JPH06217541A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH06217541A JPH06217541A JP5019391A JP1939193A JPH06217541A JP H06217541 A JPH06217541 A JP H06217541A JP 5019391 A JP5019391 A JP 5019391A JP 1939193 A JP1939193 A JP 1939193A JP H06217541 A JPH06217541 A JP H06217541A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 コストダウン、小形化、ＤＣ電源の放電時間
の延長、電力損失の低減等を図ることのできるスイッチ
ング電源回路を提供する。 【構成】 直流電源の正極側に接続される第１のＮＰＮ
形スイッチングトランジスタおよび負極側に接続される
第１のＰＮＰ形スイッチングトランジスタからなる第１
のハーフブリッジ結合と、直流電源の正極側に接続され
る第２のＮＰＮ形スイッチングトランジスタおよび負極
側に接続される第２のＰＮＰ形スイッチングトランジス
タからなる第２のハーフブリッジ回路とをフルブリッジ
に結合して電流共振形コンバータを構成し、このＮＰＮ
形およびＰＮＰ形スイッチングトランジスタを１組のド
ライブ巻線によりドライブするように構成した。
の延長、電力損失の低減等を図ることのできるスイッチ
ング電源回路を提供する。 【構成】 直流電源の正極側に接続される第１のＮＰＮ
形スイッチングトランジスタおよび負極側に接続される
第１のＰＮＰ形スイッチングトランジスタからなる第１
のハーフブリッジ結合と、直流電源の正極側に接続され
る第２のＮＰＮ形スイッチングトランジスタおよび負極
側に接続される第２のＰＮＰ形スイッチングトランジス
タからなる第２のハーフブリッジ回路とをフルブリッジ
に結合して電流共振形コンバータを構成し、このＮＰＮ
形およびＰＮＰ形スイッチングトランジスタを１組のド
ライブ巻線によりドライブするように構成した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、バッテリを直流電源と
する５０Ｗ以上または５０Ｗ以下の負荷電力を供給する
ＤＣ−ＤＣコンバータ用のスイッチング電源回路に関す
る。
する５０Ｗ以上または５０Ｗ以下の負荷電力を供給する
ＤＣ−ＤＣコンバータ用のスイッチング電源回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＤＣ電源（バッテリ）で動作す
る、負荷電力が５０Ｗ以上であるＤＣ−ＤＣコンバータ
用のスイッチング電源回路としては、フルブリッジ結合
の電流共振形コンバータ回路と、直交形フェライトトラ
ンスとを組み合わせた図８または図１０に示す構成のも
のが知られている。
る、負荷電力が５０Ｗ以上であるＤＣ−ＤＣコンバータ
用のスイッチング電源回路としては、フルブリッジ結合
の電流共振形コンバータ回路と、直交形フェライトトラ
ンスとを組み合わせた図８または図１０に示す構成のも
のが知られている。
【０００３】図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ用のスイッ
チング電源回路の構成図、図９はＥＩ−１２．５フェラ
イトコアのコンバータドライブトランスの外観図であ
る。図８において、１は、スイッチング周波数固定の直
列共振周波数制御方式のフルブリッジ電流共振形コンバ
ータ回路であり、この電流共振形コンバータ回路１は、
バッテリ電源Ｅ（１１Ｖ〜１８Ｖ）に接続したフルブリ
ッジ構成の４個のＮＰＮ形スイッチングトランジスタＱ
1 〜Ｑ4 と、このトランジスタＱ1 とＱ2 ，Ｑ3 とＱ4
毎に設けたコンバータドライブトランスＣＤＴと、各ト
ランジスタＱ1 〜Ｑ4 のベース・エミッタ間に直列に接
続したコンデンサＣB ，抵抗ＲB および巻線ＮB とから
なる直列共振回路から構成され、そして直交形フェライ
トトランスＰＲＴを組合せることにより、スイッチング
電源回路が構成される。直交形フェライトトランスＰＲ
Ｔの一次巻線と各コンバータドライブトランスＣＤＴの
巻線ＮR およびコンデンサＣ1 は直列に接続され、この
直列回路の一端はトランジスタＱ1 とＱ2 のエミッタ・
コレクタの接続点に接続され、その他端はトランジスタ
Ｑ3 とＱ4 のエミッタ・コレクタの接続点に接続されて
いる。また、直交形フェライトトランスＰＲＴの二次巻
線側には、複数の直流出力電圧を得るための整流ダイオ
ードＤ1 〜Ｄ4 および平滑コンデンサＣが接続されてお
り、さらに、各直流出力電圧に対応する負荷電流は増幅
器ＡＭＰを介して直交形フェライトトランスＰＲＴの制
御巻線ＮC に帰還され、これにより、直流出力電圧を安
定化する。
チング電源回路の構成図、図９はＥＩ−１２．５フェラ
イトコアのコンバータドライブトランスの外観図であ
る。図８において、１は、スイッチング周波数固定の直
列共振周波数制御方式のフルブリッジ電流共振形コンバ
ータ回路であり、この電流共振形コンバータ回路１は、
バッテリ電源Ｅ（１１Ｖ〜１８Ｖ）に接続したフルブリ
ッジ構成の４個のＮＰＮ形スイッチングトランジスタＱ
1 〜Ｑ4 と、このトランジスタＱ1 とＱ2 ，Ｑ3 とＱ4
毎に設けたコンバータドライブトランスＣＤＴと、各ト
ランジスタＱ1 〜Ｑ4 のベース・エミッタ間に直列に接
続したコンデンサＣB ，抵抗ＲB および巻線ＮB とから
なる直列共振回路から構成され、そして直交形フェライ
トトランスＰＲＴを組合せることにより、スイッチング
電源回路が構成される。直交形フェライトトランスＰＲ
Ｔの一次巻線と各コンバータドライブトランスＣＤＴの
巻線ＮR およびコンデンサＣ1 は直列に接続され、この
直列回路の一端はトランジスタＱ1 とＱ2 のエミッタ・
コレクタの接続点に接続され、その他端はトランジスタ
Ｑ3 とＱ4 のエミッタ・コレクタの接続点に接続されて
いる。また、直交形フェライトトランスＰＲＴの二次巻
線側には、複数の直流出力電圧を得るための整流ダイオ
ードＤ1 〜Ｄ4 および平滑コンデンサＣが接続されてお
り、さらに、各直流出力電圧に対応する負荷電流は増幅
器ＡＭＰを介して直交形フェライトトランスＰＲＴの制
御巻線ＮC に帰還され、これにより、直流出力電圧を安
定化する。
【０００４】このように構成されたスイッチング電源回
路においては、トランジスタＱ1 とＱ4 ，トランジスタ
Ｑ2 とＱ3 がそれぞれのドライブトランスＣＤＴの巻線
ＮBとコンデンサＣB および抵抗ＲB で決定されるスイ
ッチング周波数で交互にオン・オフされる。これに伴い
直交形フェライトトランスＰＲＴの一次巻線には電流が
方向を変えて交互に流れ、その二次巻線に誘起される電
力をダイオードＤ1 〜Ｄ4 により直流に変換することに
より、必要とする直流出力電圧が出力される。
路においては、トランジスタＱ1 とＱ4 ，トランジスタ
Ｑ2 とＱ3 がそれぞれのドライブトランスＣＤＴの巻線
ＮBとコンデンサＣB および抵抗ＲB で決定されるスイ
ッチング周波数で交互にオン・オフされる。これに伴い
直交形フェライトトランスＰＲＴの一次巻線には電流が
方向を変えて交互に流れ、その二次巻線に誘起される電
力をダイオードＤ1 〜Ｄ4 により直流に変換することに
より、必要とする直流出力電圧が出力される。
【０００５】図１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ用スイッ
チング電源回路をスイッチング周波数制御方式のフルブ
リッジ結合電流共振形コンバータ回路２と絶縁コンバー
タトランスＰＩＴとから構成したものであり、電流共振
形コンバータ回路２は、バッテリ電源Ｅ（１１Ｖ〜１８
Ｖ）に接続したフルブリッジ構成のスイッチングトラン
ジスタＱ1 〜Ｑ4 と、各トランジスタＱ1 〜Ｑ4 のスイ
ッチング周波数制御用直交形フェライトトランスＰＲＴ
とから構成される。また、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線の一端はコンデンサＣ1 および直交形フェ
