JPWO2013018787A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

トランス（Ｔ１）の一次巻線（Ｌ１）と第２スイッチング素子（Ｑ１２）との間には、共振コンデンサ（Ｃｒ）およびインダクタ（Ｌｒ）が直列に接続されている。第１整流スイッチング素子（Ｑ２１）およびコンデンサ（Ｃｏ１）からなる第１の整流平滑回路は、トランス（Ｔ１）の第１の二次巻線（Ｌ２１）に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧Ｖｏ１を取り出す。第２整流スイッチング素子（Ｑ２２）およびコンデンサ（Ｃｏ２）からなる第２の整流平滑回路は、トランス（Ｔ１）の第２の二次巻線（Ｌ２２）に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧Ｖｏ２を取り出す。制御回路（１０）は、第１の出力電圧Ｖｏ１および第２の出力電圧Ｖｏ２に基づいて、第１スイッチング素子（Ｑ１１）のオン時間および第２スイッチング素子（Ｑ１２）のオン時間をそれぞれ制御する。

Description

本発明は、複数の出力を有するスイッチング電源装置に関し、特に二つの出力を同時に精度良く制御できるようにしたスイッチング電源装置に関するものである。
複数の出力を有するスイッチング電源装置として、例えば特許文献１，２が開示されている。
特許文献１には、トランスの二次巻線を二つ備え、それぞれに整流平滑回路が設けられ、一方の二次巻線の出力電圧を検出して、フィードバック制御をするように構成された電源回路が示されている。
また、特許文献２には電流共振コンバータ構成のスイッチング電源回路が示されている。ここで特許文献２に挙げられているスイッチング電源回路を図１に示す。このスイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とコンバータトランス３およびスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を制御する制御回路２とを有する電流共振型のスイッチングレギュレータである。コンバータトランス３はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン、オフ動作に伴い入力電圧が印加される一次巻線Ｎｐと、制御回路２に動作電圧Ｖｃｃを供給する制御電圧用の二次巻線Ｎｓ２および直流出力Ｖｏを取り出すための出力電圧用の二次巻線Ｎｓ１を有し、それぞれの二次側に全波整流回路が構成されている。制御回路２はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を両方のスイッチ素子が共にオフとなるデッドタイムを挟んで、ほぼＤｕｔｙ５０％で相補駆動し、周波数制御によって出力電圧Ｖｏを制御する。
実開平４−１２１１８１号公報 特開平６−３０３７７１号公報
特許文献１，２の何れの電源回路でも、トランスの二つの二次巻線のうち、一方の整流平滑出力（制御出力側）の電圧が安定化されるように制御される。しかし、トランスの結合度、抵抗成分、ダイオードの順方向降下電圧、およびスイッチングによるサージなどの影響により、トランスの巻線の巻数比だけでは出力電圧が決定されず、非制御出力側は負荷の軽重や、素子の特性変化やばらつきによって出力電圧が変化する。すなわち、非制御出力側の電圧安定化の精度が低い、という課題があった。特に、一方の出力が軽負荷や無負荷といった場合のように、二出力の出力差が大きい場合に電圧を精度良く出力することは困難であった。
本発明の目的は、二つの出力を同時に精度良く制御できるようにしたスイッチング電源装置を提供することにある。
前記課題を解決するために、スイッチング電源装置を次のように構成する。
（１）直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子による直列回路と、
少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランスと、
前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子に並列に接続され、前記トランスの一次巻線とインダクタとキャパシタとが直列に接続された直列共振回路と、
前記第１スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧部へ直流電圧を出力する第１の整流平滑回路と、
前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧部へ直流電圧を出力する第２の整流平滑回路と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子のオン時間および前記第２スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を制御するスイッチング制御回路と、を有し、
前記第１の整流平滑回路は、第１整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
前記第２の整流平滑回路は、第２整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
前記スイッチング制御回路は、
前記第１整流スイッチング素子を、前記第１スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第１スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフし、
前記第２整流スイッチング素子を、前記第２スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第２スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフする、または前記第２の整流平滑回路が接続されている前記二次巻線に流れる電流が負にならないタイミングでターンオフする制御回路を備えた、
ことを特徴とする。
（２）直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子がハイサイド、第２スイッチング素子がローサイドとなる第１の直列回路と、
直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第３スイッチング素子がハイサイド、第４スイッチング素子がローサイドとなる第２の直列回路と、
少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランスと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に一端が接続され、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に他端が接続された、前記トランスの一次巻線、インダクタおよびキャパシタによる直列共振回路と、
