WO2012073706A1 - スイッチング電源回路 - Google Patents

スイッチング電源回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2012073706A1
WO2012073706A1 PCT/JP2011/076480 JP2011076480W WO2012073706A1 WO 2012073706 A1 WO2012073706 A1 WO 2012073706A1 JP 2011076480 W JP2011076480 W JP 2011076480W WO 2012073706 A1 WO2012073706 A1 WO 2012073706A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit
voltage
power supply
winding
switching power
Prior art date
Application number
PCT/JP2011/076480
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
細谷達也
碇代佐利
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to JP2012546766A priority Critical patent/JP5630507B2/ja
Priority to CN201180057152.XA priority patent/CN103229403B/zh
Publication of WO2012073706A1 publication Critical patent/WO2012073706A1/ja
Priority to US13/900,711 priority patent/US9621048B2/en
Priority to US15/442,979 priority patent/US9966863B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
    • H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
    • H02M3/33553—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply circuit that outputs a voltage from each of a plurality of output units.
  • the output voltage of a second output unit is stabilized in addition to a feedback circuit that feedback-controls a primary side according to the output voltage of the first output unit.
  • the present invention relates to a switching power supply circuit including a circuit that performs the above-described operation.
  • Patent Documents 1 to 3 disclose switching power supply circuits that output voltages respectively from a plurality of output units.
  • a rectified voltage or a rectified and smoothed voltage is input to generate a second output (sub output) voltage separately from the first output (main output) of the converter. Accordingly, the second output voltage is adjusted by controlling the switching element on the second output side.
  • the period for supplying power from the primary side to the secondary side of the transformer is determined by the resonance frequency determined by the current resonance capacitor and the leakage inductance of the transformer (paragraph of Patent Document 1). [0034]).
  • the second output line is provided with an output control switching element and an output control circuit for controlling the ON / OFF pulse width (paragraph [0028] of Patent Document 1).
  • FIG. 1A is a schematic diagram of a switching power supply circuit disclosed in Patent Document 1
  • FIG. 1B is an internal block diagram of an output control circuit.
  • This switching power supply circuit includes an output control MOS-FET (between the cathode of the second output rectifier diode (15) constituting the second rectifier smoothing circuit (17) and the second output smoothing capacitor (16). 40) for output control based on the voltage of the second output smoothing capacitor (16) between the second DC output terminal (18, 19) and the gate of the output control MOS-FET (40).
  • An output control circuit (41) for controlling on / off of the MOS-FET (40) is provided.
  • the output control MOS-FET (40) is turned on / off at the same switching frequency in synchronization with the on-period of the first main MOS-FET (1).
  • the main control circuit (14) fixes the ON period of the first main MOS-FET (1), and based on the output voltage Vo1 of the first rectifying and smoothing circuit (9), the second main MOS- By changing the ON period of the FET (2), the ON duty of the first main MOS-FET (1) is controlled.
  • the output control circuit (41) generates a voltage generated in the second secondary winding (5c) of the transformer (5) when the first main MOS-FET (1) is turned on.
  • the voltage fluctuation detection circuit (42) for detecting Vt22 and the voltage Vo2 of the second output smoothing capacitor (16) are detected, and an error signal Ve2 between the detected voltage and the reference voltage defining the second output voltage value is obtained.
  • a PWM control circuit (44) that outputs a pulse train signal Vpt having a ratio, and an RS flip-flop that is set by the detection signal Vtd of the voltage fluctuation detection circuit (42) and reset by the pulse train signal Vpt of the PWM control circuit (44) 45) and the output signal of the RS flip-flop (45), the output control MOS-FET (40) And a drive circuit (46) for applying an operation signal Vs2 to the gate.
  • the output control MOS-FET 40 is PWM controlled according to the second output voltage Vo2, and the second output voltage Vo2 is stabilized.
  • the switching power supply circuit disclosed in Patent Document 2 controls a first output voltage by a frequency modulator having a secondary side control means for controlling a duty cycle of a pulse train, and thins out the number of pulse voltage waves. And the second output voltage is controlled.
  • the switching power supply circuit disclosed in Patent Document 3 is provided with a switch circuit at the secondary winding output of the transformer of the output system other than the output system performing the main feedback, and further detects the output voltage, and the pulse width control circuit
  • the secondary winding of the transformer of the output system other than the output system that performs the main feedback is generated by generating a pulse signal at the output signal and synchronizing the pulse signal with the pulse control signal of the output system that performs the main feedback.
  • the output ON width is controlled to stabilize the output voltage.
  • the switching power supply circuits disclosed in Patent Documents 1 to 3 have the following problems to be solved.
  • a DC power supply voltage is required to operate the logic circuit.
  • -A synchronous circuit is required to operate in synchronization with the switching frequency of the main switching element of the converter.
  • a PWM control circuit that outputs a pulse train signal having a duty ratio is necessary.
  • an object of the present invention is to provide a switching power supply circuit that simplifies the secondary side switch control circuit while maintaining high accuracy of the output voltage of the second output section, and is accordingly reduced in size and weight. .
  • the configuration of the switching power supply circuit of the present invention is as described in the claims. It is typically configured as follows.
  • a switching power supply circuit includes a transformer having a primary winding Np, a first secondary winding Ns1, and a second secondary winding Ns2, and a main switching connected in series to the primary winding Np.
  • the element Q1 the first rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes the output of the first secondary winding Ns1 to generate the first output voltage Vo1
  • the output of the second secondary winding Ns2 is rectified and smoothed.
  • the second rectifying / smoothing circuit includes a second rectifying circuit CR2.
  • the second rectifier circuit CR2 includes a rectifier switch element Qs and a second switching control circuit CNT2 that controls the rectifier switch element Qs.
  • the second switching control circuit CNT2 operates with an AC winding voltage generated in a second secondary winding Ns2 provided in the transformer or a drive winding Nb provided in the transformer, and the rectifying switch element Qs
  • the second switch control circuit CNT2 uses the AC winding voltage generated in the second secondary winding Ns2 provided in the transformer or the drive winding Nb provided in the transformer to switch the rectifying switch element Qs. Since the drive control is performed, a DC power supply voltage for operating the second switch control circuit CNT2 is unnecessary.
  • a synchronization circuit for operating in synchronization with the switching frequency of the main switching element Q1 is unnecessary.
  • the second output voltage Vo2 becomes a highly accurate voltage, and a plurality of output voltages can be controlled with a high accuracy.
  • the winding that generates the AC winding voltage is the second secondary winding Ns2, and the second output voltage is output during a period when the AC winding voltage is a negative voltage.
  • a boot capacitor Cb is provided that is charged by supplying electric charge from Vo2 and discharged during a period when the AC winding voltage becomes a positive voltage.
  • the second switching control circuit CNT2 includes a boot diode Db that rectifies the second output voltage Vo2 and supplies electric charge to the boot capacitor Cb.
  • the second switching control circuit CNT2 determines a discharge time constant of the charge of the boot capacitor Cb in a path from the boot capacitor Cb to the control terminal of the rectifying switch element Qs.
  • a turn-on delay circuit that delays turn-on of the rectifying switch element Qs is provided, and the turn-on delay circuit is configured by a series circuit of a capacitor Cg and a resistor Rg.
  • the rectifying switch element Qs can be turned on at an appropriate timing by determining the delay amount by the turn-on delay circuit, and the switching loss can be reduced by the ZCS (zero current switch) operation.
  • the switching power supply circuit according to claim 9 is configured such that the second switching control circuit CNT2 supplies a current for maintaining the conduction state of the switch means Tr, and charges from the boot capacitor Cb to the capacitor Ce.
  • a diode Dp that is supplied after rectification is provided.
  • the winding for generating the AC winding voltage is the drive winding Nb provided in the transformer. With this configuration, a DC power supply voltage for operating the second switching control circuit CNT2 becomes unnecessary.
  • the switching power supply circuit according to claim 11 is characterized in that the second switching control circuit CNT2 supplies a current for maintaining the conduction state of the switch means Tr, and a charge is supplied to the capacitor Ce from the drive winding Nb. Is provided with a diode Dp.
  • the rectifying switch element Qs is turned off within a positive voltage period, and the rectifying switch element Qs is turned on during the positive voltage period of the AC winding voltage in a state where the load current exceeds the predetermined value (heavy load). Control whether to maintain or turn off.
  • the conduction time of the rectifying switch element Qs is controlled at light loads, and the voltage rise of the output voltage Vo2 is suppressed.
  • the rectifying switch element Qs is turned off at zero current (by ZCS operation). Loss generation is suppressed.
  • FIG. 1A is a schematic diagram of a switching power supply circuit disclosed in Patent Document 1
  • FIG. 1B is an internal block diagram of an output control circuit.
  • 2A and 2B are circuit diagrams of the switching power supply circuit 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a main waveform diagram showing the operation of the switching power supply circuit 101.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a main part of the switching power supply circuit 102 according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a main part of the switching power supply circuit 103 according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 104 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 3 is a main waveform diagram showing the operation of the switching power supply circuit 101.
  • the switching power supply circuit 101 includes a transformer T having a primary winding Np, a first secondary winding Ns1, and a second secondary winding Ns2, and a first switching element connected in series to the primary winding Np (patent)
  • the main switching element Q1), the second switching element Q2 connected to the position forming the closed loop with the primary winding Np, and the first switching element Q1 and the second switching element Q2 have a short dead time.
  • the first switching control circuit CNT1 and the first feedback circuit FB1 which are alternately turned on and off with the first and second feedback circuits FB1 therebetween are provided.
  • a resonance inductor Lr and a resonance capacitor Cr are provided in series with the primary winding Np.
  • a resonance circuit is constituted by the resonance inductor Lr and the resonance capacitor Cr.
  • the switching power supply circuit 101 rectifies and smoothes the output of the first secondary winding Ns1 to generate the first output voltage Vo1, and rectifies the output of the second secondary winding Ns2.
