JPH02202358A - 磁気増幅器制御形スイッチングレギュレータ - Google Patents
磁気増幅器制御形スイッチングレギュレータInfo
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- JPH02202358A JPH02202358A JP2132089A JP2132089A JPH02202358A JP H02202358 A JPH02202358 A JP H02202358A JP 2132089 A JP2132089 A JP 2132089A JP 2132089 A JP2132089 A JP 2132089A JP H02202358 A JPH02202358 A JP H02202358A
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- capacitor
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- 238000013016 damping Methods 0.000 claims abstract description 17
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 12
- 238000004804 winding Methods 0.000 abstract description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 5
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
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- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
負荷への供給電力を調整する可飽和リアクトルを有する
磁気増幅器を備え、可飽和リアクトルの出力電流をキャ
パシタを含む平滑フィルタで平滑して負荷に供給するよ
うに構成された磁気増幅器制御形スイッチングレギュレ
ータに関し。
磁気増幅器を備え、可飽和リアクトルの出力電流をキャ
パシタを含む平滑フィルタで平滑して負荷に供給するよ
うに構成された磁気増幅器制御形スイッチングレギュレ
ータに関し。
可飽和リアクトルと平滑フィルタのキャパシタ等で形成
される共振回路により回路動作が不安定となることを防
止することを目的とし。
される共振回路により回路動作が不安定となることを防
止することを目的とし。
可飽和リアクトルとキャパシタとで形成される共振回路
内に、共振回路のＱを低減させるダンピング抵抗手段を
設けたことを特徴とする。
内に、共振回路のＱを低減させるダンピング抵抗手段を
設けたことを特徴とする。
本発明は２負荷への供給出力を調整する可飽和リアクト
ルを有する磁気増幅器を備えた磁気増幅器制御形スイッ
チングレギュレータに関する。
ルを有する磁気増幅器を備えた磁気増幅器制御形スイッ
チングレギュレータに関する。
この種のインチングレギュレータとしては８例えば磁気
増幅塁制御形のフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータ等が
ある。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、可飽和リアクト
ル等により共振回路が形成されて回路動作が不安定とな
らないことが必要とされる。
増幅塁制御形のフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータ等が
ある。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、可飽和リアクト
ル等により共振回路が形成されて回路動作が不安定とな
らないことが必要とされる。
第４図には、磁気増幅器を用いて安定化制御を行うフォ
ワード制御形ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例が示される
。第４図中、１は直流電源、２はトランスであり、トラ