前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧を取り出す第１の整流平滑回路と、
前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧を取り出す第２の整流平滑回路と、
前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子のオン時間および前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を制御するスイッチング制御回路と、を有し、
前記第１の整流平滑回路は、第１整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
前記第２の整流平滑回路は、第２整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
前記スイッチング制御回路は、
前記第１整流スイッチング素子を、前記第１スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第１スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフし、
前記第２整流スイッチング素子を、前記第２スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第２スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフする、または前記第２の整流平滑回路が接続されている前記二次巻線に流れる電流が負にならないタイミングでターンオフする制御回路を備えた、
ことを特徴とする。
（３）また、前記第１の出力電圧（Ｖｏ１）を検出する第１の出力電圧検出回路と、前記第２の出力電圧（Ｖｏ２）を検出する第２の出力電圧検出回路と、を備え、
前記第１の出力電圧をＶｏ１、前記第２の出力電圧をＶｏ２、前記第１スイッチング素子（Ｑ１１）のオン時間をＴｏｎ１、前記第２スイッチング素子（Ｑ１２）のオン時間をＴｏｎ２、第１の基準電圧をＶｒｅｆ１、第２の基準電圧をＶｒｅｆ２、とすれば、前記スイッチング制御回路は、
Figure 2013018787
（ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは伝達関数、Ｌ［］はラプラス変換を表す。）
の関係で、前記第１の出力電圧検出回路の検出信号および前記第２の出力電圧検出回路の検出信号に基づいて、前記第１の出力電圧Ｖｏ１および前記第２の出力電圧Ｖｏ２がそれぞれ所定の電圧となるように、前記第１スイッチング素子（Ｑ１１）のオン時間Ｔｏｎ１および前記第２スイッチング素子（Ｑ１２）のオン時間Ｔｏｎ２を多変数フィードバック制御する。
（４）また、前記伝達関数Ａ，Ｄはそれぞれ０に定める。すなわち、第１スイッチング素子（Ｑ１１）のオン時間（Ｔｏｎ１）で第２の出力電圧Ｖｏ２を制御し、第２スイッチング素子（Ｑ１２）のオン時間（Ｔｏｎ２）で第１の出力電圧Ｖｏ１を制御する。
（５）前記二次巻線は、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を発生する単一の巻線（Ｌ２）で構成されていてもよい。
（６）前記二次巻線は、前記第１の出力電圧を発生する第１の二次巻線（Ｌ２１）と前記第２の出力電圧を発生する第２の二次巻線（Ｌ２２）で構成されていてもよい。
（７）また、前記第１の二次巻線（Ｌ２１）と前記第２の二次巻線（Ｌ２２）はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路と前記第２の整流平滑回路の接地側同士が接続されていてもよい。
（８）また、前記第１の二次巻線（Ｌ２１）と前記第２の二次巻線（Ｌ２２）はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路の接地側と前記第２の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されているが、又は前記第２の整流平滑回路の接地側と前記第１の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されていてもよい。
この構成により、二つの出力のバランスを良好に保てる。
（９）前記スイッチング制御回路は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成されている。
本発明によれば、二つの出力に接続される負荷の軽重の変動に対してそれぞれ出力電圧の精度を高く保つことができる。しかも、一方の出力が軽負荷や無負荷といった場合のように、二出力の出力差が大きい場合でも出力電圧を精度良く保つことができ、制御可能な負荷の範囲を増大することができる。
また、第１スイッチング素子（Ｑ１１）のオン時間（Ｔｏｎ１）で第２の出力電圧Ｖｏ２を制御し、第２スイッチング素子（Ｑ１２）のオン時間（Ｔｏｎ２）で第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように構成すれば、制御回路を簡素に構成できる。
図１は特許文献２に挙げられているスイッチング電源回路の回路図である。 図２は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。 図３（Ａ）は図２に示したスイッチング電源装置１０１の全体の等価回路図である。図３（Ｂ）は第１スイッチング素子Ｑ１１がオン状態のときの等価回路図、図３（Ｃ）は第２スイッチング素子Ｑ１２がオン状態のときの等価回路図である。 図４は第１スイッチング素子Ｑ１１、第２スイッチング素子Ｑ１２、第１整流スイッチング素子Ｑ２１および第２整流スイッチング素子Ｑ２２の駆動パルスの生成方法を示す図である。 図５は、動作周波数ｆｓｗと共振周波数ｆ０がほぼ等しく、かつ第１負荷ＲＬ１に流れる電流と第２負荷ＲＬ２に流れる電流とが等しいときの、図２の各部の電圧、電流の波形である。 図６は、スイッチング電源回路の動作周波数ｆｓｗが共振周波数ｆ０より高い場合で、第１負荷ＲＬ１に流れる電流が第２負荷ＲＬ２に流れる電流に対して小さいときの、図２の各部の電圧、電流の波形である。 図７は動作周波数ｆｓｗが共振周波数ｆ０より低い場合で、第１負荷ＲＬ１に流れる電流が第２負荷ＲＬ２に流れる電流に対して小さいときの、図２の各部の電圧、電流の波形である。 図８は、図２に示したスイッチング電源装置の二次側の整流スイッチング素子をダイオードで構成したときの波形図である。 図９（Ａ）、図９（Ｂ）は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３Ａ，１０３Ｂの回路図である。 図１０は第３の実施形態のスイッチング電源回路の二次側の回路図である。 図１１は第３の実施形態の別のスイッチング電源回路の二次側の回路図である。 図１２は第３の実施形態の別のスイッチング電源回路の二次側の回路図である。 図１３は第３の実施形態のさらに別のスイッチング電源回路の二次側の回路図である。 図１４は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の一次側の回路図である。