ライトトランスＰＲＴの一次巻線ＮR を介してトランジ
スタＱ1 とＱ2 のエミッタ・コレクタ接続点に接続さ
れ、その他端はトランジスタＱ3 とＱ4 のエミッタ・コ
レクタ接続点に接続されている。さらに、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの二次巻線側には、複数の直流出力電
圧を得るための整流ダイオードＤ1 〜Ｄ4 および平滑コ
ンデンサＣが接続されている。また、各直流出力電圧に
対応する負荷電流は増幅器ＡＭＰを介して直交形フェラ
イトトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に帰還され、これに
よりトランジスタＱ1 〜Ｑ4 のスイッチング周波数を制
御して直流出力電圧を安定化する。
チング電源回路をスイッチング周波数制御方式のフルブ
リッジ結合電流共振形コンバータ回路２と絶縁コンバー
タトランスＰＩＴとから構成したものであり、電流共振
形コンバータ回路２は、バッテリ電源Ｅ（１１Ｖ〜１８
Ｖ）に接続したフルブリッジ構成のスイッチングトラン
ジスタＱ1 〜Ｑ4 と、各トランジスタＱ1 〜Ｑ4 のスイ
ッチング周波数制御用直交形フェライトトランスＰＲＴ
とから構成される。また、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線の一端はコンデンサＣ1 および直交形フェ
ライトトランスＰＲＴの一次巻線ＮR を介してトランジ
スタＱ1 とＱ2 のエミッタ・コレクタ接続点に接続さ
れ、その他端はトランジスタＱ3 とＱ4 のエミッタ・コ
レクタ接続点に接続されている。さらに、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの二次巻線側には、複数の直流出力電
圧を得るための整流ダイオードＤ1 〜Ｄ4 および平滑コ
ンデンサＣが接続されている。また、各直流出力電圧に
対応する負荷電流は増幅器ＡＭＰを介して直交形フェラ
イトトランスＰＲＴの制御巻線ＮC に帰還され、これに
よりトランジスタＱ1 〜Ｑ4 のスイッチング周波数を制
御して直流出力電圧を安定化する。
【０００６】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路においても、上記図８と同様に安定した直流出力
電圧を得ることができる。
タ回路においても、上記図８と同様に安定した直流出力
電圧を得ることができる。
【０００７】一方、大容量ＤＣ電源（鉛蓄電池、リチウ
ムイオンバッテリ等の２次電池）で動作するＯＡ機器用
負荷が５０Ｗ以上の場合、ＤＣ−ＤＣ電力変換効率によ
ってバッテリの放電時間が決定されるため、如何に電力
損失を軽減して効率の向上を図るかが重要である。
ムイオンバッテリ等の２次電池）で動作するＯＡ機器用
負荷が５０Ｗ以上の場合、ＤＣ−ＤＣ電力変換効率によ
ってバッテリの放電時間が決定されるため、如何に電力
損失を軽減して効率の向上を図るかが重要である。
【０００８】従来、上述のような電力変換効率を向上さ
せるためのスイッチング電源回路としては、バッテリ電
源Ｅにブリッジに接続したスイッチングトランジスタＱ
1 〜Ｑ4 およびこれらトランジスタＱ1 〜Ｑ4 のドライ
ブ用のコンバータドライブトランスＣＤＴからなるフル
ブリッジ結合電流共振形コンバータ回路３と、一次巻線
Ｎ1 を電流共振形コンバータ回路３に接続したメインの
直交形フェライトトランスＰＲＴ−１と、この直交形フ
ェライトトランスＰＲＴ−１の二次巻線Ｎ2 に接続した
複数の直流出力電圧を取り出す整流ダイオードＤと、直
流出力電圧（１２Ｖ，３．３Ｖ）を安定化する直交形フ
ェライトトランスＰＲＴ−２，ＰＲＴ−３、および負荷
電流を対応する直交形フェライトトランスＰＲＴ−２，
ＰＲＴ−３の制御巻線ＮC にフィードバックする増幅器
ＡＭＰ２，ＡＭＰ３と、直流出力電圧（５Ｖ）に対応す
る負荷電流を直交形フェライトトランスＰＲＴ−１の制
御巻線ＮC にフィードバックする増幅器ＡＭＰ１とを備
える。図１２は、トランジスタＱ1 〜Ｑ4 のスイッチン
グ時に直交形フェライトトランスＰＲＴ−１の一次巻線
に流れる電流Ｉ0 のピーク・トウ・ピーク波形である。
このようなスイッチング電源回路においては、負荷電力
が５０Ｗ以上で２種類以上の直流出力電圧負荷がそれぞ
れオープンから定格まで変化しても、それぞれの直流出
力電圧はそれぞれの直交形フェライトトランスにより安
定化されている。
せるためのスイッチング電源回路としては、バッテリ電
源Ｅにブリッジに接続したスイッチングトランジスタＱ
1 〜Ｑ4 およびこれらトランジスタＱ1 〜Ｑ4 のドライ
ブ用のコンバータドライブトランスＣＤＴからなるフル
ブリッジ結合電流共振形コンバータ回路３と、一次巻線
Ｎ1 を電流共振形コンバータ回路３に接続したメインの
直交形フェライトトランスＰＲＴ−１と、この直交形フ
ェライトトランスＰＲＴ−１の二次巻線Ｎ2 に接続した
複数の直流出力電圧を取り出す整流ダイオードＤと、直
流出力電圧（１２Ｖ，３．３Ｖ）を安定化する直交形フ
ェライトトランスＰＲＴ−２，ＰＲＴ−３、および負荷
電流を対応する直交形フェライトトランスＰＲＴ−２，
ＰＲＴ−３の制御巻線ＮC にフィードバックする増幅器
ＡＭＰ２，ＡＭＰ３と、直流出力電圧（５Ｖ）に対応す
る負荷電流を直交形フェライトトランスＰＲＴ−１の制
御巻線ＮC にフィードバックする増幅器ＡＭＰ１とを備
える。図１２は、トランジスタＱ1 〜Ｑ4 のスイッチン
グ時に直交形フェライトトランスＰＲＴ−１の一次巻線
に流れる電流Ｉ0 のピーク・トウ・ピーク波形である。
このようなスイッチング電源回路においては、負荷電力
が５０Ｗ以上で２種類以上の直流出力電圧負荷がそれぞ
れオープンから定格まで変化しても、それぞれの直流出
力電圧はそれぞれの直交形フェライトトランスにより安
定化されている。
【０００９】例えば、５Ｖの直流出力電圧に対しては、
メインの直交形フェライトトランスＰＲＴ−１の制御巻
線ＮC を増幅器ＡＭＰ１からの出力信号で制御して一次
側直列共振周波数を変化させることにより、１１Ｖ〜１
８Ｖの入力電圧変動に対し０〜２５Ｗの負荷変動に応じ
て５Ｖの直流出力電圧を５Ｖ±０．１Ｖに定電圧化でき
る。また、１２Ｖの直流出力電圧に対しては、可飽和リ
アクトルである直交形フェライトトランスＰＲＴ−２の
制御巻線を制御することにより、０〜２４Ｗの負荷変動
に対して１２Ｖの直流出力電圧を１２Ｖ±０．２Ｖに安
定化でき、さらに、３．３Ｖの直流出力電圧に対して
は、可飽和リアクトルである直交形フェライトトランス
ＰＲＴ−３の制御巻線を制御することにより、０〜９．
９Ｗの負荷変動に対して３．３Ｖの直流出力電圧を３．
３±０．１Ｖに安定化できる。
メインの直交形フェライトトランスＰＲＴ−１の制御巻
線ＮC を増幅器ＡＭＰ１からの出力信号で制御して一次
側直列共振周波数を変化させることにより、１１Ｖ〜１
８Ｖの入力電圧変動に対し０〜２５Ｗの負荷変動に応じ
て５Ｖの直流出力電圧を５Ｖ±０．１Ｖに定電圧化でき
る。また、１２Ｖの直流出力電圧に対しては、可飽和リ
アクトルである直交形フェライトトランスＰＲＴ−２の
制御巻線を制御することにより、０〜２４Ｗの負荷変動
に対して１２Ｖの直流出力電圧を１２Ｖ±０．２Ｖに安
定化でき、さらに、３．３Ｖの直流出力電圧に対して
は、可飽和リアクトルである直交形フェライトトランス
ＰＲＴ−３の制御巻線を制御することにより、０〜９．
９Ｗの負荷変動に対して３．３Ｖの直流出力電圧を３．
３±０．１Ｖに安定化できる。
【００１０】他方、ＤＣ電源（バッテリ）で動作する５
０Ｗ以下の負荷電力で直流出力電圧を２組以上有し、そ
れぞれの負荷電力がオープンから定格まで変化するＤＣ
−ＤＣコンバータのスイッチング電源回路としては、ス
イッチングトランジスタが１組の電圧共振形コンバータ
回路が実用化されている。図１４は、従来の電圧共振形
コンバータと直交形フェライトトランスによる可飽和リ
