JPS62285674A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直流電力を安定化した交流電力に変換する電
力変換装置に関する。

［従来技術］ この種の電力変換装置（インバータ）として、従来、対
称的に配置した複数個のトランジスタと該トランジスタ
のベース巻線および交流出力電圧を帰還する帰還巻線を
有する可飽和トランスと該トランジスタのコレクタ（ま
たはエミッタ）巻線を入力巻線とする出力トランスを備
えたトランジスタ変換装置が知られている（例えば、実
開昭５６−１７８９６＠公報参照）。

この変換装置は、各トランジスタがオン・オフ１　　　
　することにより直流入力電圧を交流出力電圧に変換す
るが、このとき交流出力電圧に応じた電流を上記可飽和
トランスの帰還巻線に消費させることにより可飽和トラ
ンスの飽和のタイミングを制御し、交流出力電圧を安定
化することができる。すなわち、交流出力電圧が所定値
より低いと、可飽和トランスの帰還巻線の消￥！を電流
を増加させて可飽和トランスのコア内の磁束をより多く
打ち消すことにより可飽和トランスの飽和のタイミング
を遅くし、トランジスタのオン時間を長くして交流出力
電圧を上昇させる。一方、交流出力電圧が高いと、上述
とは逆に動作して交流出力電圧を下降させる。

［発明が解決しようとする問題点］ ところで、この電力変換装置においては、上述のように
交流出力電圧が低い場合、帰還巻線の消費電流を多くす
る。つまり、可飽和トランスの負荷を重くする。従って
この時ベース巻線への誘起電圧が低下する。このため、
この電力変換装置の負荷として電源投入時に瞬間的でも
短絡状態になるような負荷、例えばハロゲンランプを接
続した場合電源投入時のベース駆動電圧が不足し、特に
減電圧において円滑に始動（起動）し難いという不都合
があった。

本発明の目的は、可飽和形発振トランスを用いた自動発
振形の電力変換装置であって該発振トランスに巻回され
た帰還巻線の消費電流を制御することにより該発振トラ
ンスの飽和タイミングを制御しトランジスタの発振周波
数またはオン・デユーティを制御して交流出力を安定化
する電力変換装置において、簡略な構成で始動電圧特性
を改善することにある。

［問題点を解決するための手段および作用］上記目的を
達成するため本発明では、上記交流出力を直流化し分圧
して検出する際の分圧用抵抗の一部に並列にコンデンサ
を接続し、電源投入時はその抵抗をバイパスすることに
より分圧回路の出力を大きくし、上記帰還巻線に消費さ
れる電流を減少させるようにしている。これにより、電
源投入時に上記発振トランスの制御電極駆動巻線への誘
起電圧の低下が防止され、始動可能最低電圧の上昇を防
止することができる。

「実施例」 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は、本発明の一実施例に係るインバータ（電力変
換装置）の構成を示す。このＶｉ置は、例えばＡｏｌｏ
ｏＶの商用電源により定格電圧１２Ｖのハロゲンランプ
を点灯するための点灯装置として用いられる。

同図において、１は直流電源で、商用電源１１、全波整
流回路１２および平滑用コンデンサ１３等で構成され、
直流端子ａ、ｂ間に直流電圧を発生する。

２１、２２はパワーＭＯ３ＦＥＴ、３はＦＥＴ２１，２
２のゲート（制御電極）駆動用の可飽和トランス（可飽
和形電流トランス）、４はインバータトランス（出力ト
ランス）、５は負荷例えばハロゲンランプ、６はこのイ
ンバータの出力を安定化するための制御回路、７は起動
回路である。

可飽和トランス３は、ＦＥＴ２１，２２の各ゲートに互
いに逆相の電圧を供給する２つのゲート駆動巻線３１．
３２、ＦＥＴ２１と２２の接続点ｄからの出力電流を検
出するトリガ巻線３３およびこのインバータの出力電圧
に応じた電流が流れることにより可飽和トランス３のコ
アに磁気バイアスを与える帰還巻線３４を有する。ここ
では帰還巻線３４の端子間に可変インピーダンス素子を
接続し、このインピーダンスを変化させて上記コア内の
磁束変化の打ち消しｍを調節することにより上記磁気バ
イアスを調節する。

インバータトランス４は、可飽和トランス３のトリガ巻
線３３およびコンデンサ５１．５２を介してＦＥＴ２１
と２２の接続点ｄと直流端子ａ、ｂとの間に交流的に接
続された１次巻線４１、このインバータの出力巻線とし
て負荷５に接続された２次巻線４２、および出力検出巻
線４３を有するリーケージトランスである。第２図は、
このインバータトランス４の構造を示す斜視図（ａ＞お
よび断面図（１））である。同図において、４４．４５
はＥ型コアで、スペーサ４６を介して突き合せされ、各
コア４４．４５の中脚はそれぞれ１次巻線４１および４
２を巻回したボビン４７．４８に嵌挿されている。そし
て、出力検出巻線４３は、１次巻線４１上に絶縁テープ
４９を介して数ターンが巻回されている。