  • a second rectifying / smoothing circuit that smoothes and generates the second output voltage Vo2 is provided.
  • a diode Ds1 connected to the first secondary winding Ns1 and a capacitor Co1 constitute a first rectifying and smoothing circuit.
  • the second rectifying / smoothing circuit is constituted by the second rectifying circuit CR2 and the capacitor Co2 connected to the second secondary winding Ns2.
  • the second rectifier circuit CR2 includes a rectifier switch element Qs, a second switching control circuit CNT2 that controls the rectifier switch element Qs, and a feedback circuit FB2.
  • the second rectifier circuit CR2 includes a diode Ds2 that is connected in series to the rectifying switch element Qs and that allows the voltage of the second secondary winding Ns2 to flow in the forward direction.
  • the operation of the switching power supply circuit 101 shown in FIG. 2A is as follows.
  • the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are alternately turned on / off with a short dead time under the control of the first switching control circuit CNT1.
  • the switching frequency at this time is equal to or substantially equal to the resonance frequency by the resonance inductor Lr and the resonance capacitor Cr.
  • the first feedback circuit FB1 negatively feeds back a signal generated by comparing the first output voltage Vo1 and the reference voltage to the first switching control circuit CNT1.
  • the first output voltage Vo1 is maintained at a predetermined voltage regardless of the load current flowing through the load to which the first output voltage Vo1 is applied and regardless of the voltage fluctuation of the input power supply Vi.
  • the second feedback circuit FB2 negatively feeds back a signal generated by comparing the second output voltage Vo2 and the reference voltage to the second switching control circuit CNT2.
  • the operation of the second feedback circuit FB2 and the second switching control circuit CNT2 is as follows.
  • the rectifying switch element Qs When the output voltage Vo2 is lower than the reference voltage, the rectifying switch element Qs is in a conducting state, the second rectifying circuit CR2 is conducted, and is smoothed by the capacitor Co2 to be supplied with the output voltage Vo2. Since the rectifying switch element Qs is in a conductive state, the pulse current flowing through the rectifying switch element Qs during the off period of the first switching element Q1 is not limited.
  • the rectifying switch element Qs is non-conductive, the second rectifier circuit CR2 is non-conductive, and the rectifying switch element Qs is pulsed during the off period of the first switching element Q1. No current flows. In this way, the conduction / non-conduction of the rectifying switch element Qs is controlled based on the voltage information of the second output voltage Vo2.
  • the rectifying switch element Qs becomes non-conductive after the current is interrupted by the reverse bias of the diode Ds2.
  • the rectifying switch element Qs operates with the voltage generated in the transformer T, the rectifying switch element Qs operates in synchronization with the switching frequency of the first switching element Q1 and the second switching element Q2.
  • FIG. 2B is a diagram showing a specific circuit configuration of the second rectifier circuit CR2 shown in FIG.
  • a circuit other than the second feedback circuit FB2, the diode Ds2, and the rectifying switch element Qs in the second rectifier circuit CR2 is the second switching control circuit CNT2 in FIG.
  • the output part of the second feedback circuit FB2 in the second rectifier circuit CR2 is provided with a light emitting element paired with a light receiving element PC (phototransistor) of a photocoupler.
  • a boot capacitor Cb is provided in the second rectifier circuit CR2.
  • a light receiving element PC, a resistor Rt, and a capacitor Ct constitute a time constant circuit.
  • a variable impedance circuit is constituted by the light receiving element PC (phototransistor) and the resistor Rt.
  • a turn-on delay circuit is configured by the capacitor Cg and the resistors Rg, Rg2, and Rgs.
  • the supply from the second output voltage Vo2 charges the boot capacitor Cb, and the AC winding voltage becomes a positive voltage.
  • the charge of the boot capacitor Cb is discharged.
  • the voltage of the capacitor Ct is applied to a small signal transistor (switch means described in claims) Tr, and the gate potential of the rectifying switch element Qs is controlled by this transistor Tr.
  • a capacitor Ce is connected in parallel to the series circuit of the diode Dbe and the light receiving element PC (phototransistor).
  • the capacitor Ce acts as a DC voltage source that supplies a holding current for holding the small signal transistor Tr on.
  • the diode Dbe prevents the capacitor Ct from being charged with a reverse voltage.
  • the Zener diode Dz limits the gate potential of the rectifying switch element Qs to prevent the rectifying switch element Qs from being destroyed.
  • the operation of the switching power supply circuit 101 shown in FIG. 2B is as follows. (1) [ON period of first switching element Q1] The second rectifier circuit CR2 is turned off. The second output voltage Vo2 charges the boot capacitor Cb via the Zener diode Dz, the resistor Rg, the resistor Rg2, and Cg.
  • the voltage (divided voltage) of the boot capacitor Cb is applied between the gate and the source of the rectifying switch element Qs via the resistors Rg2, Cg and the resistor Rg, and the rectifying switch element Qs is turned on. At this time, the capacitor Ct is charged through the light receiving element PC and the resistor Rt by the charge of the boot capacitor Cb.
  • the voltage (divided voltage) of the boot capacitor Cb is applied between the gate and source of the rectifying switch element Qs via the resistor Rg2, the capacitor Cg, and the resistor Rg, and the rectifying switch element Qs is turned on.
  • the pulse current flows through the rectifying switch element Qs without being restricted.
  • the capacitor Ct is charged through the light receiving element PC and the resistor Rt by the charge of the boot capacitor Cb. If a reverse voltage is applied to the diode Ds2 before both ends of the capacitor Ct reach the threshold voltage (about 0.6 V) of the transistor Tr, the second rectifier circuit CR2 becomes non-conductive.
  • the transistor Tr When the voltage of the boot capacitor Cb is applied between the gate and the source of the rectifying switch element Qs via the resistor Rg2, the capacitor Cg, and the resistor Rg, the transistor Tr is turned on. Remains off. Since the rectifying switch element Qs is non-conductive, no pulse current flows through the rectifying switch element Qs.
  • the rectifying switch element Qs When the current of the load to which the second output voltage Vo2 is applied is a normal load current, as shown in FIG. 3, the rectifying switch element Qs is turned on at the rise of the voltage of the second secondary winding Ns2 ( (2-2)) and a non-turn-on state (tooth missing state) (above (2-3)) occur.
  • the second output voltage is controlled by controlling the number of pulses of the pulse current with the frequency of the tooth missing state. Vo2 is stabilized.
  • the waveform at the normal load in FIG. 3 is obtained at the normal load, and the waveform at the light load in FIG. 3 or the mixed waveform of the waveform at the normal load and the light load in FIG. It becomes.
  • ZCS zero current switch
  • the second switching control circuit CNT2 uses the AC winding voltage generated in its secondary winding Ns2 that supplies the second output voltage to drive and control the rectifying switch element Qs.
  • a DC power supply voltage for operating the circuit CNT2 is not necessary.
  • the second switching control circuit CNT2 uses the AC winding voltage generated in its secondary winding Ns2 that supplies the second output voltage to drive and control the rectifying switch element Qs. There is no need to provide a drive winding for operating the circuit CNT2.
  • the second switching control circuit CNT2 uses the AC winding voltage generated in its secondary winding Ns2 that supplies the second output voltage to drive and control the rectifying switch element Qs.
  • a synchronizing circuit for operating in synchronization with the switching frequency of Q1 and the second switching element Q2 is unnecessary.
  • the turn-on of the rectifying switch element Qs can be zero voltage switched (ZVS), and the switching loss can be reduced.
  • the ON time of the rectifying switch element Qs is controlled to control the pulse width, and when the load is heavy, the operation mode is switched so that the rectifying switch element Qs is either on or off.
  • the turn-off of the rectifying switch element Qs is a ZCS (zero current switching) operation, so that almost no switching loss occurs.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a main part of the switching power supply circuit 102 according to the second embodiment. In FIG. 4, only the circuit connected to the second secondary winding Ns2 of the transformer T is shown. The circuit connected to the primary winding and the first secondary winding of the transformer T is the same as the circuit shown in FIG. 2B in the first embodiment.
  • a PNP transistor Tr2 is connected between the gate and source of the rectifying switch element Qs, and a small signal NPN transistor Tr1 is connected to the transistor Tr2.
  • the ability to drive the rectifying switch element Qs is high, and the rectifying switch element Qs can be reliably turned off by the high amplification factor by the two-stage transistors.
  • Other operations are the same as those in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a main part of the switching power supply circuit 103 according to the third embodiment. In FIG. 5, only the circuit connected to the second secondary winding Ns2 of the transformer T is shown. The circuit connected to the primary winding and the first secondary winding of the transformer T is the same as the circuit shown in FIG. 2B in the first embodiment.
  • a boot diode Db that directly charges the boot capacitor Cb is provided.
  • the charging impedance (charging time constant) to the boot capacitor Cb is small, and the boot capacitor Cb can be charged in a short charging time.
  • Other operations are the same as those in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 104 according to the fourth embodiment.
  • the rectifying switch element Qs is on / off controlled based on the AC winding voltage generated in its own secondary winding Ns2 that supplies the second output voltage has been described.
  • the rectifying switch element Qs is driven and controlled using a voltage generated in the drive winding Nb provided in the transformer T.
  • the voltage (divided voltage) of the drive winding Nb is applied to the capacitor Ct via the capacitor Cg, resistors Rg2, Rt, diode Dp, and light receiving element PC.
  • the voltage of the capacitor Ct exceeds the threshold voltage between the base and emitter of the transistor Tr of about 0.6 V, the transistor Tr is turned on.
  • Other operations are the same as those of the second embodiment.
  • the rectifying switch element Qs can be directly turned on by the voltage of the drive winding Nb, the boot capacitor Cb shown in FIG.
  • the voltage suitable for driving and controlling the rectifying switch element Qs can be set by the number of turns of the drive winding Nb provided in the transformer T, the rectifying switch element Qs can be driven at the optimum timing, thereby further reducing the loss. it can.
  • the other effects are the same as those described in the first and second embodiments.
  • Cb Boot capacitor Ce, Cg... Capacitor CNT1 ... 1st switching control circuit CNT2 ... Second switching control circuit Co1, Co2 ... Capacitors Cr: Resonant capacitor CR2 ... Second rectifier circuit Ct... Capacitor Db ... Boot diode Dbe ... Diode Dp ... Diode Ds1 ... Diode (first rectifier) Ds2 ... Diode (second rectifier) Dz ... Zener diode FB1 ... 1st feedback circuit FB2 ... Second feedback circuit Lr ... Resonant inductor Nb ... Drive winding Np ... Primary winding Ns1 ... 1st secondary winding Ns2 ... Secondary winding PC: Light receiving element Q1 ...