アクタの組み合わせによるＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング電源回路を示しており、図１５はＤＣ１２Ｖ、
最大負荷４２Ｗ時の動作波形を示している。
０Ｗ以下の負荷電力で直流出力電圧を２組以上有し、そ
れぞれの負荷電力がオープンから定格まで変化するＤＣ
−ＤＣコンバータのスイッチング電源回路としては、ス
イッチングトランジスタが１組の電圧共振形コンバータ
回路が実用化されている。図１４は、従来の電圧共振形
コンバータと直交形フェライトトランスによる可飽和リ
アクタの組み合わせによるＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング電源回路を示しており、図１５はＤＣ１２Ｖ、
最大負荷４２Ｗ時の動作波形を示している。
【００１１】図１４において、電圧共振形コンバータ４
は、バッテリ電源Ｅに絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1 を介してコレクタ・エミッタ間を接続した
スイッチングトランジスタＱ1 と、このトランジスタＱ
1 のベース・エミッタ間に直列に接続した抵抗ＲB ，イ
ンダクタンスＬB ，コンデンサＣB および絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの巻線ＮB と、トランジスタＱ1 のコ
レクタ・エミッタ間に接続した共振用コンデンサＣ1 と
から構成される。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次巻線Ｎ2 には、３．３Ｖ，１２Ｖ，５Ｖの三種類
の直流出力電圧を取り出す整流ダイオードＤ1 〜Ｄ3 が
接続されているとともに、それぞれの直流出力電圧を安
定化する直交トランス（可飽和リアクトル）ＰＲＴ−１
〜ＰＲＴ−３、およびそれぞれの直交トランスＰＲＴ−
１〜ＰＲＴ−３の制御巻線ＮC を制御する増幅器ＡＭＰ
１〜ＡＭＰ３が接続されている。
は、バッテリ電源Ｅに絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1 を介してコレクタ・エミッタ間を接続した
スイッチングトランジスタＱ1 と、このトランジスタＱ
1 のベース・エミッタ間に直列に接続した抵抗ＲB ，イ
ンダクタンスＬB ，コンデンサＣB および絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの巻線ＮB と、トランジスタＱ1 のコ
レクタ・エミッタ間に接続した共振用コンデンサＣ1 と
から構成される。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次巻線Ｎ2 には、３．３Ｖ，１２Ｖ，５Ｖの三種類
の直流出力電圧を取り出す整流ダイオードＤ1 〜Ｄ3 が
接続されているとともに、それぞれの直流出力電圧を安
定化する直交トランス（可飽和リアクトル）ＰＲＴ−１
〜ＰＲＴ−３、およびそれぞれの直交トランスＰＲＴ−
１〜ＰＲＴ−３の制御巻線ＮC を制御する増幅器ＡＭＰ
１〜ＡＭＰ３が接続されている。
【００１２】上記のように構成されたスイッチング電源
回路において、トランジスタＱ1 がスイッチング動作さ
れることにより、そのコレクタに図１５に示す波形の電
流ＩC1が流れるとともに、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線に図１５に示す波形の電流Ｉ1 が流れ、そ
して、トランジスタＱ1 のオフ時にはコンデンサＣ1の
両端に図１５に示す波形の電圧ＶC1が発生する。このと
き、バッテリ電源Ｅ（１１Ｖ〜１８Ｖ）からの流入電流
Ｉ1 は２０Ａであり、スイッチングトランジスタＱ1 の
コレクタ電流ＩC1は１０Ａであり、その結果、ＤＣ−Ｄ
Ｃ電力変換効率は７５％となる。
回路において、トランジスタＱ1 がスイッチング動作さ
れることにより、そのコレクタに図１５に示す波形の電
流ＩC1が流れるとともに、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線に図１５に示す波形の電流Ｉ1 が流れ、そ
して、トランジスタＱ1 のオフ時にはコンデンサＣ1の
両端に図１５に示す波形の電圧ＶC1が発生する。このと
き、バッテリ電源Ｅ（１１Ｖ〜１８Ｖ）からの流入電流
Ｉ1 は２０Ａであり、スイッチングトランジスタＱ1 の
コレクタ電流ＩC1は１０Ａであり、その結果、ＤＣ−Ｄ
Ｃ電力変換効率は７５％となる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図８に
示す従来のスイッチング電源回路では、スイッチング周
波数を決定する時定数インダクタンスとスイッチングト
ランジスタのドライブを兼ねるコンバータドライブトラ
ンスＣＤＴのフェライト磁芯は小形のＥＩ−１２．５
で、かつ、ピン端子数が６本に制約されるため２組のＣ
ＤＴが必要となり、構成部品点数が多いという問題があ
る。また、図１０に示すスイッチング電源回路では、制
御される時定数インダクタンスとスイッチングトランジ
スタのドライブを兼ねる直交形フェライトトランスＰＲ
Ｔのピン端子数が多くなり（例えば１０本）、ＰＲＴが
大形化するという問題がある。
示す従来のスイッチング電源回路では、スイッチング周
波数を決定する時定数インダクタンスとスイッチングト
ランジスタのドライブを兼ねるコンバータドライブトラ
ンスＣＤＴのフェライト磁芯は小形のＥＩ−１２．５
で、かつ、ピン端子数が６本に制約されるため２組のＣ
ＤＴが必要となり、構成部品点数が多いという問題があ
る。また、図１０に示すスイッチング電源回路では、制
御される時定数インダクタンスとスイッチングトランジ
スタのドライブを兼ねる直交形フェライトトランスＰＲ
Ｔのピン端子数が多くなり（例えば１０本）、ＰＲＴが
大形化するという問題がある。
【００１４】上記図１２に示す従来のスイッチング電源
回路においては、ＤＣ−ＤＣ電力変換効率がＤＣ１２Ｖ
時に７５％であり、直交形フェライトトランスＰＲＴ−
１の巻線Ｎ2 とトランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 と
５Ｖ整流ダイオードの電力損失が大きい（図１３に示す
ように、１次側共振電流Ｉ0 は２０ＡP-P である）。ま
た、最も負荷電流が大きい出力電圧を制御するメイン直
交形フェライトトランスＰＲＴ−１は、巻線Ｎ1 に流れ
る１次側共振電流Ｉ0 と巻線Ｎ2 に流れる負荷側大電流
のため、６０μ／１５０束の断面積が大きい巻線でＮ1
とＮ2 を巻装しなければならず、また２次側のピン端子
数として７本必要であり、直交形フェライトトランスＰ
ＲＴ−１は大形化し高価となる。さらに、コンデンサＣ
1 に流れる共振電流が大きいため、高価で大形のフィル
ムコンデンサが必要となる。
回路においては、ＤＣ−ＤＣ電力変換効率がＤＣ１２Ｖ
時に７５％であり、直交形フェライトトランスＰＲＴ−
１の巻線Ｎ2 とトランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 と
５Ｖ整流ダイオードの電力損失が大きい（図１３に示す
ように、１次側共振電流Ｉ0 は２０ＡP-P である）。ま
た、最も負荷電流が大きい出力電圧を制御するメイン直
交形フェライトトランスＰＲＴ−１は、巻線Ｎ1 に流れ
る１次側共振電流Ｉ0 と巻線Ｎ2 に流れる負荷側大電流
のため、６０μ／１５０束の断面積が大きい巻線でＮ1
とＮ2 を巻装しなければならず、また２次側のピン端子
数として７本必要であり、直交形フェライトトランスＰ
ＲＴ−１は大形化し高価となる。さらに、コンデンサＣ
1 に流れる共振電流が大きいため、高価で大形のフィル
ムコンデンサが必要となる。
【００１５】上記図１４に示す従来のスイッチング電源
回路においては、スイッチングトランジスタに流れるコ
レクタ電流が大きいため、電力損失が大きく、ＴＯ−３
Ｐの形状で放熱板も大形化する。また絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの巻線Ｎ1 、Ｎ2 のリッツ線は６０μ／１