第１図を参照して、制御回路６は、インバータトランス
４の出力検出巻線４３に誘起される交流電圧を整流する
整流器６０および平滑用コンデンサ６１、コンデンサ６
１の端子間に発生した直流電圧を分圧する抵抗６２．６
３および可変抵抗６４、参照電圧源としてのツェナーダ
イオード６６、可変抵抗６４の活動端子に発生した電圧
を検出するトランジスタ６７、トランジスタ６７によっ
て駆動される可変インピーダンス素子としてのトランジ
スタ６８、直流素子であるトランジスタ６８を可飽和ト
ランス３の帰還巻線３４に対して交流的に接続するため
のダイオードブリッジ６９、そして抵抗６３と並列に接
続されたコンデンサ８１、ダイオードブリッジ６９の直
流端子間にトランジスタ６８と並列に接続されたコンデ
ンサ８２、ならびにトランジスタ６８と直列に接続され
た抵抗８３等を具備する。

起動回路７においては、抵抗７１とコンデンサ７２の直
列回路を直流端子ａとｂとの間に接続し、抵抗７１とコ
ンデンサ７２の接続点ｅから一方のＦＥＴ２２のゲート
に双方向サイリスタ７３を接続することにより、弛張発
振回路を形成している。接続点ｅとＦＥＴ２２のドレイ
ンとの間に順方向に接続されたダイオード７４は、イン
バータ起動後にコンデンサ７２の充電電圧を双方向サイ
リスタ７３のブレークオーバー電圧以下に保ち、起動回
路の動作を停止させ、インバータの誤動作を防止するた
めのものである。

次に、第１図のインバータの作用を説明する。

まず、このインバータの起動について説明する。

商用電源１１が投入され、その交流出力が整流回路１２
およびコンデンサ１３によって整流平滑されて直流端子
ａ、ｂに直流出力を生じると、抵抗７１を介してコンデ
ンサ７２に電荷が蓄積される。これにより接続点ｅの電
位が上昇し、それが双方向サイリスタ７３のブレークオ
ーバー電圧を超えるとサイリスタ７３が導通して片側の
ＦＥＴ２２にゲート電圧を印加する。同時にＦＥＴ２２
のドレインには接続点ｅからダイオード１４を介して直
流電圧が印加されているので、ＦＥＴ２２が導通し、直
流端子ａ。

ｂからコンデンサ５１．５２、トランス４の１次巻線４
１、トランス３のトリガ巻線３３、ＦＥＴ２２および直
流端子すの経路で電流が流れる。そして、トリが巻線３
３に流れる電流は駆動巻線３２に正帰還され、ＦＥＴ２
２は双方向サイリスタ１３が極く短時間でオフしたとし
ても導通状態を維持する。このＦＥＴ２２が導通状態に
ある間、トリが巻線３３の電流は時間とともに増加し、
可飽和トランス３はコア内の磁束密度が増加して遂には
飽和する。すると、駆動巻線３２の誘起電圧は零となり
、ＦＥＴ２２はオフする。従ってトリが巻線３３に流れ
る電流すなわちトランス３のコアに対する起磁力が急減
し、この起磁力がコアを磁気飽和させるレベルより小さ
くなった時、今度は駆ｆｌ１巻線３１に正の電圧が誘起
され、ＦＥＴ２１がオンする。このオン状態は、トリガ
巻２１３３および駆動巻線３１を介しての正帰還により
トランス３が飽和するまで持続する。以後は同様にＦＥ
Ｔ２２と２１とが交互にオンし、インバータは発振を持
続する。

この発振動作により、インバータトランス４の１次巻線
は交流駆動され、２次巻線４２には交流電圧が誘起され
る。負荷のハロゲンランプ５はこの２次誘起出力を供給
され、点灯する。

なお、コンデンサ２３は、ＦＥＴ２１または２２のオフ
時、巻線３３および４１に流れる電流が急変することに
よるサージ電圧の発生を防止してＦＥＴ２１゜２２等の
回路素子を保護するためのものである。また、ツェナー
ダイオード２５．２６もＦ　Ｅ　Ｔ２１．２２のゲート
を過渡時の異常電圧から保護するためのものひある。

次に、このインバータにおける出力電圧安定化動作につ
いて説明する。なお、このインバータは、ＦＥＴ２１，
２２の負荷回路がインバータトランス４の１次巻線４１
およびコンデンサ５１．５２等からなる直列共振回路を
形成しているが、ここでは、第３図に示すように、イン
バータの発振周波数ｆｓを上記負荷回路の共振周波数ｆ
Ｏより高い周波数に設定しであるものとする。

