定量以上となった場合に、上記スイッチング動作を開始するように上記駆動手段を制御する駆動制御手段と
   を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記駆動手段にタイマーを設け、上記第１のスイッチング素子が最初にオンされてから予め設定された一定の時間が過ぎた場合に、上記共振コンデンサの充電量が所定量以上であると判断する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 上記第１のスイッチング素子を所定回数オンした場合に、上記共振コンデンサの充電量が所定量以上であると判断する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 上記共振コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段を設け、該電圧検出手段の検出電圧が所定値以上であった場合に、上記共振コンデンサの充電量が所定量以上であると判断する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 動作開始直後において、上記第１のスイッチング素子を所定長さ以上オフする
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 上記所定長さは、タイマーによって設定される
   ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
7. 上記所定長さは、上記第２のスイッチング素子の電流量に応じて決定される
   ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
8. 第１のボディダイオード素子を逆並列に接続した第１のスイッチング素子と、第２のボディダイオード素子を逆並列に接続した第２のスイッチング素子とを直列に接続したスイッチング回路を少なくとも１組備えて形成され、直流入力電圧の両端間に対して接続されるスイッチング手段と、
   上記スイッチング回路にてスイッチング動作が得られるように、上記第１のスイッチング素子と、上記第２のスイッチング素子とをスイッチング駆動するための第１の駆動信号および第２の駆動信号を生成して供給する駆動手段と、
   一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる上記スイッチング回路のスイッチング出力により、二次巻線に交番電圧が励起されるトランスと、
   上記一次巻線のインダクタンス成分と、自己のキャパシタンスとにより、共振型のスイッチング動作を得るための共振回路を形成する共振コンデンサと、
   上記二次巻線に励起された交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで二次側直流電圧を生成する二次側直流電圧生成手段と、
   動作開始直後において、上記第１のドライブ信号のパルス幅を制御することにより上記第１のスイッチング素子を所定間隔で連続的にオンした後、上記スイッチング動作を開始するように上記駆動手段を制御する駆動制御手段と
   を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
9. 上記第１のスイッチング素子をターンオフした場合に、上記共振コンデンサの充電量が所定量未満であると判断した場合には、再度上記第１のスイッチング素子をターンオンする
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
10. 第１のボディダイオード素子を逆並列に接続した第１のスイッチング素子と、第２のボディダイオード素子を逆並列に接続した第２のスイッチング素子とを直列に接続したスイッチング回路を少なくとも１組備えて形成され、直流入力電圧の両端間に対して接続されるスイッチング手段と、
    上記第１のスイッチング素子と並列に接続した第１の抵抗と、上記第２のスイッチング素子と並列に接続した第２の抵抗とを備える抵抗手段と、
    上記スイッチング回路にてスイッチング動作が得られるように、上記第１のスイッチング素子と、上記第２のスイッチング素子とをスイッチング駆動するための第１の駆動信号および第２の駆動信号を生成して供給する駆動手段と、
    一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる上記スイッチング回路のスイッチング出力により、二次巻線に交番電圧が励起されるトランスと、
    上記一次巻線のインダクタンス成分と、自己のキャパシタンスとにより、共振型のスイッチング動作を得るための共振回路を形成する共振コンデンサと、
    上記二次巻線に励起された交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで二次側直流電圧を生成する二次側直流電圧生成手段と、
    上記共振コンデンサの充電量が所定量以上となった場合に、上記スイッチング動作を開始するように上記駆動手段を制御する駆動制御手段と
    を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
11. 上記駆動手段にタイマーを設け、電源がオンされてから予め設定された一定の時間が過ぎた場合に、上記共振コンデンサの充電量が所定量以上であると判断する
    ことを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源回路。
12. 上記共振コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段を設け、該電圧検出手段の検出電圧が所定値以上であった場合に、上記共振コンデンサの充電量が所定量以上であると判断する
    ことを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源回路。

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