ンス２の１次側回路はダイオード３．スイッチングトラ
ンジスタ４．駆動回路５を含み構成される。この１次側
回路では、９１動回路５が一定周期でスイッチングトラ
ンジスタ４を０Ｎ１０ＦＦＬ、、それにより直流電源１
からの電力をトランス２の１次巻線Ｎｐに断続供給して
いる。
ワード制御形ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例が示される
。第４図中、１は直流電源、２はトランスであり、トラ
ンス２の１次側回路はダイオード３．スイッチングトラ
ンジスタ４．駆動回路５を含み構成される。この１次側
回路では、９１動回路５が一定周期でスイッチングトラ
ンジスタ４を０Ｎ１０ＦＦＬ、、それにより直流電源１
からの電力をトランス２の１次巻線Ｎｐに断続供給して
いる。
２次側回路は、２次巻線Ｎｓからの出力電流を可飽和リ
アクトル６を介し、整流ダイオード７で整流し、さらに
チョークコイル９と平滑キャパシタ１２とで平滑した後
に負荷１３に供給するようになっており、フライホイー
ルダイオード８はチョークコイル９に蓄えられたエネル
ギーをスイッチングトランジスタ４のＯＦＦ時に放出さ
せるように作用する。また出力電圧Ｅｏを安定化するた
めにダイオード１１を介して可飽和リアクトル６に制御
電流１ｃを供給する制御回路１０を備える。
アクトル６を介し、整流ダイオード７で整流し、さらに
チョークコイル９と平滑キャパシタ１２とで平滑した後
に負荷１３に供給するようになっており、フライホイー
ルダイオード８はチョークコイル９に蓄えられたエネル
ギーをスイッチングトランジスタ４のＯＦＦ時に放出さ
せるように作用する。また出力電圧Ｅｏを安定化するた
めにダイオード１１を介して可飽和リアクトル６に制御
電流１ｃを供給する制御回路１０を備える。
この従来装置の動作を以下に説明する。トランジスタ４
がＯＮ時には、トランス２の１次巻線Ｎｐに駆動電流が
流れ、それにより２次巻線Ｎｓに２次電流が誘起され、
この２次巻線Ｎｇの出力電流が可飽和リアクトル６、整
流ダイオード７゜チョークコイル９を介し、平滑キャパ
シタ１２で平滑されて負荷抵抗１３に供給される。
がＯＮ時には、トランス２の１次巻線Ｎｐに駆動電流が
流れ、それにより２次巻線Ｎｓに２次電流が誘起され、
この２次巻線Ｎｇの出力電流が可飽和リアクトル６、整
流ダイオード７゜チョークコイル９を介し、平滑キャパ
シタ１２で平滑されて負荷抵抗１３に供給される。
次に駆動トランジスタ５がＯＦＦされると、トランジス
タ５のＯＮ時にチョークコイル９に蓄えられたエネルギ
ーがフライホイールダイオード８の作用より、平滑キャ
パシタ１２で平滑されて負荷抵抗１３に電力供給される
。
タ５のＯＮ時にチョークコイル９に蓄えられたエネルギ
ーがフライホイールダイオード８の作用より、平滑キャ
パシタ１２で平滑されて負荷抵抗１３に電力供給される
。
出力電圧Ｅｏの安定化は、出力電圧Ｅｏを制御回路１０
で検出し、この検出値に応じて、制御回路１０がスイッ
チングトランジスタ４のＯＦＦ時に可飽和リアクトル６
にダイオード１１を介して制御電流１ｃを流すことによ
って行われる。
で検出し、この検出値に応じて、制御回路１０がスイッ
チングトランジスタ４のＯＦＦ時に可飽和リアクトル６
にダイオード１１を介して制御電流１ｃを流すことによ
って行われる。
第５図にはこの制御の様子を説明するための２次側回路
の各部の電圧波形が示されている０図中。
の各部の電圧波形が示されている０図中。
Ｖｎｓはトランス２の２次巻線Ｎｓの両端電圧波形。
Ｖｓｒは可飽和リアクトル６の両端電圧波形、■】は整
流ダイオード７のカソードの出力電圧波形。
流ダイオード７のカソードの出力電圧波形。
Ｉｃは制御ダイオード１１を流れる制御電流をそれぞれ
示す。
示す。
図示の如り、駆動トランジスタ５がＯＮして２次巻線Ｎ
ｓに電圧Ｖｎｓが発生した時点では、可飽和リアクトル
６は非飽和状態でインピーダンスが高いので、２次電圧
Ｖｎｓは全部可飽和リアクトル６にかかり、負荷側へは
供給されない。
ｓに電圧Ｖｎｓが発生した時点では、可飽和リアクトル
６は非飽和状態でインピーダンスが高いので、２次電圧
Ｖｎｓは全部可飽和リアクトル６にかかり、負荷側へは
供給されない。