５０束であり、製造が困難であり、巻線Ｎ1 、Ｎ2 の温
度が高くなる。さらにまた、ＤＣ電源からの入力電流が
過大なため、ＤＣケーブルの断面積を大きくしなければ
ならず、長さに制約を受ける。また、ＤＣ−ＤＣ電力変
換効率が低いため、バッテリの放電時間が短いという問
題があった。
回路においては、スイッチングトランジスタに流れるコ
レクタ電流が大きいため、電力損失が大きく、ＴＯ−３
Ｐの形状で放熱板も大形化する。また絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの巻線Ｎ1 、Ｎ2 のリッツ線は６０μ／１
５０束であり、製造が困難であり、巻線Ｎ1 、Ｎ2 の温
度が高くなる。さらにまた、ＤＣ電源からの入力電流が
過大なため、ＤＣケーブルの断面積を大きくしなければ
ならず、長さに制約を受ける。また、ＤＣ−ＤＣ電力変
換効率が低いため、バッテリの放電時間が短いという問
題があった。
【００１６】本発明は、このような問題を解決するため
になされたものであり、コストダウン、小形化、ＤＣ電
源の放電時間の延長、電力損失の低減等を図ることので
きるスイッチング電源回路を提供することを目的とする
ものである。
になされたものであり、コストダウン、小形化、ＤＣ電
源の放電時間の延長、電力損失の低減等を図ることので
きるスイッチング電源回路を提供することを目的とする
ものである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、請求項１の発明は、直流電源の正極側に接続される
第１のＮＰＮ形スイッチングトランジスタおよび負極側
に接続される第１のＰＮＰ形スイッチングトランジスタ
からなる第１のハーフブリッジ結合と、直流電源の正極
側に接続される第２のＮＰＮ形スイッチングトランジス
タおよび負極側に接続される第２のＰＮＰ形スイッチン
グトランジスタからなる第２のハーフブリッジ回路とを
フルブリッジに結合して電流共振形コンバータを構成
し、このＮＰＮ形およびＰＮＰ形スイッチングトランジ
スタを１組のドライブ巻線によりドライブするように構
成したものである。
に、請求項１の発明は、直流電源の正極側に接続される
第１のＮＰＮ形スイッチングトランジスタおよび負極側
に接続される第１のＰＮＰ形スイッチングトランジスタ
からなる第１のハーフブリッジ結合と、直流電源の正極
側に接続される第２のＮＰＮ形スイッチングトランジス
タおよび負極側に接続される第２のＰＮＰ形スイッチン
グトランジスタからなる第２のハーフブリッジ回路とを
フルブリッジに結合して電流共振形コンバータを構成
し、このＮＰＮ形およびＰＮＰ形スイッチングトランジ
スタを１組のドライブ巻線によりドライブするように構
成したものである。
【００１８】また、請求項２の発明は、２種以上の直流
出力電圧を定電圧化して取り出すスイッチング電源回路
であって、フルブリッジ結合の電流共振形コンバータ
と、各直流出力電圧別に設けられ、一次および二次巻線
と制御巻線を有する直交形フェライトトランスとを備
え、前記各直交形フェライトトランスの一次巻線と直列
共振コンデンサとの直列回路を前記電流共振形コンバー
タに並列に接続し、前記各直交形フェライトトランスの
制御巻線を、直流入力電圧の変動とそれぞれの直流出力
電圧の負荷電流の変動に応じてそれぞれの直流出力電圧
が一定になるように制御する回路とを設けたものであ
る。
出力電圧を定電圧化して取り出すスイッチング電源回路
であって、フルブリッジ結合の電流共振形コンバータ
と、各直流出力電圧別に設けられ、一次および二次巻線
と制御巻線を有する直交形フェライトトランスとを備
え、前記各直交形フェライトトランスの一次巻線と直列
共振コンデンサとの直列回路を前記電流共振形コンバー
タに並列に接続し、前記各直交形フェライトトランスの
制御巻線を、直流入力電圧の変動とそれぞれの直流出力
電圧の負荷電流の変動に応じてそれぞれの直流出力電圧
が一定になるように制御する回路とを設けたものであ
る。
【００１９】また、請求項３の発明は、９０度の位相差
で動作する２組の電圧共振形コンバータと、前記各電圧
共振形コンバータの直流入力側に接続されたブースト回
路と、前記ブースト回路毎に設けられ、そのブースト電
圧を制御する制御巻線付きの直交形フェライトトランス
と、直流入力電圧と負荷の変動に応じ前記直交形フェラ
イトトランスのインダクタンスを前記制御巻線により制
御して直流出力電圧が一定になるように前記ブースト電
圧を制御する回路とを備えたものである。
で動作する２組の電圧共振形コンバータと、前記各電圧
共振形コンバータの直流入力側に接続されたブースト回
路と、前記ブースト回路毎に設けられ、そのブースト電
圧を制御する制御巻線付きの直交形フェライトトランス
と、直流入力電圧と負荷の変動に応じ前記直交形フェラ
イトトランスのインダクタンスを前記制御巻線により制
御して直流出力電圧が一定になるように前記ブースト電
圧を制御する回路とを備えたものである。
【００２０】
【作用】請求項１の構成により、フルブリッジ結合の電
流共振形コンバータをＮＰＮ形とＰＮＰ形のスイッチン
グトランジスタを２組ハーフブリッジ結合したものから
構成し、このトランジスタを１組のドライブ巻線により
ドライブするようにしたから、構成部品数が削減され、
低コスト化し得る。
流共振形コンバータをＮＰＮ形とＰＮＰ形のスイッチン
グトランジスタを２組ハーフブリッジ結合したものから
構成し、このトランジスタを１組のドライブ巻線により
ドライブするようにしたから、構成部品数が削減され、
低コスト化し得る。
【００２１】請求項２の構成により、各直交形フェライ
トトランスの１次巻線と直列共振コンデンサの直列回路
を、電流共振形コンバータに並列に接続したから、直流
入力電圧の変動とそれぞれの直流出力電圧の負荷電流の
変動に応じそれぞれの直交形フェライトトランスの制御
巻線に供給される電流を独立して制御することにより、
ＤＣ−ＤＣ電力変換効率の高い一定の直流出力電圧が得
られる。
トトランスの１次巻線と直列共振コンデンサの直列回路
を、電流共振形コンバータに並列に接続したから、直流
入力電圧の変動とそれぞれの直流出力電圧の負荷電流の
変動に応じそれぞれの直交形フェライトトランスの制御
巻線に供給される電流を独立して制御することにより、
ＤＣ−ＤＣ電力変換効率の高い一定の直流出力電圧が得
られる。
【００２２】請求項３の構成により、ブースト回路のブ
ースト電圧を直交形フェライトトランスで制御し、かつ
２組の電圧共振形コンバータ回路を９０度の位相差で動
作させるから、電力損失が低減し入力電流を低減し得
る。
ースト電圧を直交形フェライトトランスで制御し、かつ
２組の電圧共振形コンバータ回路を９０度の位相差で動
作させるから、電力損失が低減し入力電流を低減し得
る。
【００２３】
【実施例】［第１の実施例］図１により、本発明の第１
実施例について説明する。図１は、スイッチング電源回
路の構成図を示すもので、ＤＣ１１Ｖ〜１８Ｖのバッテ
リからなるＤＣ電源Ｅ、スイッチング周波数制御方式の
フルブリッジ結合電流共振形コンバータ１１，直交形フ
ェライトトランスＰＲＴ，および整流用ダイオードＤ1
〜Ｄ4 を備える。
実施例について説明する。図１は、スイッチング電源回
路の構成図を示すもので、ＤＣ１１Ｖ〜１８Ｖのバッテ
リからなるＤＣ電源Ｅ、スイッチング周波数制御方式の
フルブリッジ結合電流共振形コンバータ１１，直交形フ
ェライトトランスＰＲＴ，および整流用ダイオードＤ1
〜Ｄ4 を備える。
【００２４】フルブリッジ結合電流共振形コンバータ１
１は、ＤＣ電源Ｅの正負両端子間に低電圧，低飽和抵抗
のＮＰＮ形のスイッチングトランジスタＱ1 とＰＮＰ形
のスイッチングトランジスタＱ2 とを直列に接続したハ
ーフブリッジ結合回路と、低電圧，低飽和抵抗のＮＰＮ
形のスイッチングトランジスタＱ3 とＰＮＰ形のスイッ
チングトランジスタＱ4 をＤＣ電源Ｅの正負両端子間に
直列に接続したハーフブリッジ結合回路の２組の回路
と、トランジスタスイッチング用のコンバータドライブ
トランスＣＤＴを備え、前記一方の組のハーフブリッジ