《第１の実施形態》
第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について図２〜図８を参照して説明する。
図２は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。このスイッチング電源装置１０１は、一次巻線Ｌ１、第１の二次巻線Ｌ２１および第２の二次巻線Ｌ２２がそれぞれ磁気的に結合されたトランスＴ１を備えている。直流の入力電圧Ｖｉが入力される電源入力部である電源入力端子Ｐｉ（＋），Ｐｉ（−）には、第１スイッチング素子Ｑ１１および第２スイッチング素子Ｑ１２が直列に接続されている。トランスＴ１の一次巻線Ｌ１と第２スイッチング素子Ｑ１２との間には、それらに直列に接続されて、一次巻線Ｌ１とともに直列共振回路を構成する共振コンデンサＣｒおよびインダクタＬｒが設けられている。このインダクタＬｒは部品として設けられずに、トランスＴ１と複合して構成されていてもよい。
トランスＴ１の第１の二次巻線Ｌ２１には、第１整流スイッチング素子Ｑ２１およびコンデンサＣｏ１からなる第１の整流平滑回路が設けられている。この第１の整流平滑回路は、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間にトランスＴ１の第１の二次巻線Ｌ２１に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧Ｖｏ１を取り出す。
同様に、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｌ２２には、第２整流スイッチング素子Ｑ２２およびコンデンサＣｏ２からなる第２の整流平滑回路が設けられている。この第２の整流平滑回路は、第２スイッチング素子Ｑ１２のオン期間にトランスＴ１の第２の二次巻線Ｌ２２に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧Ｖｏ２を取り出す。
第１整流スイッチング素子Ｑ２１に並列接続されているダイオードＤ２１は部品としてのダイオードまたは第１整流スイッチング素子Ｑ２１の寄生ダイオード（ボディダイオード）である。同様に、第２整流スイッチング素子Ｑ２２に並列接続されているダイオードＤ２２は部品としてのダイオードまたは第２整流スイッチング素子Ｑ２２の寄生ダイオード（ボディダイオード）である。
第１の二次巻線Ｌ２１と第２の二次巻線Ｌ２２はそれぞれ独立に巻回され、この例では第１の整流平滑回路と第２の整流平滑回路にそれぞれ接続されている。
第１の電源出力端子Ｐｏ１（＋），Ｐｏ１（−）には第１の出力電圧Ｖｏ１が出力され、負荷ＲＬ１に印加される。第２の電源出力端子Ｐｏ２（＋），Ｐｏ２（−）には第２の出力電圧Ｖｏ２が出力され、負荷ＲＬ２に印加される。
第１スイッチング素子Ｑ１１および第２スイッチング素子Ｑ１２はＭＯＳ−ＦＥＴであり、それらのゲートにスイッチング制御回路（以下、単に「制御回路」という）１０が接続されている。制御回路１０は、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２を、共にオフ状態である時間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように駆動する。また、制御回路１０は、第１整流スイッチング素子Ｑ２１および第２整流スイッチング素子Ｑ２２を制御する。基本的には、制御回路１０は、第１整流スイッチング素子Ｑ２１を第１スイッチング素子Ｑ１１に応じてオン／オフさせ、第２整流スイッチング素子Ｑ２２を第２スイッチング素子Ｑ１２に応じてオン／オフさせる。
また、制御回路１０は、第１の出力電圧Ｖｏ１および第２の出力電圧Ｖｏ２に基づいて、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン時間および第２スイッチング素子Ｑ１２のオン時間をそれぞれ制御する。すなわち、従来の電流共振コンバータと異なりオンデューティ比は変化する。このことによって、第１の出力電圧Ｖｏ１および第２の出力電圧Ｖｏ２をそれぞれ所定電圧に安定化させる。
図３（Ａ）は図２に示したスイッチング電源装置１０１の全体の等価回路図である。図３（Ｂ）は第１スイッチング素子Ｑ１１がオン状態のときの等価回路図、図３（Ｃ）は第２スイッチング素子Ｑ１２がオン状態のときの等価回路図である。
図３（Ａ）、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）において、インダクタＭは、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１および二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２による相互インダクタンスを等価的に表したインダクタである。コンデンサＣｏ１’，Ｃｏ２’は、図２に示したコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に相当する。また、負荷ＲＬ１’、ＲＬ２’は、図２に示した負荷ＲＬ１，ＲＬ２に相当する。さらに、電流ｉｃｏ１’，ｉｃｏ２’は、図２に示したコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に流れる電流に相当する。但し、コンデンサＣｏ１’，Ｃｏ２’、負荷ＲＬ１’、ＲＬ２’、電流ｉｃｏ１’，ｉｃｏ２’のそれぞれの値は、次式で表されるとおり、トランスＴ１の一次巻線と二次巻線との巻線比に応じた値である。
Figure 2013018787
Figure 2013018787
ここで、Co1’，Co2’ はコンデンサＣｏ１’，Ｃｏ２’の容量値、RL1’，RL2’は負荷ＲＬ１’、ＲＬ２’の抵抗値、ico1’，ico2’ は電流ｉｃｏ１’，ｉｃｏ２’の電流値である。
ここで、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻回数をＮ１、第１の二次巻線Ｌ２１の巻回数をＮ２１、第２の二次巻線Ｌ２２の巻回数をＮ２２で表すと、
n1=N1/N21
n2=N1/N22
である。
第１スイッチング素子Ｑ１１のオンによって、共振回路に入力電圧Ｖｉが印加され、図３（Ｂ）に示すようにＣｒを充電するように電流が流れる。また、第２スイッチング素子Ｑ１２のオンによって、Ｃｒに蓄積されていた電荷を放電するように、図３（Ｃ）に示すように電流が流れる。
ここで、インダクタＬｒの両端電圧をＶｌｒ、負荷ＲＬ１’に印加される電圧をＶｏ１’、コンデンサＣｒの両端電圧をＶｃｒ、第１整流スイッチング素子Ｑ２１に流れる電流をｉｄ１、インダクタＭの両端電圧をＶｍ、インダクタＭに流れる電流をｉｍで表すと、