Abstract

　スイッチング電源回路（１０１）は、第２の二次巻線（Ns2）の出力を整流平滑して第２出力電圧Vo2を発生する第２整流平滑回路を備え、第２の二次巻線（Ns2）に接続されている第２整流回路（CR2）およびキャパシタ（Co2）によって第２整流平滑回路が構成されている。第２スイッチング制御回路（CNT2）は、第２の二次巻線（Ns2）に発生する交流巻線電圧で動作し、整流スイッチ素子（Qs）の制御端子に接続されたスイッチ手段（Tr）を動作させる時定数回路（PC,Ct）と、第２出力電圧Vo2を検出して時定数回路へ帰還する第２帰還回路（FB2）とを備えている。これにより、第２出力部の出力電圧の高精度化を維持しつつ二次側のスイッチ制御回路の簡素化およびそれにともなう小型軽量化を図る。

Description

スイッチング電源回路
　本発明は複数の出力部からそれぞれ電圧を出力するスイッチング電源回路に関し、特に、第１出力部の出力電圧に応じて一次側をフィードバック制御するフィードバック回路以外に第２出力部の出力電圧を安定化する回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
　複数の出力部からそれぞれ電圧を出力するスイッチング電源回路が特許文献１～３に開示されている。何れの特許文献も整流された電圧または整流平滑された電圧を入力して、コンバータの第１出力（主出力）とは別に第２出力（副出力）電圧を発生し、この第２出力電圧に応じて第２出力側のスイッチング素子を制御することにより第２出力電圧を調整するように構成されている。
　特許文献１に開示されたスイッチング電源回路は、トランスの一次側から二次側に電力を供給する期間が電流共振用コンデンサとトランスの漏洩インダクタンスで決まる共振周波数により決定される（特許文献１の段落［００３４］）。また、第２の出力ラインには、出力制御用スイッチング素子およびそのオン・オフのパルス幅を制御する出力制御回路が設けられている（特許文献１の段落［００２８］）。
　図１（Ａ）は特許文献１に示されているスイッチング電源回路の概略図、図１（Ｂ）は出力制御回路の内部のブロック図である。このスイッチング電源回路は、第２の整流平滑回路(17)を構成する第２の出力整流ダイオード(15)のカソードと第２の出力平滑コンデンサ(16)との間に出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)を接続し、第２の直流出力端子(18,19)と出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)のゲートとの間に第２の出力平滑コンデンサ(16)の電圧に基づいて出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)のオン・オフを制御する出力制御回路(41)を設けたものである。出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)は、第１の主ＭＯＳ-ＦＥＴ(1)のオン期間に同期して且つ同一のスイッチング周波数でオン・オフ動作される。また、主制御回路(14)は、第１の主ＭＯＳ-ＦＥＴ(1)のオン期間を固定すると共に、第１の整流平滑回路(9)の出力電圧Vo1に基づいて第２の主ＭＯＳ-ＦＥＴ(2)のオン期間を変化させることにより、第１の主ＭＯＳ-ＦＥＴ(1)のオン・デューティを制御する。
　図１（Ｂ）に示すように、出力制御回路(41)は、第１の主ＭＯＳ-ＦＥＴ(1)のオン時にトランス(5)の第２の二次巻線(5c)に発生する電圧Vt22を検出する電圧変動検出回路(42)と、第２の出力平滑コンデンサ(16)の電圧Vo2を検出してその検出電圧と第２の出力電圧値を規定する基準電圧との誤差信号Ve2を出力する第２の出力電圧検出回路(43)と、電圧変動検出回路(42)の検出信号Vtdにより駆動され且つ第２の出力電圧検出回路(43)の誤差信号Ve2に基づいて制御されるデューティ比を有するパルス列信号Vptを出力するＰＷＭ制御回路(44)と、電圧変動検出回路(42)の検出信号Vtdによりセットされ且つＰＷＭ制御回路(44)のパルス列信号VptによりリセットされるＲＳフリップフロップ(45)と、ＲＳフリップフロップ(45)の出力信号により出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)のゲートに作動信号Vs2を付与する駆動回路(46)とから構成される。
　この構成により、第２出力電圧Vo2に応じて出力制御用ＭＯＳ-ＦＥＴ(40)がＰＷＭ制御され、第２出力電圧Vo2が安定化される。
　特許文献２に開示されたスイッチング電源回路は、パルス列のデューティサイクルを制御する二次側制御手段を備えた周波数変調器により、第１出力電圧を制御するものであり、パルス電圧波の数を間引いて第２出力電圧を制御するように構成されている。
　特許文献３に開示されたスイッチング電源回路は、メインのフィードバックを行っている出力系以外の出力系のトランスの二次巻線出力にスイッチ回路を設け、さらに出力電圧を検出し、パルス幅制御回路でパルス信号を発生させてこのパルス信号をメインのフィードバックを行っている出力系のパルス制御信号と同期させることにより、メインのフィードバックを行っている出力系以外の出力系のトランスの二次巻線出力のＯＮ幅を制御し、出力電圧を安定化するようにしたものである。
国際公開ＷＯ２００６／０６１９２４号 特開平３－７０６２号公報 特開２０００－２１７３５６号公報
　特許文献１～３に開示されているスイッチング電源回路においては、次のような解決すべき課題があった。
　二次側のスイッチング制御回路をロジック回路で構成した場合、
・ロジック回路を動作させるための直流電源電圧が必要である。
・コンバータの主スイッチング素子のスイッチング周波数に同期して動作させるための同期回路が必要である。
・デューティ比を有するパルス列信号を出力するＰＷＭ制御回路が必要である。
　これらにより電源装置は複雑化し小型軽量化の妨げになる。
　そこで本発明は、第２出力部の出力電圧の高精度化を維持しつつ二次側のスイッチ制御回路の簡素化およびそれにともなう小型軽量化を図ったスイッチング電源回路を提供することを目的としている。
　本発明のスイッチング電源回路の構成は特許請求の範囲に記載のとおりである。典型的には次のように構成される。
　請求項１に係るスイッチング電源回路は、一次巻線Np、第１の二次巻線Ns1および第２の二次巻線Ns2を備えたトランスと、前記一次巻線Npに直列接続された主スイッチング素子Q1と、前記第１の二次巻線Ns1の出力を整流平滑して第１出力電圧Vo1を発生する第１整流平滑回路と、前記第２の二次巻線Ns2の出力を整流平滑して第２出力電圧Vo2を発生する第２整流平滑回路と、前記第１出力電圧Vo1に応じた帰還信号を発生する第１帰還回路FB1と、前記帰還信号に基づいて前記主スイッチング素子Q1を制御するとともに前記第１出力電圧Vo1を安定させる第１スイッチング制御回路CNT1と、を備えたスイッチング電源回路において、
　前記第２整流平滑回路は第２整流回路CR2を備え、
　前記第２整流回路CR2は、整流スイッチ素子Qsと、前記整流スイッチ素子Qsを制御する第２スイッチング制御回路CNT2とを備え、
　前記第２スイッチング制御回路CNT2は、前記トランスに設けられた第２の二次巻線Ns2または前記トランスに設けられた駆動巻線Nbに発生する交流巻線電圧で動作し、前記整流スイッチ素子Qsの制御端子に接続されたスイッチ手段Trを動作させる時定数回路(PC,Ct)と、前記第２出力電圧Vo2を検出して前記時定数回路へ帰還する第２帰還回路FB2とを備える。
　この構成により、次の効果を奏する。