結合回路のトランジスタＱ1 とＱ2 のベース・エミッタ
は、個別のコンデンサＣB および共通の抵抗ＲB を介し
てコンバータドライブトランスＣＤＴの一方の巻線ＮB
の両端に共通に接続され、さらに他方の組のハーフブリ
ッジ結合回路のトランジスタＱ3 とＱ4 のベース・エミ
ッタは個別のコンデンサＣB および共通の抵抗ＲB を介
してコンバータドライブトランスＣＤＴの他方の巻線Ｎ
B の両端に共通に接続されている。また、直交形フェラ
イトトランスＰＲＴの一次巻線の一端はコンデンサＣ1
を介してコンバータドライブトランスＣＤＴの一次巻線
ＮR の一端に接続され、この一次巻線ＮR の他端はトラ
ンジスタＱ1 とＱ2 のエミッタ・コレクタ接続点に接続
されている。そして、直交形フェライトトランスＰＲＴ
の一次巻線の他端はトランジスタＱ3 とＱ4 のエミッタ
・コレクタ接続点に接続されている。
１は、ＤＣ電源Ｅの正負両端子間に低電圧，低飽和抵抗
のＮＰＮ形のスイッチングトランジスタＱ1 とＰＮＰ形
のスイッチングトランジスタＱ2 とを直列に接続したハ
ーフブリッジ結合回路と、低電圧，低飽和抵抗のＮＰＮ
形のスイッチングトランジスタＱ3 とＰＮＰ形のスイッ
チングトランジスタＱ4 をＤＣ電源Ｅの正負両端子間に
直列に接続したハーフブリッジ結合回路の２組の回路
と、トランジスタスイッチング用のコンバータドライブ
トランスＣＤＴを備え、前記一方の組のハーフブリッジ
結合回路のトランジスタＱ1 とＱ2 のベース・エミッタ
は、個別のコンデンサＣB および共通の抵抗ＲB を介し
てコンバータドライブトランスＣＤＴの一方の巻線ＮB
の両端に共通に接続され、さらに他方の組のハーフブリ
ッジ結合回路のトランジスタＱ3 とＱ4 のベース・エミ
ッタは個別のコンデンサＣB および共通の抵抗ＲB を介
してコンバータドライブトランスＣＤＴの他方の巻線Ｎ
B の両端に共通に接続されている。また、直交形フェラ
イトトランスＰＲＴの一次巻線の一端はコンデンサＣ1
を介してコンバータドライブトランスＣＤＴの一次巻線
ＮR の一端に接続され、この一次巻線ＮR の他端はトラ
ンジスタＱ1 とＱ2 のエミッタ・コレクタ接続点に接続
されている。そして、直交形フェライトトランスＰＲＴ
の一次巻線の他端はトランジスタＱ3 とＱ4 のエミッタ
・コレクタ接続点に接続されている。
【００２５】直交形フェライトトランスＰＲＴの二次巻
線には、２種以上の直流出力電圧（１２Ｖ／３Ａ、５Ｖ
／５Ａ）を取り出す整流ダイオードＤ1 〜Ｄ4 および平
滑用コンデンサＣが接続されており、さらに直交形フェ
ライトトランスＰＲＴの制御巻線ＮC には、各直流出力
電圧の負荷電流を増幅して帰還する増幅器ＡＭＰが接続
されている。
線には、２種以上の直流出力電圧（１２Ｖ／３Ａ、５Ｖ
／５Ａ）を取り出す整流ダイオードＤ1 〜Ｄ4 および平
滑用コンデンサＣが接続されており、さらに直交形フェ
ライトトランスＰＲＴの制御巻線ＮC には、各直流出力
電圧の負荷電流を増幅して帰還する増幅器ＡＭＰが接続
されている。
【００２６】上記構成のスイッチング電源回路におい
て、フルブリッジ結合電流共振形コンバータ１１のトラ
ンジスタＱ1 とＱ4 およびトランジスタＱ2 とＱ3 は、
巻線ＮB のインダクタンスと時定数コンデンサＣB の静
電容量の積で決定されるスイッチング周波数で交互にオ
ン，オフされる。これに伴い、トランジスタＱ1 とＱ4
がオンで、トランジスタＱ2 とＱ3 がオフのときは、図
３の矢印に示すようにベースドライブ電流が流れ、これ
によって、Ｅ→Ｑ1 →ＮR →Ｃ1 →ＰＲＴの一次巻線→
Ｑ4 →Ｅの経路で一次側共振電流Ｉ0 が流れる。また、
トランジスタＱ1 とＱ4 がオフで、トランジスタＱ2 と
Ｑ3 がオンのときは、Ｅ→Ｑ3 →ＰＲＴの一次巻線→Ｃ
1 →ＮR →Ｑ2 →Ｅの経路で一次側共振電流が流れる。
一方、一次側共振電流Ｉ0 が直交形フェライトトランス
ＰＲＴの一次巻線に流れることにより、その二次巻線に
誘起される電力はダイオードＤ1 〜Ｄ4 で整流され、そ
れぞれのコンデンサＣで平滑されて直流出力電圧１２
Ｖ，５Ｖとして出力される。この出力電圧の負荷電流を
増幅器ＡＭＰを介して制御巻線ＮC に帰還することによ
り、各直流出力電圧を一定に制御する。
て、フルブリッジ結合電流共振形コンバータ１１のトラ
ンジスタＱ1 とＱ4 およびトランジスタＱ2 とＱ3 は、
巻線ＮB のインダクタンスと時定数コンデンサＣB の静
電容量の積で決定されるスイッチング周波数で交互にオ
ン，オフされる。これに伴い、トランジスタＱ1 とＱ4
がオンで、トランジスタＱ2 とＱ3 がオフのときは、図
３の矢印に示すようにベースドライブ電流が流れ、これ
によって、Ｅ→Ｑ1 →ＮR →Ｃ1 →ＰＲＴの一次巻線→
Ｑ4 →Ｅの経路で一次側共振電流Ｉ0 が流れる。また、
トランジスタＱ1 とＱ4 がオフで、トランジスタＱ2 と
Ｑ3 がオンのときは、Ｅ→Ｑ3 →ＰＲＴの一次巻線→Ｃ
1 →ＮR →Ｑ2 →Ｅの経路で一次側共振電流が流れる。
一方、一次側共振電流Ｉ0 が直交形フェライトトランス
ＰＲＴの一次巻線に流れることにより、その二次巻線に
誘起される電力はダイオードＤ1 〜Ｄ4 で整流され、そ
れぞれのコンデンサＣで平滑されて直流出力電圧１２
Ｖ，５Ｖとして出力される。この出力電圧の負荷電流を
増幅器ＡＭＰを介して制御巻線ＮC に帰還することによ
り、各直流出力電圧を一定に制御する。
【００２７】このような第１の実施例においては、図８
に示す従来の回路と比較して、ＥＩ−１２．５フェライ
トコアのドライブトランス１組と、ドライブダンピング
抵抗ＲB ２組を削除できるため、構成部品数が減少し、
低コスト化が可能になるとともに、実装基板面積を低減
できる。
に示す従来の回路と比較して、ＥＩ−１２．５フェライ
トコアのドライブトランス１組と、ドライブダンピング
抵抗ＲB ２組を削除できるため、構成部品数が減少し、
低コスト化が可能になるとともに、実装基板面積を低減
できる。
【００２８】図２は、図１に示す第１の実施例の変形例
である。この図２において、図１と異なる点は、フルブ
リッジ結合電流共振形コンバータ１１のドライブトラン
スに直交形フェライトトランスＰＲＴを使用し、かつ直
流出力取り出し用のトランスに絶縁コンバータトランス
ＰＩＴを用いたところにある。この変形例においても図
１と同様な作用効果が得られるほか、ドライブトランス
のピン端子数を低減でき、これに伴いドライブトランス
の小形軽量化と製造上の巻線工程を削減することができ
る。
である。この図２において、図１と異なる点は、フルブ
リッジ結合電流共振形コンバータ１１のドライブトラン
スに直交形フェライトトランスＰＲＴを使用し、かつ直
流出力取り出し用のトランスに絶縁コンバータトランス
ＰＩＴを用いたところにある。この変形例においても図
１と同様な作用効果が得られるほか、ドライブトランス
のピン端子数を低減でき、これに伴いドライブトランス
の小形軽量化と製造上の巻線工程を削減することができ
る。
【００２９】［第２の実施例］図４および図５により本
発明の第２の実施例について説明する。図４は、電力損
失を軽減してＤＣ−ＤＣ電力変換効率を向上させたスイ
ッチング電源回路の構成図であり、図５は各部の電流波
形図である。図４において、フルブリッジ結合の電流共
振形コンバータ１２は、図１２に示す従来例と同様に、
バッテリ電源Ｅにフルブリッジに接続した ＰＮＰトラ
ンジスタＱ1 〜Ｑ4 と、コンバータドライブトランスＣ
ＤＴとから構成される。
発明の第２の実施例について説明する。図４は、電力損
失を軽減してＤＣ−ＤＣ電力変換効率を向上させたスイ
ッチング電源回路の構成図であり、図５は各部の電流波
形図である。図４において、フルブリッジ結合の電流共
振形コンバータ１２は、図１２に示す従来例と同様に、
バッテリ電源Ｅにフルブリッジに接続した ＰＮＰトラ
ンジスタＱ1 〜Ｑ4 と、コンバータドライブトランスＣ
ＤＴとから構成される。
【００３０】図４において、ＰＲＴ１〜ＰＲＴ３は直流
出力電圧（５Ｖ，１２Ｖ，３．３Ｖ）別に分けて設けら
れた直交形フェライトトランスであり、これらの直交形