第１スイッチング素子Ｑ１１オンおよび第１整流スイッチング素子Ｑ２１オン期間には次式が成り立つ。
Figure 2013018787
同様に、第２スイッチング素子Ｑ１２のオンおよび第２整流スイッチング素子Ｑ２２オン期間には次式が成り立つ。
Figure 2013018787
このように、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間において負荷ＲＬ１’に電力を供給するとともに、負荷ＲＬ２’へ供給するための電力をコンデンサＣｒに充電する。また、コンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーを第２スイッチング素子Ｑ１２のオン期間において負荷ＲＬ２’へ供給するとともにコンデンサＣｒの放電を行うことにより、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間において入力電源から共振回路へより大きい電力を供給することができる。このようにして第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間および第２スイッチング素子Ｑ１２のオン期間をフィードバック制御することで電流共振状態を制御し、Ｖｏ１’（＝Ｖｏ１）およびＶｏ２’（＝Ｖｏ２）を独立に制御することができる。
この制御系は、２つの制御量と２つの操作量とが相互干渉を持つ多変数フィードバック制御系であり、以下のような伝達関数行列となる制御器で制御することができる。
Figure 2013018787
ここで、Ｌ［ ］はラプラス変換、Ｔｏｎ１は第１スイッチング素子Ｑ１１のオン時間、Ｔｏｎ２は第２スイッチング素子Ｑ１２のオン時間である。また、A,B,C,Dは回路および動作状態により定まる係数である。またＶｒｅｆ１とＶｒｅｆ２は基準電圧である。
Ｔｏｎ１をＶｏ２に基づき、Ｔｏｎ２をＶｏ１に基づきそれぞれＰＩ制御を行う場合、（５）式に示した、係数A,B,C,Dは次のとおりである。
Figure 2013018787
ここでKIB ／s，KIC／sは積分であり、KPB，KPCは比例である。
この例ではＡ＝Ｄ=０であり、制御が容易となる。すなわち、係数Ａ，Ｄも非ゼロであれば多変数制御となるので実現は難しいが、Ａ＝Ｄ=０であるなら比較的容易に実現できる。
与えられたＴｏｎ１，Ｔｏｎ２で第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２の駆動パルスをどのように生成するかを、制御器１０をＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成する場合について、そのＤＳＰ内部のディジタルＰＷＭモジュールの設定および動作について図４を参照して説明する。
図４において、CNTRはカウンタであり、クロック毎に増加する。PRDはピリオドであり、CNTRがこの値に達するとゼロになる。すなわち、スイッチング周期を決定する。CMPはコンペアであり、CNTRとCMPが一致するとパルスが反転する。
Q11GはQ11のゲート駆動パルス、Q21GはQ21のゲート駆動パルスであり、CNTRがゼロに一致すると立ち上がり、CNTRがCMPと一致すると立ち下がるように設定する。Q12GはQ12のゲート駆動パルス、Q22GはQ22のゲート駆動パルスであり、CNTRがCMPに一致すると立ち上がり、CNTRがPRDと一致すると立ち下がるように設定する。PRDがＴｏｎ１＋Ｔｏｎ２に相当し、CMPがＴｏｎ１に相当するようにＱ１１，Ｑ１２の駆動パルスが生成される。
図２に示した制御回路１０は、第１の出力電圧Ｖｏ１を検出する第１の出力電圧検出回路と、第２の出力電圧Ｖｏ２を検出する第２の出力電圧検出回路を備えている。図２の制御回路１０は、第１の出力電圧検出回路の検出信号および第２の出力電圧検出回路の検出信号に基づいて、第１の出力電圧Ｖｏ１および第２の出力電圧Ｖｏ２がそれぞれ所定値となるように、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン時間Ｔｏｎ１および第２スイッチング素子Ｑ１２のオン時間Ｔｏｎ２をフィードバック制御する。つまりＤＳＰ内部においてPRDとCMPを制御する。
前述のとおり、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間にコンデンサＣｒが充電され、第２スイッチング素子Ｑ１２のオン期間にコンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーを負荷へ供給する。この作用により、第２の出力電圧Ｖｏ１は第１スイッチング素子Ｑ１１のオン時間で制御することができる。同様に、第１の出力電圧Ｖｏ２は第２スイッチング素子Ｑ１２のオン時間で制御することができる。
図５〜図７は図２に示したスイッチング電源装置の各部の電圧、電流の波形図である。また、図８は比較例であり、図２に示したスイッチング電源装置の二次側の整流スイッチング素子をダイオードで構成したときの波形図である。これらの図において、各符号の意味は次のとおりである。
Ｖｄｓ２：第２スイッチング素子Ｑ１２のドレイン・ソース間電圧
ｉＣｒ：共振コンデンサＣｒに流れる電流
ｉＬ２１：二次巻線Ｌ２１に流れる電流
ｉＬ２２：二次巻線Ｌ２２に流れる電流
Ｖｇｓ１２：第２スイッチング素子Ｑ１２のゲート・ソース間電圧
Ｖｇｓ１１：第１スイッチング素子Ｑ１１のゲート・ソース間電圧
Ｖｇｓ２２：第２整流スイッチング素子Ｑ２２のゲート・ソース間電圧
Ｖｇｓ２１：第１整流スイッチング素子Ｑ２１のゲート・ソース間電圧
三角波状の破線：トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の励磁電流
なお、これらの波形は次の条件での例である。また、素子の定数や入出力の条件により、波形は変化する。
第１スイッチング素子Ｑ１１および第２スイッチング素子Ｑ１２のターンオンの手前には通常は適当なデッドタイム期間が設けられるが、図５〜図８では説明している場合を除き省略している。
第１スイッチング素子Ｑ１１および第２スイッチング素子Ｑ１２のターンオン／ターンオフ時に電圧の共振が生じるが、図５〜図８では図示を省略している。
第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２は交互にスイッチングすることにより、共振回路に矩形パルスＶｄｓ２を印加する。これにより正弦波状の電流が流れ、それぞれの整流回路で整流される。整流回路では、電流が流れている期間にスイッチング素子をオンすることにより、損失を低減する。
図５は第１負荷ＲＬ１に流れる電流と第２負荷ＲＬ２に流れる電流とが等しいときの波形、図６〜図８は第１負荷ＲＬ１に流れる電流が第２負荷ＲＬ２に流れる電流に対して小さいときの波形である。図５は動作周波数ｆｓｗとインダクタＬｒとキャパシタＣｒにより決定される共振周波数ｆ０がほぼ等しい場合の例、図６は、スイッチング電源回路の動作周波数ｆｓｗが共振周波数ｆ０より高い場合の例、図７は動作周波数ｆｓｗが共振周波数ｆ０より低い場合の例である。