可飽和り゛アクドル６に流れる電流が増加して可飽和リ
アクトル６が飽和状態になると、このインピーダンスは
ほぼゼロとなり、２次電圧Ｖｎｓは整流ダイオード７を
介し、電圧■１としてチョークコイル９を介して負荷抵
抗１３側に印加される。
アクトル６が飽和状態になると、このインピーダンスは
ほぼゼロとなり、２次電圧Ｖｎｓは整流ダイオード７を
介し、電圧■１としてチョークコイル９を介して負荷抵
抗１３側に印加される。
したがって出力電圧Ｅｏの安定化制御は９可飽和リアク
トル６の非飽和期間ｔ１を調整し、それにより負荷側に
供給される電力を調整することにより可箋である０例え
ば出力電圧Ｅｏが高くなると、制御回路１０はスイッチ
ングトランジスタ４のＯＦＦ期間中に可飽和リアクトル
６に出力される制御型ｆＪＬＩ ｃを増加させ、それに
よりスイッチングトランジスタ４のＯＮ期間中の可飽和
リアクトル６の非飽和期間ｔ１従って電圧時間積Ｖｓｒ
・ｔｌを増加させ、負荷抵抗１３側に供給される電力を
減少させて出力電圧ＥＯを下げている。
トル６の非飽和期間ｔ１を調整し、それにより負荷側に
供給される電力を調整することにより可箋である０例え
ば出力電圧Ｅｏが高くなると、制御回路１０はスイッチ
ングトランジスタ４のＯＦＦ期間中に可飽和リアクトル
６に出力される制御型ｆＪＬＩ ｃを増加させ、それに
よりスイッチングトランジスタ４のＯＮ期間中の可飽和
リアクトル６の非飽和期間ｔ１従って電圧時間積Ｖｓｒ
・ｔｌを増加させ、負荷抵抗１３側に供給される電力を
減少させて出力電圧ＥＯを下げている。
従来装置においては、制御回路１０および制御ダイオー
ド１１は、それらに並列にそれぞれ漂遊容ＩＩ Ｏｓｃ
、 １１ ｓｃを有しており、交流的には。
ド１１は、それらに並列にそれぞれ漂遊容ＩＩ Ｏｓｃ
、 １１ ｓｃを有しており、交流的には。
可飽和リアクトル６、ダイオード１１の逆回復期間時の
漂遊容量１１ｓｃ、制御回路１０内のトランジスタの蓄
積時間時の漂遊容量１０ｓｃ、平滑キャパシタ１２．お
よび二次巻線Ｎｓで閉回路が形成されている。
漂遊容量１１ｓｃ、制御回路１０内のトランジスタの蓄
積時間時の漂遊容量１０ｓｃ、平滑キャパシタ１２．お
よび二次巻線Ｎｓで閉回路が形成されている。
このためトランス２に印加される二次巻線Ｎｓに印加さ
れる電圧の極性がトランジスタ４の０Ｎ１０ＦＦによっ
て変わる時点、可飽相リアクトル６が飽和から非飽和に
移る時点、および可飽和リアクトル６が非飽和から飽和
に移る時点で、制御電流１ｃとは異なる無制御の電流１
ｕｃとＩ ｕｃ ’が上述の閉回路に流れる。
れる電圧の極性がトランジスタ４の０Ｎ１０ＦＦによっ
て変わる時点、可飽相リアクトル６が飽和から非飽和に
移る時点、および可飽和リアクトル６が非飽和から飽和
に移る時点で、制御電流１ｃとは異なる無制御の電流１
ｕｃとＩ ｕｃ ’が上述の閉回路に流れる。
この電流１ｕｃとＩ ｕｃ ’は、可飽和リアクトル６
の飽和時のインダクタンスと平滑キャパシタ１２の共振
回路で共振を引き起こす原因となり、それにより回路動
作が不安定になるという問題がある。
の飽和時のインダクタンスと平滑キャパシタ１２の共振
回路で共振を引き起こす原因となり、それにより回路動
作が不安定になるという問題がある。
したがって本発明の目的は、可飽和リアクトル等により
形成される共振回路の共振によって回路動作が不安定と
なることを防止することにある。
形成される共振回路の共振によって回路動作が不安定と
なることを防止することにある。
（課題を解決するための手段〕
第１図は本発明に係る原理説明図である。
第１図において、３１は負荷、３２は可変リアクトル、
３３は平置用キャパシタ、３４はダンピング抵抗手段、
３５はフライホイールダイオード。
３３は平置用キャパシタ、３４はダンピング抵抗手段、
３５はフライホイールダイオード。
３６はトランス２次巻線等の電源、３７は可飽和リアク
トル３２の制御回路、３８は整流ダイオードである。
トル３２の制御回路、３８は整流ダイオードである。
本発明に係る磁気増幅器ｖａｍ形スイスイツチングレギ
ュレータ負荷３１への供給電力を調整する可飽和リアク
トル３２を有する磁気増輪姦を備え。
ュレータ負荷３１への供給電力を調整する可飽和リアク
トル３２を有する磁気増輪姦を備え。