フェライトトランスＰＲＴ１〜ＰＲＴ３は、独立して一
定の直流出力電圧を得るための制御巻線ＮC をそれぞれ
備えている。また、各直交形フェライトトランスＰＲＴ
１〜ＰＲＴ３の一次巻線Ｎ1 の一端は別々の直列共振コ
ンデンサＣ2 〜Ｃ4 を介してコンバータドライブトラン
スＣＤＴの巻線ＮR を介してトランジスタＱ1 とＱ2 の
エミッタ・コレクタ接続点に並列に接続され、そして、
各一次巻線Ｎ1 の他端はトランジスタＱ3 とＱ4 のエミ
ッタ・コレクタ接続点に並列に接続されている。直交形
フェライトトランスＰＲＴ１〜ＰＲＴ３の各二次巻線Ｎ
2 には、整流ダイオードＤ1 とＤ2 ，Ｄ3 とＤ4 ，Ｄ5
とＤ6 および平滑用のコンデンサＣ5 ，Ｃ6 ，Ｃ7 がそ
れぞれ接続されており、さらに、それぞれの負荷電流を
増幅して、対応する直交形フェライトトランスＰＲＴ１
〜ＰＲＴ３の制御巻線ＮC に制御電流として供給する増
幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３を備える。
出力電圧（５Ｖ，１２Ｖ，３．３Ｖ）別に分けて設けら
れた直交形フェライトトランスであり、これらの直交形
フェライトトランスＰＲＴ１〜ＰＲＴ３は、独立して一
定の直流出力電圧を得るための制御巻線ＮC をそれぞれ
備えている。また、各直交形フェライトトランスＰＲＴ
１〜ＰＲＴ３の一次巻線Ｎ1 の一端は別々の直列共振コ
ンデンサＣ2 〜Ｃ4 を介してコンバータドライブトラン
スＣＤＴの巻線ＮR を介してトランジスタＱ1 とＱ2 の
エミッタ・コレクタ接続点に並列に接続され、そして、
各一次巻線Ｎ1 の他端はトランジスタＱ3 とＱ4 のエミ
ッタ・コレクタ接続点に並列に接続されている。直交形
フェライトトランスＰＲＴ１〜ＰＲＴ３の各二次巻線Ｎ
2 には、整流ダイオードＤ1 とＤ2 ，Ｄ3 とＤ4 ，Ｄ5
とＤ6 および平滑用のコンデンサＣ5 ，Ｃ6 ，Ｃ7 がそ
れぞれ接続されており、さらに、それぞれの負荷電流を
増幅して、対応する直交形フェライトトランスＰＲＴ１
〜ＰＲＴ３の制御巻線ＮC に制御電流として供給する増
幅器ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３を備える。
【００３１】上記のように構成された第２の実施例にお
いては、直流入力電圧の変動と、各直流出力電圧に対応
する負荷電流の変動に応じて、それぞれの直交形フェラ
イトトランスＰＲＴ１〜ＰＲＴ３の制御巻線ＮC にフィ
ードバックされる制御電流を独立して制御することによ
り、それぞれの直流出力電圧を安定化する。
いては、直流入力電圧の変動と、各直流出力電圧に対応
する負荷電流の変動に応じて、それぞれの直交形フェラ
イトトランスＰＲＴ１〜ＰＲＴ３の制御巻線ＮC にフィ
ードバックされる制御電流を独立して制御することによ
り、それぞれの直流出力電圧を安定化する。
【００３２】したがって、本実施例では、各直流出力電
圧の負荷電力に応じて一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2 およ
び一次側直列共振コンデンサＣ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 の静電容
量で決定される５Ｖ，１２Ｖ，３．３Ｖの直流出力電圧
を直接取り出すことができる。また、一次側共振電流Ｉ
1 は図５の波形図に示すようにＩ2 ，Ｉ3 ，Ｉ4 に分流
されるので巻線Ｎ1 ，Ｎ2 は６０μ／８０束のリッツ線
で済み、フェライト磁芯とボビンの金型１組で標準化さ
れ、製造上の巻線工程が容易となる。さらに、３組の直
交形フェライトトランスＰＲＴ１〜ＰＲＴ３は発熱の低
下により、小形軽量化が可能になるとともに安価に作製
できる。また、１次側共振電流Ｉ1 の分流電流は、Ｉ2
＝３ＡP-P 、Ｉ3 ＝６ＡP-P 、Ｉ4 ＝７ＡP-P であるか
ら、全体の電流Ｉ1 ＝１６ＡP-P となり、従来の共振電
流Ｉ0 より４ＡP-P 低減される。このため、スイッチン
グトランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 の電力損失を低
減できる。さらに、本実施例におけるＤＣ−ＤＣ変換効
率は８２％であり、従来より７％向上し、約４Ｗの電力
損失を低減することができた。
圧の負荷電力に応じて一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2 およ
び一次側直列共振コンデンサＣ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 の静電容
量で決定される５Ｖ，１２Ｖ，３．３Ｖの直流出力電圧
を直接取り出すことができる。また、一次側共振電流Ｉ
1 は図５の波形図に示すようにＩ2 ，Ｉ3 ，Ｉ4 に分流
されるので巻線Ｎ1 ，Ｎ2 は６０μ／８０束のリッツ線
で済み、フェライト磁芯とボビンの金型１組で標準化さ
れ、製造上の巻線工程が容易となる。さらに、３組の直
交形フェライトトランスＰＲＴ１〜ＰＲＴ３は発熱の低
下により、小形軽量化が可能になるとともに安価に作製
できる。また、１次側共振電流Ｉ1 の分流電流は、Ｉ2
＝３ＡP-P 、Ｉ3 ＝６ＡP-P 、Ｉ4 ＝７ＡP-P であるか
ら、全体の電流Ｉ1 ＝１６ＡP-P となり、従来の共振電
流Ｉ0 より４ＡP-P 低減される。このため、スイッチン
グトランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 の電力損失を低
減できる。さらに、本実施例におけるＤＣ−ＤＣ変換効
率は８２％であり、従来より７％向上し、約４Ｗの電力
損失を低減することができた。
【００３３】［第３の実施例］図６により本発明の第３
の実施例について説明する。図６は、負荷電力が５０Ｗ
以下で２種類以上の直流出力電圧負荷がそれぞれオープ
ンから定格まで変化しても直流出力電圧が一定になるよ
うにするスイッチング電源回路の構成図であり、図７は
各部の電流、電圧波形図である。図６において、１３
Ａ、１３Ｂはスイッチング電源回路を構成する電圧共振
形コンバータであり、この各電圧共振形コンバータ１３
Ａ，１３Ｂは、スイッチングトランジスタＱ2 と、この
各トランジスタＱ2 のコレクタ・エミッタ間に並列に接
続した共振コンデンサＣ3 と、電圧共振形コンバータ１
３Ａ，１３Ｂを９０度の位相で動作させるためにバッテ
リ電源Ｅの正極側に一次側を接続した自励発振用コンバ
ータドライブトランスＣＤＴとを備え、各トランジスタ
Ｑ2 のベース・エミッタ間にはベース抵抗ＲB およびコ
ンデンサＣB を介してドライブトランスＣＤＴの二次巻
線を２分した巻線（インダクタンスＬB ）がそれぞれ並
列に接続されている。
の実施例について説明する。図６は、負荷電力が５０Ｗ
以下で２種類以上の直流出力電圧負荷がそれぞれオープ
ンから定格まで変化しても直流出力電圧が一定になるよ
うにするスイッチング電源回路の構成図であり、図７は
各部の電流、電圧波形図である。図６において、１３
Ａ、１３Ｂはスイッチング電源回路を構成する電圧共振
形コンバータであり、この各電圧共振形コンバータ１３
Ａ，１３Ｂは、スイッチングトランジスタＱ2 と、この
各トランジスタＱ2 のコレクタ・エミッタ間に並列に接
続した共振コンデンサＣ3 と、電圧共振形コンバータ１
３Ａ，１３Ｂを９０度の位相で動作させるためにバッテ
リ電源Ｅの正極側に一次側を接続した自励発振用コンバ
ータドライブトランスＣＤＴとを備え、各トランジスタ
Ｑ2 のベース・エミッタ間にはベース抵抗ＲB およびコ
ンデンサＣB を介してドライブトランスＣＤＴの二次巻
線を２分した巻線（インダクタンスＬB ）がそれぞれ並
列に接続されている。
【００３４】図６中、Ｄ7 ，Ｄ8 は電圧共振形コンバー
タ１３Ａ，１３Ｂに対応して設けたＤＣ入力電圧ブース
トアップ用のダイオード、ＰＲＴ−１およびＰＲＴ−３
は電圧共振形コンバータ１３Ａ、１３Ｂに対応して設け
たブースト電圧制御用の直交形フェライトトランスであ
り、制御巻線ＮC および被制御巻線（インダクタンスＬ