インバータが発振し、インバータトランス４の１次巻線
４１が交流駆動されると、出力検出巻線４３には、１次
巻線４１への印加電圧に応じた電圧が誘起される。この
誘起電圧は制御回路の整流器６０およびコンデンサ６１
で直流化され、ざらに抵抗６２゜６３および可変抵抗６
４によって分圧された後、出力検出電圧ｖ８としてトラ
ンジスタ６７のベースに印加される。トランジスタ６７
は、コンデンサ６４の負端子Ｑに対してツェナーダイオ
ード６６のツェナー電圧（参照電圧■ε）だけバイアス
されており、この参照電圧■εと出力検出電圧ｖ日との
差であるエミッタ・ベース間電圧に応じてトランジスタ
６８にベース電流を供給する。トランジスタ６８はダイ
オードブリッジ６９を介して可飽和トランス３の帰還巻
線３４の端子間を交流的に終端しており、上記ベース電
流に応じてＡ級動作し、等測的なインピーダンスが可変
する。

今、インバータの出力電圧、従って１次巻線４１の駆動
電流および出力検出巻線４３への誘起電圧が設定値より
低下したとすると、コンデンサ６１の端子間電圧が低下
し、トランジスタ６７はこのコンデンサ６１の負端子Ｑ
に対するエミッタ電位ＶＥがツェナーダイオード６６に
より一定に保持されたままベース電位（出力検出電圧）
Ｖｅが低下してエミッタ・ベース間電圧が上昇し、コレ
クタ電流、従ってトランジスタ６８のベース電流が増加
する。これにより、トランジスタ６８のコレクタ・エミ
ッタ間の等価インピーダンスが低くなり、帰還巻線３４
に流れる電流すなわち可飽和トランス３のコア内磁束の
キャンセルｍが増加し、可飽和トランス３はコア内磁束
密度が減少する。従って、トランス３が飽和するタイミ
ングすなわちＦＥＴ２１，２２のオフタイミングが遅れ
、インバータの発振周波数が下がる。前述のように、こ
のインバータの発振周波数ｆｓは負荷回路共振周波数ｆ
Ｏより高い周波数に設定しであるので、発振周波数が例
えばｆｌに下がって共振周波数ｆｏに近付くと、１次巻
線４１を流れる電流が増加して交流出力電圧が上昇する
。

一方、インバータの出力電圧が設定値より上昇すると、
出力検出電圧が上界し、トランジスタ６７はベース電位
Ｖｅが上昇してエミッタ・ベース間電圧が下降し、トラ
ンジスタ６８はベース電流が減少してコレクタ・エミッ
タ間等価インピーダンスが大きくなる。これにより、帰
還巻線３４に流れる電流が減少し、可飽和トランス３は
コア内磁束密度が増加して飽和のタイミングが早まる。

従って、Ｆ　Ｅ　Ｔ２１．２２がオフするタイミングが
早まり、発振周波数が例えばｆ３に上界し、１次巻線４
１の電流が減少して交流出力電圧が低下する。

このように、このインバータは交流出力電圧の変動を打
ち消すように動作し、交流出力電圧を安定化する。

第４図は、ＦＥＴ２１，２２のドレイン・ソース間電圧
Ｖｏｓおよびドレイン電流Ｉｓの波形を示す。

（ｂ）および（Ｃ）は、それぞれ（ａ）に対してトラン
ジスタ６８の等価インピーダンスが大きい場合、および
小さい場合の波形である。

次に、第１図における１ｌｉｌｌｔ１１回路６のコンデ
ンサ８１、８２および抵抗８３の役割について説明する
。

第１図のインバータにおいて、帰還巻線３４は可飽和ト
ランス３の負荷でもあるため、帰還巻線３４の終端抵抗
が小さくなってこの帰還巻線３４に流れる電流が増加す
るに従い、駆動巻１ｉ１３１．３２に誘起される電圧が
低下し、このためインバータの起動特性を損ねたり、最
悪の場合は、ＦＥＴ２１，２２を駆動することができな
くなって発振を停止したり、間欠発振を起こす。制御回
路６のトランジスタ６８と直列に接続されている抵抗８
３は、帰還巻線３４の終端抵抗の下限を限定するための
ものであり、インバータが上記異常動作を起こさない範
囲でできるだけ小さい値に選定しである。また、コンデ
ンサ８１は、起動待、トランジスタ６７のベース電位ｖ
日をコンデンサ６１の正端子り側ヘプルアップすること
により、トランジスタ６７のエミッタ・べ一ス間電圧を
小さくし、もってトランジスタ６１および６８をオフし
、ゲート駆動電圧の低下を防止して起動特性の向上を図
るためのものである。