第１負荷ＲＬ１および第２負荷ＲＬ２に等しい電力を供給しているとき、図５のように、ｉＬ２１に負電流が流れることはない。すなわち回生される期間はない。
第１負荷ＲＬ１が無負荷状態または無負荷状態に近い軽負荷状態であるとき、図６、図７に表れているように、共振により生じる電流が二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に流れるため、整流回路が導通をはじめる際に正方向に電流を供給する。一方、片方のスイッチングによる出力への電力伝送は、もう片方の出力へ電力を送るための充電または放電の役割があるため、軽負荷に対応するスイッチングのオン期間を短くすることはできない。そこで、二次側の電流が共振により低下して負となっても整流回路のスイッチング素子をオンし続け、出力から電流を回生させることで、負荷に供給する電力をトータルで抑えることができる。これにより、軽負荷でも出力電圧を安定に維持できる。
図６は、回生しない方の電流（ｉＬ２２）がゼロになる前にスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の状態が反転する例である。タイミングｔ２でトランスＴ１の一次側を流れる電流の方向が切り替わっても、第２の整流平滑回路を流れる電流ｉＬ２２は正方向であるため、第１整流スイッチング素子Ｑ２１がオフであれば第２整流スイッチング素子Ｑ２２の寄生ダイオードＤ２２を通って電流ｉＬ２２は流れ続ける。この間に整流素子のスイッチングの切り替わりがなければ、電流ｉＬ２２はゼロになるまで流れ続け、タイミングｔ２ｐ以降は第１の整流平滑回路に電流ｉＬ２１が流れ始める。
第２整流スイッチング素子Ｑ２２のターンオンタイミングは第１のスイッチング素子Ｑ１１の反転に同期して定めればよい。また、第１整流スイッチング素子Ｑ２１のターンオンタイミングについても第１整流スイッチング素子Ｑ２１のターンオンタイミングと同期して定めればよい。すなわち、正の電流が流れているときには、スイッチング素子をオフしても、並列接続されているダイオード（ＦＥＴのボディダイオード）Ｄ２２により電流は流れ続ける。しかし、損失をさらに抑えたい場合には、第１整流スイッチング素子Ｑ２１のターンオンタイミングｔ２ｐは適当なデッドタイムを設けるか電流ｉＬ２２がゼロになったことを検出することで、正の電流が流れる期間にはスイッチング素子をオンし続ける構成とすることが好ましい。これによりＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作となり、スイッチング損失を抑制できる。
図７は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の状態が反転する前に、回生しない方の電流ｉＬ２２がゼロになる例である。図７に示した例ではタイミングｔ２ｎで第２整流スイッチング素子Ｑ２２をターンオフすることにより、タイミングｔ２ｎで電流はゼロとなって電流ｉＬ２２は負方向の電流（破線で示す電流）は流れない。すなわち、第２整流スイッチング素子Ｑ２２のターンオフタイミングｔ２ｎは、電流ｉＬ２２がゼロになったことを検出することにより定めればよい。
仮に、第２整流スイッチング素子Ｑ２２を第２スイッチング素子Ｑ１２に同期してターンオフさせると、図中に破線で示すように電流ｉＬ２２はｔ２ｎからｔ２までの間、負電流が流れる。負荷が軽負荷でない場合は、回生が生じると損失や電力伝送の面で無駄となる。よって、不要な回生が生じる状況では整流回路のスイッチング素子をオフにすることが好ましい。
また、上記負電流の割合が相対的に小さい状況では、第２整流スイッチング素子Ｑ２２を第２スイッチング素子Ｑ１２に適当なデッドタイムを設けつつ同期してターンオフさせてもよい。その方が制御回路は簡素に構成できる。このとき、タイミングｔ２ｎより少し早めに第２整流スイッチング素子Ｑ２２をターンオフしてもよい。その場合にはタイミングｔ２ｎまで寄生ダイオードＤ２２を通して電流が流れる。
なお、図５では動作周波数ｆｓｗと共振周波数ｆ０がほぼ等しい場合の例を示したが、二つの出力負荷バランスがとれている状態でも、動作周波数ｆｓｗが共振周波数ｆ０より低い場合には、回生動作が生じる。しかし、通常負荷（軽負荷でない状態）で回生動作させることは、不要な回生による損失を発生させることになるため、負荷電流が所定以上の場合には負の電流を流さないようにスイッチング素子を制御することが望ましい。
図２に示したスイッチング電源装置の二次側の整流スイッチング素子をダイオードで構成したときの波形を、図８に示す。Ｖｇｓ１２のオン期間は、ＲＬ１へ供給する電力を抑制するため、小さくする必要がある。一方でＶｇｓ１２のオン期間でＲＬ２へ電力を供給する。Ｖｇｓ１１のオン期間は、ＲＬ２へ電力を供給するためコンデンサＣｒに充電を行っているが、ｉＬ２１はほとんどの期間でゼロであるため、コンデンサＣｒへの充電に大きな時間が必要となる。その結果ｉＬ２２はパルス状の波形となり、損失が大きくなる。さらに２つの出力のバランスが異なり、ＲＬ１が軽負荷、特に無負荷になると、回路を動作させることはできなくなる。
《第２の実施形態》
図９（Ａ）、図９（Ｂ）は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３Ａ，１０３Ｂの回路図である。第１の実施形態で図２に示した回路と異なるのはトランスＴ１の二次側の構成である。コンバータの動作は図２に示したスイッチング電源装置１０１と同じである。
図９（Ａ）、図９（Ｂ）の例では、第１の二次巻線Ｌ２１と第２の二次巻線Ｌ２２はそれぞれ独立に巻回されていて、第１の整流平滑回路の接地側と第２の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている。
この構成により、第１の二次巻線Ｌ２１と第２の二次巻線Ｌ２２の電力分担の調整が可能となる。例えばＶｏ１＝１２［Ｖ］、１００［Ｗ］（８．３Ａ）、Ｖｏ２＝５［Ｖ］、３０［Ｗ］（６Ａ）の出力が必要な場合、第１の二次巻線Ｌ２１は７［Ｖ］、５８．１［Ｗ］（７×８．３＝５８．１）、第２の二次巻線Ｌ２２は５［Ｖ］ 、７１．５［Ｗ］（５×（８．３＋６）＝７１．５）を出力すればよい。
同様の仕様を実施形態１のスイッチング電源装置１０１で得ようとすれば、第１の二次巻線Ｌ２１が１２［Ｖ］、１００［Ｗ］（８．３Ａ）、第２の二次巻線Ｌ２２が５［Ｖ］、３０［Ｗ］（６Ａ）のようなアンバランスな電力分担になる。第４の実施形態によれば、電力が均等に分散され、不要な回生が抑制される。そのため効率が向上する。
図９（Ｂ）のスイッチング電源装置１０３Ｂでは、第２の整流平滑回路の接地側と第１の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている。この構成は、トランスＴ１の一次巻線に対する二次巻線の極性を、図９（Ａ）とは逆にしたものと見なすこともできる。このスイッチング電源装置１０３Ｂの作用効果はスイッチング電源装置１０３Ａと同様である。