可飽和リアクトル３２の出力電流をキャパシタ３３を含
む平滑フィルタで平滑して負荷３１に供給するように構
成された磁気増幅器制御形スイッチングレギュレータに
おいて、可飽和リアクトル３２とキャパシタ３３とで形
成される共振回路内に。
む平滑フィルタで平滑して負荷３１に供給するように構
成された磁気増幅器制御形スイッチングレギュレータに
おいて、可飽和リアクトル３２とキャパシタ３３とで形
成される共振回路内に。
共振回路のＱを低減させるダンピング抵抗手段３４を設
けてなる。
けてなる。
可飽和リアクトル３２とキャパシタ３３等で共振回路が
形成されるような場合でも、共振回路内にダンピング抵
抗手段３４を設けることにより共振回路のＱを低減する
ことができ、それによって共振により回路動作が不安定
になることを防止できる。
形成されるような場合でも、共振回路内にダンピング抵
抗手段３４を設けることにより共振回路のＱを低減する
ことができ、それによって共振により回路動作が不安定
になることを防止できる。
以下２図面を参照しつつ本発明の詳細な説明する。
第２図には１本発明の一実施例としての磁気増幅器制御
形スイッチングレギエレータが示される。
形スイッチングレギエレータが示される。
図中、第４図と同じ構成部品には同じ参照符号が付され
ている。相違点として、実施例装置では。
ている。相違点として、実施例装置では。
制御ダイオード１１のアノードＡと二次巻線Ｎｇの一端
との間にダンピング抵抗器１４が接続されていることで
ある。
との間にダンピング抵抗器１４が接続されていることで
ある。
このようにダンピング抵抗器１４を設けると。
第２図中に・示される如く、ダンピング抵抗器１４゜ダ
イオード１１．可飽和リアクトル６、二次巻線Ｎｓで形
成される閉回路に電流＋ｒｏが流れることが可能になり
、交流的には可飽和リアクトル６と並列にダンピング抵
抗器１４とダイオード１１が接続されたことと等価にな
る。この結果、可飽和リアクトル６のＱが減少し、それ
により共振の発生が抑制されて回路動作が安定になる。
イオード１１．可飽和リアクトル６、二次巻線Ｎｓで形
成される閉回路に電流＋ｒｏが流れることが可能になり
、交流的には可飽和リアクトル６と並列にダンピング抵
抗器１４とダイオード１１が接続されたことと等価にな
る。この結果、可飽和リアクトル６のＱが減少し、それ
により共振の発生が抑制されて回路動作が安定になる。
本発明の実施にあたっては種々の変形形態が可能である
。第３図はかかる変形例を示すものである。この変形例
装置は上述の実施例のダンピング抵抗器１４に更に直列
にダイオード１５を付加して制御ダイオード１１に接続
したものである。このようなダイオード１５を付加する
と、制御回路１０からの制御電流１ｃがダンピング抵抗
器１４側に流れ込むことを防止でき、ダンピング抵抗器
１４で消費される電力を削減できるようになる。
。第３図はかかる変形例を示すものである。この変形例
装置は上述の実施例のダンピング抵抗器１４に更に直列
にダイオード１５を付加して制御ダイオード１１に接続
したものである。このようなダイオード１５を付加する
と、制御回路１０からの制御電流１ｃがダンピング抵抗
器１４側に流れ込むことを防止でき、ダンピング抵抗器
１４で消費される電力を削減できるようになる。
また他の変形例として、ダンピング抵抗器を可飽和リア
クトルに直接に並列接続したり、あるいは平滑キャパシ
タに並列接続したりして共振回路のＱを低減させること
も可能である。
クトルに直接に並列接続したり、あるいは平滑キャパシ
タに並列接続したりして共振回路のＱを低減させること
も可能である。
本発明によれば、可飽和リアクトル等により形成される
共振回路の共振によって回路動作が不安定となることを
防止できる。
共振回路の共振によって回路動作が不安定となることを
防止できる。
第１図は本発明に係る原理説明図。
第２図は本発明の一実施例としての磁気増幅器制御形ス
イッチングレギュレータを示すブロック図。 第３１１！！Ｏは本発明の変形例を示すブロック図。 第４図は従来例の磁気増幅器制御形スイッチングレギュ