　(a)第２スイッチ制御回路CNT2は、トランスに設けられた第２の二次巻線Ns2またはトランスに設けられた駆動巻線Nbに発生する交流巻線電圧を用いて、整流スイッチ素子Qsを駆動制御するので、第２スイッチ制御回路CNT2を動作させるための直流電源電圧が不要である。
　また、主スイッチング素子Q1のスイッチング周波数に同期して動作させるための同期回路が不要である。
　(b)交流巻線電圧で動作する時定数回路を用いることで、パルス列信号を出力するＰＷＭ制御のロジック回路が不要である。
　(c)整流スイッチ素子Qsの制御により第２出力電圧Vo2は高精度な電圧となり、複数の出力電圧を高精度に制御することができる。
　(d)整流スイッチ素子Qsは、スイッチング周波数に同期して動作させることにより、複数の周波数が混在することによる干渉がなく、音鳴りやノイズの発生を抑制することができる。
　請求項４に係るスイッチング電源回路は、前記交流巻線電圧を発生する巻線が前記第２の二次巻線Ns2であり、前記交流巻線電圧が負電圧となる期間に前記第２出力電圧Vo2からの電荷の供給により充電され、前記交流巻線電圧が正電圧となる期間に放電されるブートキャパシタCbを備える。この構成により、トランスに特別な駆動巻線を設ける必要がなく、トランスを小型軽量化ができる。
　請求項５に係るスイッチング電源回路は、前記第２スイッチング制御回路CNT2が、前記第２出力電圧Vo2を整流して前記ブートキャパシタCbに電荷を供給するブートダイオードDbを備える。この構成により、ブートダイオードDbを介して電荷を供給してキャパシタCbを充電することで、充電経路のインピーダンスを小さくすることができ、充電スピードを速くすることができる。
　請求項８に係るスイッチング電源回路は、前記第２スイッチング制御回路CNT2が、前記ブートキャパシタCbから前記整流スイッチ素子Qsの制御端子までの経路に、前記ブートキャパシタCbの電荷の放電時定数を定めて前記整流スイッチ素子Qsのターンオンを遅延させるターンオン遅延回路を備え、前記ターンオン遅延回路がキャパシタCgと抵抗Rgとの直列回路で構成されている。
　この構成により、ターンオン遅延回路による遅延量を定めることで適切なタイミングで整流スイッチ素子Qsをターンオンさせることができ、ＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）動作によりスイッチング損失を低減できる。
　請求項９に係るスイッチング電源回路は、前記第２スイッチング制御回路CNT2が、前記スイッチ手段Trの導通状態を保持するための電流を供給するキャパシタCeと、このキャパシタCeに前記ブートキャパシタCbから電荷を整流して供給するダイオードDpを備える。
　この構成により、ダイオードDpを介して電荷を供給してキャパシタCeを充電することで、充電経路のインピーダンスを小さくすることができ、充電スピードを速くできる。
　請求項１０に係るスイッチング電源回路は、前記交流巻線電圧を発生する巻線が、前記トランスに設けられた駆動巻線Nbである。この構成により、第２スイッチング制御回路CNT2を動作させるための直流電源電圧が不要となる。
　請求項１１に係るスイッチング電源回路は、前記第２スイッチング制御回路CNT2が、前記スイッチ手段Trの導通状態を保持するための電流を供給するキャパシタCeと、このキャパシタCeに前記駆動巻線Nbから電荷を整流して供給するダイオードDpを備える。
　この構成により、ダイオードDpを介して電荷を供給してキャパシタCeを充電することで、充電経路のインピーダンスを小さくすることができ、充電スピードを速くできる。
　請求項１５に係るスイッチング電源回路は、前記第２スイッチング制御回路CNT2は、前記第２出力電圧Vo2が印加される負荷の電流が所定値より小さい（軽負荷）状態で、前記交流巻線電圧の正電圧の期間内で前記整流スイッチ素子Qsをターンオフさせ、前記負荷の電流が前記所定値を超える（重負荷）状態で、前記交流巻線電圧の正電圧の期間に前記整流スイッチ素子Qsをオンさせるかオフ状態を維持するかの制御を行う。
　この構成により、軽負荷では整流スイッチ素子Qsの導通時間が制御されて出力電圧Vo2の電圧上昇が抑制され、重負荷では整流スイッチ素子Qsのターンオフがゼロ電流で行われるので（ＺＣＳ動作により）スイッチング損失の発生が抑制される。
　本発明によれば、第２出力部の出力電圧の高精度化が維持されつつ回路構成が簡素化された小型低コストなスイッチング電源回路が構成できる。
図１（Ａ）は特許文献１に示されているスイッチング電源回路の概略図、図１（Ｂ）は出力制御回路の内部のブロック図である。 図２（Ａ）、図２（Ｂ）は第１の実施形態に係るスイッチング電源回路１０１の回路図である。 図３はスイッチング電源回路１０１の動作を示す主要な波形図である。 図４は第２の実施形態に係るスイッチング電源回路１０２の主要部の回路図である。 図５は第３の実施形態に係るスイッチング電源回路１０３の主要部の回路図である。 図６は第４の実施形態に係るスイッチング電源回路１０４の回路図である。
《第１の実施形態》
　図２（Ａ）、図２（Ｂ）は第１の実施形態に係るスイッチング電源回路１０１の回路図である。図３はスイッチング電源回路１０１の動作を示す主要な波形図である。
　スイッチング電源回路１０１は、一次巻線Np、第１の二次巻線Ns1および第２の二次巻線Ns2を備えたトランスTと、一次巻線Npに直列接続された第１スイッチング素子（特許請求の範囲に記載の主スイッチング素子）Q1と、一次巻線Npとともに閉ループを構成する位置に接続された第２スイッチング素子Q2と、第１スイッチング素子Q1と第２スイッチング素子Q2とを短いデッドタイムを挟んで交互にオン・オフする第１スイッチング制御回路CNT1と、第１帰還回路FB1を備えている。トランスTの一次側には、一次巻線Npに対して直列に共振インダクタLrおよび共振キャパシタCrを備えている。この共振インダクタLrと共振キャパシタCrとによって共振回路を構成している。
　また、スイッチング電源回路１０１は、第１の二次巻線Ns1の出力を整流平滑して第１出力電圧Vo1を発生する第１整流平滑回路と、第２の二次巻線Ns2の出力を整流平滑して第２出力電圧Vo2を発生する第２整流平滑回路を備えている。第１の二次巻線Ns1に接続されているダイオードDs1およびキャパシタCo1によって第１整流平滑回路が構成されている。また、第２の二次巻線Ns2に接続されている第２整流回路CR2およびキャパシタCo2によって第２整流平滑回路が構成されている。第２整流回路CR2は整流スイッチ素子Qs、この整流スイッチ素子Qsを制御する第２スイッチング制御回路CNT2および帰還回路FB2を備えている。また、前記第２整流回路CR2は、整流スイッチ素子Qsに対して直列接続され、第２の二次巻線Ns2の電圧を順方向に流すダイオードDs2を備えている。
　図２（Ａ）に示したスイッチング電源回路１０１の作用は次のとおりである。
　第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2は第１スイッチング制御回路CNT1の制御により短いデッドタイムを挟んで交互にオン・オフされる。この時のスイッチング周波数は共振インダクタLrと共振キャパシタCrによる共振周波数に等しいかほぼ等しい。
　第１スイッチング素子Q1がターンオフすると第１の二次巻線Ns1に逆極性の電圧が発生し、ダイオードDs1がオンし、キャパシタCo1で平滑されて、第１出力電圧Vo1が供給される。
　第１帰還回路FB1は第１出力電圧Vo1と基準電圧との比較により生成した信号を第１スイッチング制御回路CNT1へ負帰還する。この制御により、第１出力電圧Vo1が印加される負荷に流れる負荷電流に関わらず、また入力電源Viの電圧変動に関わらず、第１出力電圧Vo1は所定電圧に保たれる。