なお、図９（Ａ）では負荷ＲＬ１に出力するＶｏ１は、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２の出力で分担している。そのため、第１負荷ＲＬ１側が軽負荷である場合は、第１の二次巻線Ｌ２１で回生する。しかし、第２の二次巻線Ｌ２２は第１負荷ＲＬ１側の出力も分担しているため、第２負荷ＲＬ２側が軽負荷であっても回生動作は生じにくい。このことは図９（Ｂ）についても同様である。
《第３の実施形態》
以上に示した各実施形態では、二つの二次巻線を備えたトランスを用いたが、第３の実施形態は単一の二次巻線を用いて、二つの出力電圧を得るようにしたものである。図１０〜図１３は第３の実施形態に係る４つのスイッチング電源回路の二次側の回路図である。一次側の構成は既に各実施形態で示した何れの回路であってもよい。
図１０の例では、トランスの二次巻線Ｌ２に整流スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２およびコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２による倍電圧型の整流回路が構成されている。二次巻線Ｌ２のドットマーク側に正電圧が発生する期間に、図中実線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ１が充電される。二次巻線のドットマーク側に負電圧が発生する期間には、図中破線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ２が充電される。第１の電源出力端子Ｐｏ１（＋）にはコンデンサＣｏ１とＣｏ２の充電電圧の加算電圧が出力される。第２の電源出力端子Ｐｏ２（＋）にはコンデンサＣｏ２の充電電圧が出力される。
図１１の例では、トランスの二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に整流スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２およびコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２による倍電圧整流回路が構成されている。但し、図１０と異なり、二次巻線Ｌ２２を追加し、この追加した巻線に整流スイッチング素子Ｑ２２を接続している。そのため、コンデンサＣｏ１の充電電圧に比べてコンデンサＣｏ２の充電電圧を高めることができる。このような構成によって、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２の比率を２：１から大きくずらすこともできる。また、ここでは巻線の追加により電圧を高めた例を示したが、二次巻線にタップを引き出して電圧を低くすることも可能である。
図１２の例では、二次巻線Ｌ２に、整流スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２およびコンデンサＣｏ１による整流平滑回路と、整流スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２およびコンデンサＣｏ２による整流平滑回路を接続している。二次巻線Ｌ２のドットマーク側に正電圧が発生する期間に、図中実線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ１が充電される。二次巻線Ｌ２のドットマーク側に負電圧が発生する期間に、図中破線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ２が充電される。
図１３の例では、二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に、整流スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２およびコンデンサＣｏ１による整流平滑回路と、整流スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２およびコンデンサＣｏ２による整流平滑回路を接続している。但し、図１４と異なり、二次巻線にタップを引き出し、その引き出した巻線に整流スイッチング素子Ｑ３２を接続している。そのため、コンデンサＣｏ１の充電電圧に比べてコンデンサＣｏ２の充電電圧を低くすることができる。このような構成によって、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２の比率を１：１から大きくずらすこともできる。また、ここでは二次巻線にタップを引き出して電圧を低くする例を示したが、巻線の追加により電圧を高めることも可能である。
なお、図１１では負荷ＲＬ１に出力するＶｏ１は、トランスの二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２の出力で分担している。そのため、第１負荷ＲＬ１側が軽負荷である場合は、第１の二次巻線Ｌ２１で回生することができる。しかし、第２の二次巻線Ｌ２２は第１負荷ＲＬ１側の出力も分担しているため、第２負荷ＲＬ２側が軽負荷であっても回生動作は行われない。このことは図１３についても同様である。
《第４の実施形態》
以上に示した各実施形態では、トランスの一次側に二つのスイッチング素子を備えたが、第４の実施形態は４つのスイッチング素子を用いたものである。図１４は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の一次側の回路図である。二次側の構成は既に各実施形態で示した何れの回路でも適用できる。
第１スイッチング素子Ｑ１１がハイサイド、第２スイッチング素子Ｑ１２がローサイドとなる第１の直列回路と、第３スイッチング素子Ｑ１３がハイサイド、第４スイッチング素子Ｑ１４がローサイドとなる第２の直列回路とが、電源入力部にそれぞれ接続されている。
ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３にはハイサイドドライバ回路ＨＤ１，ＨＤ２がそれぞれ接続されている。制御回路１０はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４を同時にオン／オフさせ、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３を同時にオフ／オンさせる。
このように一次側にブリッジ回路を構成してもよい。
Ｃｏ１，Ｃｏ２…コンデンサ
ＣＰ１，ＣＰ２…コンパレータ
Ｃｒ…共振コンデンサ
Ｄ２１，Ｄ２２…ダイオード
ＨＤ１，ＨＤ２…ハイサイドドライバ回路
Ｌ１…一次巻線
Ｌ２…二次巻線
Ｌ２１…第１の二次巻線
Ｌ２２…第２の二次巻線
Ｌｂ１、Ｌｂ２…補助巻線
Ｌｒ…インダクタ
Ｍ…インダクタ
Ｐｉ…電源入力端子
Ｐｏ１…第１の電源出力端子
Ｐｏ２…第２の電源出力端子
Ｑ１１…第１スイッチング素子