0 ）を有する。また、ＰＩＴ−１およびＰＩＴ−２は電
圧共振形コンバータ１３Ａ，１３Ｂに対応して設けた絶
縁コンバータトランスであり、この絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２は、直列共振用の一次巻線
Ｎ1 ，その巻き終り端に接続したブースト巻線Ｎ3 およ
び二次巻線Ｎ2 を有する。前記直交形フェライトトラン
スＰＲＴ−１の被制御巻線と絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴ−１の一次巻線Ｎ1 はトランジスタＱ2 のコレクタ
とブーストアップ用ダイオードＤ7 間に直列に接続さ
れ、また、直交形フェライトトランスＰＲＴ−３の被制
御巻線と絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線
Ｎ1 はトランジスタＱ2 のコレクタとブーストアップ用
ダイオードＤ8 間に直列に接続されている。さらに、各
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１およびＰＩＴ−２の
ブースト巻線Ｎ3 の巻き終り端はブースト電圧平滑用コ
ンデンサＣ4 を介してドライブトランスＣＤＴの一次巻
線にそれぞれ接続されている。
タ１３Ａ，１３Ｂに対応して設けたＤＣ入力電圧ブース
トアップ用のダイオード、ＰＲＴ−１およびＰＲＴ−３
は電圧共振形コンバータ１３Ａ、１３Ｂに対応して設け
たブースト電圧制御用の直交形フェライトトランスであ
り、制御巻線ＮC および被制御巻線（インダクタンスＬ
0 ）を有する。また、ＰＩＴ−１およびＰＩＴ−２は電
圧共振形コンバータ１３Ａ，１３Ｂに対応して設けた絶
縁コンバータトランスであり、この絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２は、直列共振用の一次巻線
Ｎ1 ，その巻き終り端に接続したブースト巻線Ｎ3 およ
び二次巻線Ｎ2 を有する。前記直交形フェライトトラン
スＰＲＴ−１の被制御巻線と絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴ−１の一次巻線Ｎ1 はトランジスタＱ2 のコレクタ
とブーストアップ用ダイオードＤ7 間に直列に接続さ
れ、また、直交形フェライトトランスＰＲＴ−３の被制
御巻線と絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線
Ｎ1 はトランジスタＱ2 のコレクタとブーストアップ用
ダイオードＤ8 間に直列に接続されている。さらに、各
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１およびＰＩＴ−２の
ブースト巻線Ｎ3 の巻き終り端はブースト電圧平滑用コ
ンデンサＣ4 を介してドライブトランスＣＤＴの一次巻
線にそれぞれ接続されている。
【００３５】前記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の
二次巻線Ｎ2 の中間タップとアース間には、３．３Ｖの
直流出力電圧を取り出す整流ダイオードＤ9 および平滑
用コンデンサＣが接続され、さらに二次巻線ＮB の非ア
ース側端とアース間には、１２Ｖの直流出力電圧を取り
出す整流ダイオードＤ11および平滑コンデンサＣが、飽
和リアクタに相当する直交形フェライトトランスＰＲＴ
−２を介して接続されている。また、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ2 の一端とアース間に
は、５Ｖの直流出力電圧を取り出す整流ダイオードＤ10
および平滑コンデンサＣが接続されている。
二次巻線Ｎ2 の中間タップとアース間には、３．３Ｖの
直流出力電圧を取り出す整流ダイオードＤ9 および平滑
用コンデンサＣが接続され、さらに二次巻線ＮB の非ア
ース側端とアース間には、１２Ｖの直流出力電圧を取り
出す整流ダイオードＤ11および平滑コンデンサＣが、飽
和リアクタに相当する直交形フェライトトランスＰＲＴ
−２を介して接続されている。また、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ2 の一端とアース間に
は、５Ｖの直流出力電圧を取り出す整流ダイオードＤ10
および平滑コンデンサＣが接続されている。
【００３６】一方、前記ブースト電圧制御用直交フェラ
イトトランスＰＲＴ−１の制御巻線ＮC には、３．５Ｖ
および１２Ｖの直流出力電圧の変動を検出して制御巻線
ＮCに供給する増幅器ＡＭＰ１が接続されている。ま
た、直交フェライトトランスＰＲＴ−２の制御巻線ＮC
には、１２Ｖの直流出力電圧の変動を検出して制御巻線
ＮC に供給する増幅器ＡＭＰ２が接続されている。さら
に前記ブースト電圧制御用直交フェライトトランスＰＲ
Ｔ−３の制御巻線ＮC には、１２Ｖ，５Ｖの直流出力電
圧の変動を検出して制御巻線ＮC に供給する増幅器ＡＭ
Ｐ３が接続されている。
イトトランスＰＲＴ−１の制御巻線ＮC には、３．５Ｖ
および１２Ｖの直流出力電圧の変動を検出して制御巻線
ＮCに供給する増幅器ＡＭＰ１が接続されている。ま
た、直交フェライトトランスＰＲＴ−２の制御巻線ＮC
には、１２Ｖの直流出力電圧の変動を検出して制御巻線
ＮC に供給する増幅器ＡＭＰ２が接続されている。さら
に前記ブースト電圧制御用直交フェライトトランスＰＲ
Ｔ−３の制御巻線ＮC には、１２Ｖ，５Ｖの直流出力電
圧の変動を検出して制御巻線ＮC に供給する増幅器ＡＭ
Ｐ３が接続されている。
【００３７】上記のように構成された回路において、Ｄ
Ｃ入力電圧をＶDC、ブーストダイオードＤ4 ，Ｄ5 の順
方向電圧をＶF 、スイッチングトランジスタＱ2 ，Ｑ2
の飽和電圧をＶCE（ＳＡＴ）、直交形フェライトトラン
スＰＲＴ−１，ＰＲＴ−３の被制御巻線のインダクタン
スをＬ0 、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ
1 のインダクタンスをＬ1 とすれば、ブースト巻線Ｎ3
と平滑用コンデンサＣ4 に発生する直流ブースト電圧Ｖ
B は、 ＶB ＝｛（Ｎ1 ＋Ｎ3 ）／Ｎ1 ｝×｛Ｌ1 ／（Ｌ1 ＋Ｌ0 ）｝ ×｛ＶDC−ＶF −ＶCE（ＳＡＴ）｝ となり、可飽和リアクタのインダクタンスＬ0 をＤＣ入
力電圧と負荷の変動に応じて直交トランスの制御巻線Ｎ
C を制御すれば、３．３Ｖ，５Ｖの直流出力電圧は±
０．１Ｖの範囲内で定電圧化される。
Ｃ入力電圧をＶDC、ブーストダイオードＤ4 ，Ｄ5 の順
方向電圧をＶF 、スイッチングトランジスタＱ2 ，Ｑ2
の飽和電圧をＶCE（ＳＡＴ）、直交形フェライトトラン
スＰＲＴ−１，ＰＲＴ−３の被制御巻線のインダクタン
スをＬ0 、絶縁コンバータトランスＰＩＴの１次巻線Ｎ
1 のインダクタンスをＬ1 とすれば、ブースト巻線Ｎ3
と平滑用コンデンサＣ4 に発生する直流ブースト電圧Ｖ
B は、 ＶB ＝｛（Ｎ1 ＋Ｎ3 ）／Ｎ1 ｝×｛Ｌ1 ／（Ｌ1 ＋Ｌ0 ）｝ ×｛ＶDC−ＶF −ＶCE（ＳＡＴ）｝ となり、可飽和リアクタのインダクタンスＬ0 をＤＣ入
力電圧と負荷の変動に応じて直交トランスの制御巻線Ｎ
C を制御すれば、３．３Ｖ，５Ｖの直流出力電圧は±
０．１Ｖの範囲内で定電圧化される。
【００３８】また、ＤＣ１２Ｖ時にブースト電圧をＶB
＝１８Ｖに昇圧すると、図７に示すようにＶC2＝ＶC3＝
５４ＶP となり、ＤＣ電源からの入力電流Ｉ2 ，Ｉ3 の
和は１３ＡP-P となり、従来より大幅に低減する。ま
た、２組の電圧共振コンバータ１３Ａ，１３Ｂのスイッ
チング周期を同期させ、互いに９０度の位相差でスイッ
チングさせるために、自励発振とスイッチングトランジ
スタのドライブを兼ねるコンバータドライブトランスＣ
ＤＴをＤＣ電源入力に接続すれば、図７に示される動作
波形となり、入力電流Ｉ2 とＩ3 の和は位相が９０度異
なるために加えられたり減じられたりして、ＤＣ入力電
流のピーク値が減少する。したがって、第３の実施例で
は、ＤＣ１２Ｖ、負荷電力４２Ｗ時のＤＣ−ＤＣ電力変