　一方、第１スイッチング素子Q1がターンオフすると第２の二次巻線Ns2にも逆極性の電圧が発生する。この電圧が第２整流回路CR2で整流され、キャパシタCo2により平滑されて、第２出力電圧Vo2が供給される。このように第１スイッチング素子Q1のオフ期間において整流スイッチ素子Qsにはパルス電流が流れる。
　第２帰還回路FB2は第２出力電圧Vo2と基準電圧との比較により生成した信号を第２スイッチング制御回路CNT2へ負帰還する。第２帰還回路FB2および第２スイッチング制御回路CNT2による動作は次のとおりである。
　出力電圧Vo2が基準電圧よりも低いときは、整流スイッチ素子Qsが導通状態となっていて、第２整流回路CR2は導通し、キャパシタCo2で平滑されて出力電圧Vo2が供給される。整流スイッチ素子Qsが導通状態であるため、第１スイッチング素子Q1のオフ期間において整流スイッチ素子Qsに流れるパルス電流は制限されない。出力電圧Vo2が基準電圧よりも高いときは、整流スイッチ素子Qsが非導通状態となっていて、第２整流回路CR2は非導通となり、第１スイッチング素子Q1のオフ期間において整流スイッチ素子Qsにパルス電流は流れない。このように整流スイッチ素子Qsの導通／非導通は第２出力電圧Vo2の電圧情報に基づいて制御される。
　また、ダイオードDs2に流れる電流が逆方向電流となると、ダイオードDs2が逆バイアスになることによって電流が遮断された後、整流スイッチ素子Qsは非導通となる。
　更に、トランスTに発生する電圧で整流スイッチ素子Qsが動作するため、第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のスイッチング周波数に同期して整流スイッチ素子Qsが動作する。
　図２（Ｂ）は図２（Ａ）に示した第２整流回路CR2の具体的な回路構成を示す図である。この第２整流回路CR2内の第２帰還回路FB2、ダイオードDs2および整流スイッチ素子Qs以外の回路が、図２（Ａ）中の第２スイッチング制御回路CNT2である。
　図２（Ｂ）において、第２整流回路CR2内の第２帰還回路FB2の出力部にはフォトカプラの受光素子PC（フォトトランジスタ）と対をなす発光素子を備えている。第２整流回路CR2内にはブートキャパシタCbが備えられている。第２整流回路CR2内において受光素子PC、抵抗RtおよびキャパシタCtにより時定数回路が構成されている。受光素子PC（フォトトランジスタ）と抵抗Rtとによって可変インピーダンス回路が構成されている。また、キャパシタCgおよび抵抗Rg，Rg2，Rgsによってターンオン遅延回路が構成されている。
　第２の二次巻線Ns2に発生する交流巻線電圧が負電圧となる期間に、第２出力電圧Vo2からの供給によりブートキャパシタCbに電荷が充電され、交流巻線電圧が正電圧となる期間に、ブートキャパシタCbの電荷が放電される。
　前記キャパシタCtの電圧は小信号トランジスタ（特許請求の範囲に記載のスイッチ手段）Trに印加され、このトランジスタTrによって整流スイッチ素子Qsのゲート電位が制御される。
　また、ダイオードDbeと受光素子PC（フォトトランジスタ）との直列回路に対してキャパシタCeが並列に接続されている。このキャパシタCeは小信号トランジスタTrのオン状態を保持するための保持電流を供給する直流電圧源として作用する。
　前記ダイオードDbeはキャパシタCtに逆電圧の充電を防止する。ツェナーダイオードDzは整流スイッチ素子Qsのゲート電位を制限して整流スイッチ素子Qsの破壊を防止する。
　図２（Ｂ）に示したスイッチング電源回路１０１の動作は次のとおりである。
　(1)　［第１スイッチング素子Q1のオン期間］
　第２整流回路CR2は非導通の状態となる。第２出力電圧Vo2は、ツェナーダイオードDz、抵抗Rg、抵抗Rg2とおよびCgを介してブートキャパシタCbを充電する。
　(2)　［第２スイッチング素子Q2のオン期間（第２出力電圧Vo2が所定電圧より低く、第２整流回路CR2が導通の場合）］
　この期間は、時定数回路の可変インピーダンス回路の値に応じて以下の三つの場合がある。
　(2-1)　第２スイッチング素子Q2のオン期間中に整流スイッチ素子Qsがターンオフする場合（軽負荷時）、
　第１スイッチング素子Q1がターンオフすると第２の二次巻線Ns2の電圧は反転し、第２スイッチング素子Q2がターンオンする。
　ブートキャパシタCbの電圧（分圧電圧）は、抵抗Rg2、Cgおよび抵抗Rgを介して整流スイッチ素子Qsのゲート・ソース間に与えられ、整流スイッチ素子Qsはターンオンする。
　このとき、ブートキャパシタCbの電荷により受光素子PCと抵抗Rtを介してキャパシタCtは充電される。
　キャパシタCtの両端がトランジスタTrの閾値電圧（約0.6V）に達するとトランジスタTrはオンする。トランジスタTrがオンすると整流スイッチ素子Qsはターンオフする。
　第２の二次巻線Ns2の電圧が反転し、ダイオードDs2に逆電圧が印加されると、第２整流回路CR2は非導通となって、第１スイッチング素子Q1がターンオンする。
　(2-2)　第２スイッチング素子Q2のオン期間中に整流スイッチ素子Qsがオン状態を維持する場合、
　第１スイッチング素子Q1がターンオフすると第２の二次巻線Ns2の電圧は反転し、第２スイッチング素子Q2がターンオンする。
　ブートキャパシタCbの電圧（分圧電圧）は、抵抗Rg2、キャパシタCgおよび抵抗Rgを介して、整流スイッチ素子Qsのゲート・ソース間に与えられ、整流スイッチ素子Qsはターンオンする。整流スイッチ素子Qsが導通している期間において、整流スイッチ素子Qsにはパルス電流が制限されずに流れる。
　このとき、ブートキャパシタCbの電荷により受光素子PCと抵抗Rtを介してキャパシタCtは充電される。
　キャパシタCtの両端がトランジスタTrの閾値電圧（約0.6V）に達するまでにダイオードDs2に逆電圧が印加されると、第２整流回路CR2は非導通となる。
　第２の二次巻線Ns2の電圧が反転し、ダイオードDs2に逆電圧が印加されると、第２整流回路CR2は非導通となって、第１スイッチング素子Q1がターンオンする。
　(2-3)　第２スイッチング素子Q2のオン期間中に整流スイッチ素子Qsがオフ状態を維持する場合、
　第１スイッチング素子Q1がターンオフすると第２の二次巻線Ns2の電圧は反転し、第２スイッチング素子Q2がターンオンする。
　ブートキャパシタCbの電圧は、抵抗Rg2、キャパシタCgおよび抵抗Rgを介して、整流スイッチ素子Qsのゲート・ソース間に電圧を与えるときにトランジスタTrがオン状態となっている場合は、整流スイッチ素子Qsはオフ状態を維持する。整流スイッチ素子Qsが非導通であるため、整流スイッチ素子Qsにパルス電流は流れない。
　第２の二次巻線Ns2の電圧が反転し、ダイオードDs2に逆電圧が印加されると、第２整流回路CR2は非導通となって、第１スイッチング素子Q1がターンオンする。
　上記(1)と(2)｛(2-1),(2-2),(2-3)のいずれか｝の動作を繰り返す。
　第２出力電圧Vo2が印加される負荷の電流が通常負荷電流であるときには、図３に示したように、第２の二次巻線Ns2の電圧の立ち上がりで整流スイッチ素子Qsがターンオンする状態（上記(2-2)）とターンオンしない状態（歯抜け状態）（上記(2-3)）とが発生し、この歯抜け状態の発生頻度でパルス電流のパルス数を制御して第２出力電圧Vo2が安定化される。