Ｑ１２…第２スイッチング素子
Ｑ１３…第３スイッチング素子
Ｑ１４…第４スイッチング素子
Ｑ２１…第１整流スイッチング素子
Ｑ２２…第２整流スイッチング素子
Ｑ３１，Ｑ３２…整流スイッチング素子
ＲＬ１…第１負荷
ＲＬ２…第２負荷
Ｔ１…トランス
Ｔｏｎ１…Ｑ１のオン時間
Ｔｏｎ２…Ｑ２のオン時間
Ｖｏ…直流出力
ＶＣＣ…動作電圧
Ｖｆｂ１…フィードバック電圧
Ｖｉ…入力電圧
Ｖｏ１…第１の出力電圧
Ｖｏ２…第２の出力電圧
Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２…基準電圧発生回路
１０…制御回路
１０１，１０２，１０３Ａ，１０３Ｂ，１０４Ｂ…スイッチング電源装置
与えられたＴｏｎ１，Ｔｏｎ２で第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２の駆動パルスをどのように生成するかを、制御回路１０をＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成する場合について、そのＤＳＰ内部のディジタルＰＷＭモジュールの設定および動作について図４を参照して説明する。
前述のとおり、第１スイッチング素子Ｑ１１のオン期間にコンデンサＣｒが充電され、第２スイッチング素子Ｑ１２のオン期間にコンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーを負荷へ供給する。この作用により、第２の出力電圧Ｖｏ２は第１スイッチング素子Ｑ１１のオン時間で制御することができる。同様に、第１の出力電圧Ｖｏ１は第２スイッチング素子Ｑ１２のオン時間で制御することができる。
第２整流スイッチング素子Ｑ２２のターンオンタイミングは第１のスイッチング素子Ｑ１１の反転に同期して定めればよい。また、第１整流スイッチング素子Ｑ２１のターンオンタイミングについても第１のスイッチング素子Ｑ１１のターンオンタイミングと同期して定めればよい。すなわち、正の電流が流れているときには、スイッチング素子をオフしても、並列接続されているダイオード（ＦＥＴのボディダイオード）Ｄ２２により電流は流れ続ける。しかし、損失をさらに抑えたい場合には、第１整流スイッチング素子Ｑ２１のターンオンタイミングｔ２ｐは適当なデッドタイムを設けるか電流ｉＬ２２がゼロになったことを検出することで、正の電流が流れる期間にはスイッチング素子をオンし続ける構成とすることが好ましい。これによりＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）動作となり、スイッチング損失を抑制できる。
図９（Ａ）の例では、第１の二次巻線Ｌ２１と第２の二次巻線Ｌ２２はそれぞれ独立に巻回されていて、第１の整流平滑回路の接地側と第２の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている。
同様の仕様を実施形態１のスイッチング電源装置１０１で得ようとすれば、第１の二次巻線Ｌ２１が１２［Ｖ］、１００［Ｗ］（８．３Ａ）、第２の二次巻線Ｌ２２が５［Ｖ］、３０［Ｗ］（６Ａ）のようなアンバランスな電力分担になる。第２の実施形態によれば、電力が均等に分散され、不要な回生が抑制される。そのため効率が向上する。
図１３の例では、二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に、整流スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２およびコンデンサＣｏ１による整流平滑回路と、整流スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２およびコンデンサＣｏ２による整流平滑回路を接続している。但し、図１２と異なり、二次巻線にタップを引き出し、その引き出した巻線に整流スイッチング素子Ｑ３２を接続している。そのため、コンデンサＣｏ１の充電電圧に比べてコンデンサＣｏ２の充電電圧を低くすることができる。このような構成によって、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２の比率を１：１から大きくずらすこともできる。また、ここでは二次巻線にタップを引き出して電圧を低くする例を示したが、巻線の追加により電圧を高めることも可能である。
Ｃｏ１，Ｃｏ２…コンデンサ
ＣＰ１，ＣＰ２…コンパレータ
Ｃｒ…共振コンデンサ
Ｄ２１，Ｄ２２…ダイオード
ＨＤ１，ＨＤ２…ハイサイドドライバ回路
Ｌ１…一次巻線
Ｌ２…二次巻線
Ｌ２１…第１の二次巻線
Ｌ２２…第２の二次巻線
Ｌｂ１、Ｌｂ２…補助巻線
Ｌｒ…インダクタ
Ｍ…インダクタ
Ｐｉ…電源入力端子
Ｐｏ１…第１の電源出力端子
Ｐｏ２…第２の電源出力端子
Ｑ１１…第１スイッチング素子
Ｑ１２…第２スイッチング素子
Ｑ１３…第３スイッチング素子
Ｑ１４…第４スイッチング素子
Ｑ２１…第１整流スイッチング素子
Ｑ２２…第２整流スイッチング素子
Ｑ３１，Ｑ３２…整流スイッチング素子
ＲＬ１…第１負荷
ＲＬ２…第２負荷
Ｔ１…トランス
Ｔｏｎ１…Ｑ１１のオン時間
Ｔｏｎ２…Ｑ１２のオン時間
Ｖｏ…直流出力
ＶＣＣ…動作電圧
Ｖｆｂ１…フィードバック電圧
Ｖｉ…入力電圧
Ｖｏ１…第１の出力電圧
Ｖｏ２…第２の出力電圧
Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２…基準電圧
１０…制御回路
１０１，１０２，１０３Ａ，１０３Ｂ，１０４Ｂ…スイッチング電源装置

Claims (9)

  1. 直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子による直列回路と、
    少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランスと、
    前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子に並列に接続され、前記トランスの一次巻線とインダクタとキャパシタとが直列に接続された直列共振回路と、
    前記第１スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧部へ直流電圧を出力する第１の整流平滑回路と、
    前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧部へ直流電圧を出力する第２の整流平滑回路と、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子のオン時間および前記第２スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を制御するスイッチング制御回路と、を有し、
    前記第１の整流平滑回路は、第１整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