レータを示すブロック図、および。 第５図は従来装置の動作波形図である。 図において。 １−・直流電源 ２− トランス ３、 １１． １５−−ダイオード ４−・スイッチングトランジスタ ５−駆動回路 ６−可飽和リアクトル アー整流ダイオード ８−フライホイールダイオード ９−チョークコイル １０−一制御回路 １２・−事情キャパシタ １３・・−負荷抵抗 本ノヒ８月区イ奈る原理説弓９図 第１図 第２図 ４−ダンピング抵抗器 第３図 第４図
イッチングレギュレータを示すブロック図。 第３１１！！Ｏは本発明の変形例を示すブロック図。 第４図は従来例の磁気増幅器制御形スイッチングレギュ
レータを示すブロック図、および。 第５図は従来装置の動作波形図である。 図において。 １−・直流電源 ２− トランス ３、 １１． １５−−ダイオード ４−・スイッチングトランジスタ ５−駆動回路 ６−可飽和リアクトル アー整流ダイオード ８−フライホイールダイオード ９−チョークコイル １０−一制御回路 １２・−事情キャパシタ １３・・−負荷抵抗 本ノヒ８月区イ奈る原理説弓９図 第１図 第２図 ４−ダンピング抵抗器 第３図 第４図
Claims (1)
- １、負荷（３１）への供給電力を調整する可飽和リアク
トル（３２）を有する磁気増幅器を備え、該可飽和リア
クトル（３２）の出力電流をキャパシタ（３３）を含む
平滑フィルタで平滑して該負荷（３１）に供給するよう
に構成された磁気増幅器制御形スイッチングレギュレー
タにおいて、該可飽和リアクトル（３２）と該キャパシ
タ（３３）とで形成される共振回路内に、共振回路のＱ
を低減させるダンピング抵抗手段（３４）を設けたこと
を特徴とする磁気増幅器制御形スイッチングレギュレー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2132089A JPH02202358A (ja) | 1989-01-31 | 1989-01-31 | 磁気増幅器制御形スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2132089A JPH02202358A (ja) | 1989-01-31 | 1989-01-31 | 磁気増幅器制御形スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02202358A true JPH02202358A (ja) | 1990-08-10 |
Family
ID=12051862
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2132089A Pending JPH02202358A (ja) | 1989-01-31 | 1989-01-31 | 磁気増幅器制御形スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02202358A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0856941A1 (de) * | 1997-02-03 | 1998-08-05 | Robert Bosch Gmbh | Abtast-Phasendetektor |
| JP2013539349A (ja) * | 2010-10-05 | 2013-10-17 | アーベーベー・テヒノロギー・アーゲー | コンバータ回路 |
-
1989
- 1989-01-31 JP JP2132089A patent/JPH02202358A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0856941A1 (de) * | 1997-02-03 | 1998-08-05 | Robert Bosch Gmbh | Abtast-Phasendetektor |
| US5900747A (en) * | 1997-02-03 | 1999-05-04 | Robert Bosch Gmbh | Sampling phase detector |
| JP2013539349A (ja) * | 2010-10-05 | 2013-10-17 | アーベーベー・テヒノロギー・アーゲー | コンバータ回路 |
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