　第２出力電圧Vo2が印加される負荷の電流が小さい（軽負荷）の場合、キャパシタCtに対する充電時定数が小さくなって、整流スイッチ素子Qsのターンオン後、キャパシタCtの電圧は速やかに0.6Vに達してトランジスタTrがオンし、整流スイッチ素子Qsはターンオフする（上記(2-1)の状態）。すなわち、軽負荷ではスイッチ素子Qsのオン時間が短縮化される。そのため、図３に示したとおり、二次巻線Ns2の電圧が発生している期間内でスイッチ素子Qsがターンオフする。
　このように通常負荷では、図３の通常負荷時の波形となり、軽負荷では、図３の軽負荷時の波形もしくは、図３の通常負荷時の波形と軽負荷時の波形との混在の波形となる。
　なお、二次巻線Ns2の電圧が発生している期間内でスイッチ素子QsがターンオフするとＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）動作とはならない場合があるが、軽負荷であって整流スイッチ素子Qsで遮断される電流値が小さいことから、ターンオフ時のスイッチング損失およびノイズは問題とならない。
　第１の実施形態によれば、次の効果を奏する。
　(a)第２スイッチング制御回路CNT2は、第２出力電圧を供給する自身の二次巻線Ns2に発生する交流巻線電圧を用いて、整流スイッチ素子Qsを駆動制御するため、第２スイッチング制御回路CNT2を動作させるための直流電源電圧が不要である。
　(b)第２スイッチング制御回路CNT2は、第２出力電圧を供給する自身の二次巻線Ns2に発生する交流巻線電圧を用いて、整流スイッチ素子Qsを駆動制御するため、第２スイッチング制御回路CNT2を動作させるための駆動巻線を設ける必要がない。
　(c)第２スイッチング制御回路CNT2は、第２出力電圧を供給する自身の二次巻線Ns2に発生する交流巻線電圧を用いて、整流スイッチ素子Qsを駆動制御するため、第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のスイッチング周波数に同期して動作させるための同期回路が不要である。
　(d)ターンオン遅延回路の作用により、整流スイッチ素子Qsのターンオンをゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）させることができ、スイッチング損失が低減できる。
　(e)デューティ比を有するパルス列信号を出力するPWM制御のロジック回路が不要である。
　(f)整流スイッチ素子Qsの制御により、整流スイッチ素子Qsを通って流れるパルス電流のパルス数が単位時間あたりにおいて制御されて第２出力電圧Vo2は高精度な電圧となり、複数の出力電圧を高精度に制御できる。
　(g)軽負荷時には、整流スイッチ素子Qsのオン時間を制御してパルス幅を制御し、重負荷時には、整流スイッチ素子Qsをオン状態またはオフ状態のいずれかになるように動作モードを切り替えて制御することで、軽負荷での第２出力電圧Vo2の電圧上昇を抑制し、重負荷での第２出力電圧Vo2の電圧低下を抑制することができ、出力電圧Vo2の電圧精度を高めることが可能となる。また、重負荷での動作では、整流スイッチ素子QsのターンオフはＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）動作となるため、スイッチング損失が殆ど発生しない。
　(h)整流スイッチ素子Qsは、第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2のスイッチング周波数に同期して動作するので、複数の周波数が混在することによる干渉がなく、音鳴りやノイズの発生を抑制できる。
　(i)トランジスタTrを制御するための電荷をキャパシタCeに蓄えることができ、受光素子PCのインピーダンスの変化に対する応答性が高まる。これにより、整流スイッチ素子Qsの制御応答性を高めることができ、整流スイッチ素子Qsのオン時間の短縮方向の制御範囲が拡がる。その結果、より広い範囲で軽負荷に対応できる。すなわち軽負荷時の電圧上昇およびリップル電圧の増加が抑制できる。
《第２の実施形態》
　図４は第２の実施形態に係るスイッチング電源回路１０２の主要部の回路図である。図４においてはトランスTの第２の二次巻線Ns2に繋がる回路についてのみ表している。トランスTの一次巻線および第１の二次巻線に繋がる回路については第１の実施形態で図２（Ｂ）に示した回路と同じである。
　第２の実施形態では、整流スイッチ素子Qsのゲート・ソース間にPNPトランジスタTr2を接続し、このトランジスタTr2に小信号用のNPNトランジスタTr1を接続している。
　第２の実施形態によれば、整流スイッチ素子Qsを駆動する能力が高く、二段のトランジスタによる高い増幅率により、整流スイッチ素子Qsを確実にターンオフさせることができる。その他の作用は第１の実施形態と同様である。
《第３の実施形態》
　図５は第３の実施形態に係るスイッチング電源回路１０３の主要部の回路図である。図５においてはトランスTの第２の二次巻線Ns2に繋がる回路についてのみ表している。トランスTの一次巻線および第１の二次巻線に繋がる回路については第１の実施形態で図２（Ｂ）に示した回路と同じである。
　第３の実施形態では、ブートキャパシタCbを直接に充電するブートダイオードDbを備えている。
　第３の実施形態によれば、ブートキャパシタCbへの充電インピーダンス（充電時定数）が小さく、短い充電時間でブートキャパシタCbを充電できる。その他の作用は第１の実施形態と同様である。
《第４の実施形態》
　図６は第４の実施形態に係るスイッチング電源回路１０４の回路図である。第１～第３の実施形態では、第２出力電圧を供給する自身の二次巻線Ns2に発生する交流巻線電圧を基に整流スイッチ素子Qsをオン／オフ制御する例を示したが、第４の実施形態は、トランスTに設けた駆動巻線Nbに発生する電圧を用いて整流スイッチ素子Qsを駆動制御する。
　図６において、第１スイッチング素子Q1がターンオフすると、駆動巻線Nbの電圧はキャパシタCg、抵抗Rg2，Rg，Rgsを介して、整流スイッチ素子Qsのゲート・ソース間に電圧が印加され、整流スイッチ素子Qsがターンオンする。
　駆動巻線Nbの電圧（分圧電圧）は、キャパシタCg、抵抗Rg2，Rt、ダイオードDpおよび受光素子PCを介してキャパシタCtに与えられる。キャパシタCtの電圧がトランジスタTrのベース・エミッタ間のしきい値電圧約0.6Vを超えるとトランジスタTrはオンする。
　その他の作用は第２の実施形態と同様である。
　第４の実施形態によれば、駆動巻線Nbの電圧で整流スイッチ素子Qsを直接ターンオンさせることができるので、図２（Ｂ）等に示したブートキャパシタCbは不要である。また、整流スイッチ素子Qsを駆動制御するのに適した電圧をトランスTに設けられた駆動巻線Nbの巻数で設定できるため、最適なタイミングで整流スイッチ素子Qsを駆動でき、そのため損失をより低減できる。
　その他は第１・第２の実施形態で述べた効果と同様の効果を奏する。
Cb…ブートキャパシタ
Ce，Cg…キャパシタ
CNT1…第１スイッチング制御回路
CNT2…第２スイッチング制御回路
Co1，Co2…キャパシタ
Cr…共振キャパシタ
CR2…第２整流回路
Ct…キャパシタ
Db…ブートダイオード
Dbe…ダイオード
Dp…ダイオード
Ds1…ダイオード（第１整流素子）
Ds2…ダイオード（第２整流素子）
Dz…ツェナーダイオード
FB1…第１帰還回路
FB2…第２帰還回路
Lr…共振インダクタ
Nb…駆動巻線
Np…一次巻線
Ns1…第１の二次巻線
Ns2…第２の二次巻線
PC…受光素子
Q1…第１スイッチング素子（主スイッチング素子）
Q2…第２スイッチング素子
Qs…整流スイッチ素子
Rg，Rg2，Rgs，Rt…抵抗
T…トランス
Tr…トランジスタ（スイッチ手段）
Tr1，Tr2…トランジスタ
Vi…入力電源
Vo1…第１出力電圧
Vo2…第２出力電圧
１０１～１０４…スイッチング電源回路