    前記第２の整流平滑回路は、第２整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
    前記スイッチング制御回路は、
    前記第１整流スイッチング素子を、前記第１スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第１スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフし、
    前記第２整流スイッチング素子を、前記第２スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第２スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフする、または前記第２の整流平滑回路が接続されている前記二次巻線に流れる電流が負にならないタイミングでターンオフする制御回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子がハイサイド、第２スイッチング素子がローサイドとなる第１の直列回路と、
    直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第３スイッチング素子がハイサイド、第４スイッチング素子がローサイドとなる第２の直列回路と、
    少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランスと、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に一端が接続され、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に他端が接続された、前記トランスの一次巻線、インダクタおよびキャパシタによる直列共振回路と、
    前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧を取り出す第１の整流平滑回路と、
    前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧を取り出す第２の整流平滑回路と、
    前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子のオン時間および前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を制御するスイッチング制御回路と、を有し、
    前記第１の整流平滑回路は、第１整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
    前記第２の整流平滑回路は、第２整流スイッチング素子および平滑キャパシタを備え、
    前記スイッチング制御回路は、
    前記第１整流スイッチング素子を、前記第１スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第１スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフし、
    前記第２整流スイッチング素子を、前記第２スイッチング素子のターンオンに応じてターンオンし、前記第２スイッチング素子のターンオフに応じてターンオフする、または前記第２の整流平滑回路が接続されている前記二次巻線に流れる電流が負にならないタイミングでターンオフする制御回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  3. 前記第１の出力電圧を検出する第１の出力電圧検出回路と、前記第２の出力電圧を検出する第２の出力電圧検出回路と、を備え、
    前記第１の出力電圧をＶｏ１、前記第２の出力電圧をＶｏ２、前記第１スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ１、前記第２スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ２、第１の基準電圧をＶｒｅｆ１、第２の基準電圧をＶｒｅｆ２、とすれば、前記スイッチング制御回路は、
    Figure 2013018787
     （ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは伝達関数、Ｌ［］はラプラス変換）
    の関係で、前記第１の出力電圧検出回路の検出信号および前記第２の出力電圧検出回路の検出信号に基づいて、前記第１の出力電圧Ｖｏ１および前記第２の出力電圧Ｖｏ２がそれぞれ所定の電圧となるように、前記第１スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎ１および前記第２スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎ２を多変数フィードバック制御する、請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記伝達関数Ａおよび前記伝達関数Ｄをそれぞれ０に定めた、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記二次巻線は、前記第１の出力電圧および前記第２の出力電圧を発生する単一の巻線で構成された、請求項１乃至４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記二次巻線は、前記第１の出力電圧を発生する第１の二次巻線と前記第２の出力電圧を発生する第２の二次巻線で構成された、請求項１乃至４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 前記第１の二次巻線と前記第２の二次巻線はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路と前記第２の整流平滑回路の接地側同士が接続されている、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  8. 前記第１の二次巻線と前記第２の二次巻線はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路の接地側と前記第２の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている、または前記第２の整流平滑回路の接地側と前記第１の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  9. 前記スイッチング制御回路はＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成されている、請求項１乃至８の何れかに記載のスイッチング電源装置。
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