コンデンサ８２は、これが無いと、帰還巻線３４に誘起
された電圧をダイオードブリッジ６９で整流した電圧Ｖ
ＲＥ　Ｃの波形は第４図（ａ）の実線のようになるが、
このダイオードブリッジ６９の整流出力とＦＥＴ２１，
２２のスイッチングのタイミングとは位相が必ずしも一
致しない。例えばＦ　Ｅ　Ｔ　２１゜２２が整流出力Ｖ
ＲＥＣのピークよりずれた低い電圧のタイミングｔ１で
スイッチングすることもある。この場合、トランジスタ
６８は充分なコレクタ・エミッタ間電圧が印加されず、
能動領域より外れてしまい、等価インピーダンスが充分
に変化せず、インバータの出力安定化が充分に行なわれ
ないこととなる。

これに対し、ダイオードブリッジ６９の整流出力をコン
デンサ８２で平滑することにより、整流出力ＶＲεＣは
第４図（ａ＞の点線のような平滑された電圧となり、ト
ランジスタ６８は常時充分高いコレクタ・エミッタ間電
圧Ｖｃεが印加されることとなるので可変抵抗としての
動作領域が広くなる。

因みに、商用電源１１の±１０％の電圧変動に対する交
流出力電圧の変動は、このコンデンサ８２の無い場合、
−１０％〜＋２％であったものが、コンデンサ８２を接
続することによって一６％〜＋１％に改善された。

〔他の実施例］ 第５図は本発明の他の実施例を示す。同図の装置は、第
１図のものに対し、コンデンサ５１．５２は直流遮断専
用に用い、コンデンサ５３を共振用として付加したもの
である。その他の構成および動作は第１図のものと同様
である。

［発明の適用範囲］ なお、本発明は上述の実施例に限定されることなく適宜
変形して実施することができる。例えば、上述において
は、トランジスタとしてＭＯＳＦＥＴを用いているが、
バイボールトランジスタも使用可能である。

また、上述においては、出力トランスとしてリーケージ
形のものを用いているが、より理想トランスに近い通常
のトランスも使用可能である。

［発明の効果］ 以上のように本発明によると、分圧抵抗と並列にコンデ
ンサを接続するだけという簡単な方法でインバータの始
動電圧特性を改善することができる。つまり、より低い
電源電圧で始動させることができるようになる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例に係るトランジスタインバー
タの回路図、第２図は第１図における出力トランスの構
造を示す図、第３図は第１図におけるＦＥＴの負荷回路
の共振特性を示すグラフ、第４図は第１図のインバータ
の各部波形図、第５図は本発明の他の実施例を示す回路
図である。 ａ、ｂ：直流入力端子、１：直流電源回路、１１：商用
電源、１２：全波整流回路、１３：平滑用コンデンサ、
２１．２２：ＭＯ８ＦＥＴ１３　：可飽和形発振。 トランス、３１，３２：ゲート駆動巻線、３３：トリガ
巻線（励磁巻線）、３４：帰還巻線、４：インバータト
ランス、４１：１次巻線、４２：２次巻線、４３：出力
検出巻線、５：負荷、６：制御回路、６０：整流器、６
２．６３．６４：分圧用抵抗、６７、６８：　トランジ
スタ、８１：コンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、正負一対の直流入力端子、１次巻線と２次巻線と出
   力検出巻線とを有する出力トランス、上記１次巻線を駆
   動するトランジスタ、該トランジスタの出力を該トラン
   ジスタの制御電極へ正帰還する励磁巻線と制御電極駆動
   巻線および可変インピーダンス素子を負荷された帰還巻
   線を有する可飽和形発振トランス、上記出力検出巻線へ
   の誘起出力を整流する整流回路、該整流回路の直流出力
   を分圧する抵抗直列回路、該抵抗直列回路の分圧出力と
   所定の参照電圧との大小関係に応じて上記可変インピー
   ダンス素子のインピーダンスを増減する比較回路とを具
   備し、上記トランジスタを自励発振させるとともに、上
   記帰還巻線に流れる電流を制御して上記トランジスタの
   発振周波数またはオン・オフデューティ比を制御するこ
   とにより上記２次巻線に安定化された交流出力を発生す
   る電力変換装置であつて、 上記抵抗直列回路を構成する複数の抵抗の一部と並列に
   コンデンサを接続し、上記直流入力投入時、上記分圧出
   力を上記可変ピーダンスが大きくなる側に偏倚せしめた
   ことを特徴とする電力変換装置。 ２、前記直流入力が、商用電源より整流平滑された直流
   電力である特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。 ３、前記負荷がハロゲンランプである特許請求の範囲第
   ２項記載の電力変換装置。