Claims (15)

  1. 　一次巻線、第１の二次巻線および第２の二次巻線を備えたトランスと、前記一次巻線に直列接続された主スイッチング素子と、前記第１の二次巻線の出力を整流平滑して第１出力電圧を発生する第１整流平滑回路と、前記第２の二次巻線の出力を整流平滑して第２出力電圧を発生する第２整流平滑回路と、前記第１出力電圧に応じた帰還信号を発生する第１帰還回路と、前記帰還信号に基づいて前記主スイッチング素子を制御するとともに前記第１出力電圧を安定させる第１スイッチング制御回路と、を備えたスイッチング電源回路において、
    　前記第２整流平滑回路は第２整流回路を備え、
    　前記第２整流回路は、整流スイッチ素子と、前記整流スイッチ素子を制御する第２スイッチング制御回路とを備え、
    　前記第２スイッチング制御回路は、前記トランスに設けられた第２の二次巻線または前記トランスに設けられた駆動巻線に発生する交流巻線電圧で動作し、前記整流スイッチ素子の制御端子に接続されたスイッチ手段を動作させる時定数回路と、前記第２出力電圧を検出して前記時定数回路へ帰還する第２帰還回路とを備えた、スイッチング電源回路。
  2. 　前記第２整流回路は、自身を通って流れるパルス電流のパルス数を単位時間あたりにおいて制御することにより、前記第２出力電圧を安定させることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  3. 　前記時定数回路は、前記第２帰還回路の出力によってインピーダンスが変化する可変インピーダンス素子と、この可変インピーダンス素子を介して充電され、前記スイッチ手段へ制御電圧を与えるキャパシタとを含む、請求項１または２に記載のスイッチング電源回路。
  4. 　前記交流巻線電圧を発生する巻線は前記第２の二次巻線であり、
    　前記交流巻線電圧が負電圧となる期間に前記第２出力電圧からの電荷の供給により充電し、前記交流巻線電圧が正電圧となる期間に放電するブートキャパシタを備えた、請求項１～３のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  5. 　前記第２スイッチング制御回路は、前記第２出力電圧を整流して前記ブートキャパシタに電荷を供給するブートダイオードを備える、請求項１～４のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  6. 　前記ブートダイオードとして、前記第２出力電圧と前記整流スイッチ素子の制御端子との間に接続されたダイオードを備える、請求項５に記載のスイッチング電源回路。
  7. 　前記ブートダイオードはツェナーダイオードである請求項６に記載のスイッチング電源回路。
  8. 　前記第２スイッチング制御回路は、前記ブートキャパシタから前記整流スイッチ素子の制御端子までの経路に、前記ブートキャパシタの電荷の放電時定数を定めて、前記整流スイッチ素子のターンオンを遅延させるターンオン遅延回路を備え、
    　前記ターンオン遅延回路は、キャパシタと抵抗との直列回路で構成された、請求項１～７のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  9. 　前記第２スイッチング制御回路は、前記スイッチ手段の導通状態を保持するための電流を供給するキャパシタと、このキャパシタに前記ブートキャパシタから電荷を整流して供給するダイオードを備える、請求項１～８のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  10. 　前記交流巻線電圧を発生する巻線は、前記トランスに設けられた駆動巻線である、請求項１～９のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  11. 　前記第２スイッチング制御回路は、前記スイッチ手段の導通状態を保持するための電流を供給するキャパシタと、このキャパシタに前記駆動巻線から電荷を整流して供給するダイオードを備える、請求項１～１０のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  12. 　前記スイッチ手段は、小信号用トランジスタで構成される、請求項１～１１のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  13. 　前記小信号用トランジスタの制御端子に過大な負電圧が印加されるのを防止するために逆並列ダイオードが接続された、請求項１～１２のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  14. 　前記スイッチ手段は、小信号用のトランジスタとトランジスタとの２段のトランジスタで構成される、請求項１～１３のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  15. 　前記第２スイッチング制御回路は、前記第２出力電圧が印加される負荷の電流が所定値より小さい状態で、前記交流巻線電圧の正電圧の期間内で前記整流スイッチ素子をターンオフさせ、前記負荷の電流が前記所定値を超える状態で、前記交流巻線電圧の正電圧の期間に前記整流スイッチ素子をオンさせるかオフ状態を維持するかの制御を行う、請求項１～１４のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
PCT/JP2011/076480 2010-12-02 2011-11-17 スイッチング電源回路 WO2012073706A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012546766A JP5630507B2 (ja) 2010-12-02 2011-11-17 スイッチング電源回路
CN201180057152.XA CN103229403B (zh) 2010-12-02 2011-11-17 开关电源电路
US13/900,711 US9621048B2 (en) 2010-12-02 2013-05-23 Switching power-supply circuit
US15/442,979 US9966863B2 (en) 2010-12-02 2017-02-27 Switching power-supply circuit

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010-268884 2010-12-02
JP2010268884 2010-12-02

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US13/900,711 Continuation US9621048B2 (en) 2010-12-02 2013-05-23 Switching power-supply circuit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012073706A1 true WO2012073706A1 (ja) 2012-06-07

Family

ID=46171652

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2011/076480 WO2012073706A1 (ja) 2010-12-02 2011-11-17 スイッチング電源回路

Country Status (4)

Country Link
US (2) US9621048B2 (ja)
JP (1) JP5630507B2 (ja)
CN (1) CN103229403B (ja)
WO (1) WO2012073706A1 (ja)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103250337B (zh) * 2010-12-02 2015-12-09 株式会社村田制作所 开关电源电路
WO2013018787A1 (ja) * 2011-08-04 2013-02-07 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US10277136B2 (en) * 2016-12-01 2019-04-30 Power Integrations, Inc. Controller for multi-output single magnetic component converter with independent regulation of constant current and constant voltage outputs
US9979308B1 (en) * 2017-06-02 2018-05-22 Infineon Technologies Austria Ag Synchronous rectifier switch control during burst mode operation of an LLC converter
US10218282B1 (en) * 2018-05-31 2019-02-26 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for sequencing outputs in a multi-output power converter system
JP2020018037A (ja) 2018-07-23 2020-01-30 株式会社デンソー パワー素子駆動装置
US10903751B2 (en) * 2019-06-21 2021-01-26 Semiconductor Components Industries, Llc Method and system of driving an electrically controlled switch with a snubber capacitor
CN110690824A (zh) * 2019-08-23 2020-01-14 华为数字技术（苏州）有限公司 一种反激变换器及电子设备

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001251852A (ja) * 2000-03-03 2001-09-14 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
JP2004194405A (ja) * 2002-12-10 2004-07-08 Tabuchi Electric Co Ltd 複数系出力のスイッチング電源回路
JP2006197755A (ja) * 2005-01-14 2006-07-27 Sanken Electric Co Ltd 多出力型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2008507950A (ja) * 2004-07-26 2008-03-13 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 複数の出力電圧を供給する変換器
JP2009138917A (ja) * 2007-12-11 2009-06-25 Panasonic Corp 電磁弁駆動方法およびそれを用いた電源装置

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63133867A (ja) 1986-11-21 1988-06-06 Hitachi Lighting Ltd 多出力スイツチング電源
JPH037062A (ja) 1989-05-31 1991-01-14 Toshiba Corp 共振型スイッチング電源
JP2861246B2 (ja) 1990-04-26 1999-02-24 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP2715921B2 (ja) 1994-07-27 1998-02-18 日本電気株式会社 スイッチング電源回路
JP2000217356A (ja) 1999-01-25 2000-08-04 Mitsubishi Electric Corp 多出力ｄｃ／ｄｃコンバ―タ
JP2001037223A (ja) 1999-07-21 2001-02-09 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源回路
JP4284772B2 (ja) 1999-09-01 2009-06-24 株式会社村田製作所 スイッチング電源回路
JP3475892B2 (ja) * 2000-02-25 2003-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3855116B2 (ja) * 2000-03-22 2006-12-06 日本光電工業株式会社 半導体スイッチ駆動回路
JP3475925B2 (ja) * 2000-09-27 2003-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US6504267B1 (en) 2001-12-14 2003-01-07 Koninklijke Philips Electronics N.V. Flyback power converter with secondary-side control and primary-side soft switching
JP4114537B2 (ja) * 2003-05-16 2008-07-09 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US7330365B2 (en) * 2003-09-02 2008-02-12 Sanken Electric Co., Ltd. Synchronous commutation DC-DC converter
KR100632687B1 (ko) 2004-02-03 2006-10-11 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 스위칭 전원장치
KR100681689B1 (ko) * 2004-02-03 2007-02-09 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 스위칭 전원장치
KR100791717B1 (ko) 2004-12-08 2008-01-03 산켄덴키 가부시키가이샤 다출력 전류 공진형 ｄｃ-ｄｃ 컨버터
KR100813979B1 (ko) * 2005-07-26 2008-03-14 삼성전자주식회사 다중 출력을 갖는 전원공급장치
US7236041B2 (en) * 2005-08-01 2007-06-26 Monolithic Power Systems, Inc. Isolated gate driver circuit for power switching devices
JP4320787B2 (ja) * 2007-05-21 2009-08-26 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
TW200910750A (en) * 2007-08-17 2009-03-01 Murata Manufacturing Co Switching power supply device
US7906868B2 (en) * 2008-01-15 2011-03-15 Microsemi Corporation Fine tuned multiple output converter
US8089219B2 (en) * 2008-06-27 2012-01-03 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Switching mode power supply for plasma display panel
JP2010263739A (ja) * 2009-05-11 2010-11-18 Ricoh Co Ltd 電源出力制御回路
JP5532121B2 (ja) * 2010-03-09 2014-06-25 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
WO2013018787A1 (ja) * 2011-08-04 2013-02-07 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP5594322B2 (ja) * 2012-06-14 2014-09-24 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001251852A (ja) * 2000-03-03 2001-09-14 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
JP2004194405A (ja) * 2002-12-10 2004-07-08 Tabuchi Electric Co Ltd 複数系出力のスイッチング電源回路
JP2008507950A (ja) * 2004-07-26 2008-03-13 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 複数の出力電圧を供給する変換器
JP2006197755A (ja) * 2005-01-14 2006-07-27 Sanken Electric Co Ltd 多出力型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2009138917A (ja) * 2007-12-11 2009-06-25 Panasonic Corp 電磁弁駆動方法およびそれを用いた電源装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20170170737A1 (en) 2017-06-15
US9621048B2 (en) 2017-04-11
US9966863B2 (en) 2018-05-08
CN103229403B (zh) 2015-11-25
JPWO2012073706A1 (ja) 2014-05-19
US20130250622A1 (en) 2013-09-26
CN103229403A (zh) 2013-07-31
JP5630507B2 (ja) 2014-11-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5630507B2 (ja) スイッチング電源回路
US8520414B2 (en) Controller for a power converter
JP5527429B2 (ja) スイッチング電源回路
JP5463759B2 (ja) スイッチング電源装置およびスイッチング電源制御回路
US9287792B2 (en) Control method to reduce switching loss on MOSFET
US8625311B2 (en) Switching power supply apparatus including a plurality of switching elements
JP4399837B2 (ja) 多出力電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4910525B2 (ja) 共振型スイッチング電源装置
US8300431B2 (en) Constant-current control module using inverter filter multiplier for off-line current-mode primary-side sense isolated flyback converter
JP5991078B2 (ja) スイッチング電源装置
JP2009284667A (ja) 電源装置、および、その制御方法ならびに半導体装置
US9397579B2 (en) Full-bridge switching DC/DC converters and controllers thereof
JP5278224B2 (ja) スイッチング電源装置、およびスイッチング電源制御回路
JP2007097379A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN111585444A (zh) 开关转换器和用于操作开关转换器的方法
JP2016063733A (ja) スイッチング電源装置
JP5644954B2 (ja) 絶縁型スイッチング電源装置
US9564819B2 (en) Switching power supply circuit
TW202312644A (zh) 半橋返馳式轉換器及其控制方法
JP5926766B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
TW202308282A (zh) 具有省略週期的諧振半橋返馳式轉換器及其控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11844543

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2012546766

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 11844543

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1