換効率は８２％に向上し、従来より７％改善され、約３
Ｗの電力損失を低減できる。
＝１８Ｖに昇圧すると、図７に示すようにＶC2＝ＶC3＝
５４ＶP となり、ＤＣ電源からの入力電流Ｉ2 ，Ｉ3 の
和は１３ＡP-P となり、従来より大幅に低減する。ま
た、２組の電圧共振コンバータ１３Ａ，１３Ｂのスイッ
チング周期を同期させ、互いに９０度の位相差でスイッ
チングさせるために、自励発振とスイッチングトランジ
スタのドライブを兼ねるコンバータドライブトランスＣ
ＤＴをＤＣ電源入力に接続すれば、図７に示される動作
波形となり、入力電流Ｉ2 とＩ3 の和は位相が９０度異
なるために加えられたり減じられたりして、ＤＣ入力電
流のピーク値が減少する。したがって、第３の実施例で
は、ＤＣ１２Ｖ、負荷電力４２Ｗ時のＤＣ−ＤＣ電力変
換効率は８２％に向上し、従来より７％改善され、約３
Ｗの電力損失を低減できる。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように請求項１の発明によ
れば、以下の効果が得られる。 １）例えば、ＥＩ−１２．５フェライトコアのドライブ
トランス１組とドライブダンピング抵抗２組が削除され
るため、コストダウンと基板面積の低減を図ることがで
きる。 ２）直交形フェライトコアのドライブトランスのピン端
子数の減少によって直交トランスの小形軽量化と、製造
上の巻線工程が減少され、コストダウンを図ることがで
きる。
れば、以下の効果が得られる。 １）例えば、ＥＩ−１２．５フェライトコアのドライブ
トランス１組とドライブダンピング抵抗２組が削除され
るため、コストダウンと基板面積の低減を図ることがで
きる。 ２）直交形フェライトコアのドライブトランスのピン端
子数の減少によって直交トランスの小形軽量化と、製造
上の巻線工程が減少され、コストダウンを図ることがで
きる。
【００４０】請求項２の発明によれば、以下の効果が得
られる。 １）ＤＣ−ＤＣ電力変換効率が向上し、ＤＣ電源（バッ
テリ）の放電時間が延長する。 ２）各直交形フェライトトランスの形状寸法を標準化で
き、２次側巻線ピン端子数が３本となり小形軽量化でき
る。 ３）１次側共振電流が分流されるため、共振コンデンサ
の数量は増加するが小形化できる。 ４）１次側共振電流を低減できるため、スイッチングト
ランジスタと直交フェライトトランスの温度上昇を低減
できる。
られる。 １）ＤＣ−ＤＣ電力変換効率が向上し、ＤＣ電源（バッ
テリ）の放電時間が延長する。 ２）各直交形フェライトトランスの形状寸法を標準化で
き、２次側巻線ピン端子数が３本となり小形軽量化でき
る。 ３）１次側共振電流が分流されるため、共振コンデンサ
の数量は増加するが小形化できる。 ４）１次側共振電流を低減できるため、スイッチングト
ランジスタと直交フェライトトランスの温度上昇を低減
できる。
【００４１】請求項３の発明によれば、以下の効果が得
られる。 １）ＤＣ−ＤＣ電力変換効率が向上するため、バッテリ
の放電時間が長くなる。 ２）スイッチングトランジスタに流入する電流が低減す
るため、電力損失が低減され、形状が小形化するととも
に、放熱板も小形化できる。 ３）絶縁コンバータトランスの巻線Ｎ1 、Ｎ2 の発熱が
低下し、巻線工程が容易となる。 ４）ＤＣ電源からの入力電流が大幅に低減するため、Ｄ
Ｃケーブルの断面積が縮小し、長さに制約を受けない。
られる。 １）ＤＣ−ＤＣ電力変換効率が向上するため、バッテリ
の放電時間が長くなる。 ２）スイッチングトランジスタに流入する電流が低減す
るため、電力損失が低減され、形状が小形化するととも
に、放熱板も小形化できる。 ３）絶縁コンバータトランスの巻線Ｎ1 、Ｎ2 の発熱が
低下し、巻線工程が容易となる。 ４）ＤＣ電源からの入力電流が大幅に低減するため、Ｄ
Ｃケーブルの断面積が縮小し、長さに制約を受けない。
【図１】本発明の第１の実施例を示すスイッチング電源
回路の構成図である。
回路の構成図である。
【図２】本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源回路の変形例を示す構成図である。
源回路の変形例を示す構成図である。
【図３】本発明の第１の実施例におけるベースドライブ
電流の経路を示す説明図である。
電流の経路を示す説明図である。
【図４】本発明の第２の実施例を示すスイッチング電源
回路の構成図である。
回路の構成図である。
【図５】第２の実施例における１次側共振電流の波形図
である。
である。
【図６】本発明の第３の実施例にを示すスイッチング電
源回路の構成図である。
源回路の構成図である。
【図７】第３の実施例における各部の動作波形図であ
る。
る。
【図８】従来の第１の例を示すスイッチング電源回路の
構成図である。
構成図である。
【図９】第１の従来例におけるスイッチング電源回路の
ドライブトランスの外観図である。
ドライブトランスの外観図である。
【図１０】従来の第２の例を示すスイッチング電源回路
の構成図である。
の構成図である。
【図１１】第２の従来例におけるスイッチング電源回路
の直交フェライトトランスの外観図である。
の直交フェライトトランスの外観図である。
【図１２】従来の第３の例を示すスイッチング電源回路
の構成図である。
の構成図である。
【図１３】第３の従来例における１次側共振電流の波形
図である。
図である。
【図１４】従来の第４の例を示すスイッチング電源回路
の構成図である。
の構成図である。
【図１５】第４の従来例におけるスイッチング電源回路
の動作波形図である。
の動作波形図である。
Ｑ1 ，Ｑ3 ＮＰＮ形トランジスタ Ｑ2 ，Ｑ4 ＰＮＰ形トランジスタ ＣＤＴ コンバータドライブトランス ＰＲＴ 直交フェライトトランス ＰＲＴ１〜ＰＲＴ２ 直交フェライトトランス ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２ 絶縁コンバータトランス ＰＲＴ−１，ＰＲＴ−３ ブースト電圧制御用直交フェ
ライトトランス Ｄ7 ，Ｄ8 ブーストダイオード １１，１２ 電流共振形コンバータ １３Ａ，１３Ｂ 電圧共振形コンバータ
ライトトランス Ｄ7 ，Ｄ8 ブーストダイオード １１，１２ 電流共振形コンバータ １３Ａ，１３Ｂ 電圧共振形コンバータ
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源の正極側に接続される第１のＮ
ＰＮ形スイッチングトランジスタおよび負極側に接続さ
れる第１のＰＮＰ形スイッチングトランジスタからなる
第１のハーフブリッジ結合回路と、直流電源の正極側に
接続される第２のＮＰＮ形スイッチングトランジスタお
よび負極側に接続される第２のＰＮＰ形スイッチングト
ランジスタからなる第２のハーフブリッジ回路とをフル
ブリッジに結合して電流共振形コンバータを構成し、 前記ＮＰＮ形およびＰＮＰ形スイッチングトランジスタ
を１組のドライブ巻線によりドライブするように構成し
たスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 ２種以上の直流出力電圧を定電圧化して
取り出すスイッチング電源回路であって、 フルブリッジ結合の電流共振形コンバータと、 前記各直流出力電圧別に設けられ、一次および二次巻線
と制御巻線を有する直交形フェライトトランスとを備
え、 前記各直交形フェライトトランスの一次巻線と直列共振
コンデンサとの直列回路を前記電流共振形コンバータに
並列に接続し、 前記各直交形フェライトトランスの制御巻線を、直流入
力電圧の変動とそれぞれの直流出力電圧の負荷電流の変
動に応じてそれぞれの直流出力電圧が一定になるように
制御する回路とを設けたスイッチング電源回路。 - 【請求項３】 ９０度の位相差で動作する２組の電圧共
振形コンバータと、 前記各電圧共振形コンバータの直流入力側に接続された
ブースト回路と、 前記ブースト回路毎に設けられ、そのブースト電圧を制
御する制御巻線付きの直交形フェライトトランスと、 直流入力電圧と負荷の変動に応じ前記直交形フェライト
トランスのインダクタンスを前記制御巻線により制御し
て直流出力電圧が一定になるように前記ブースト電圧を
制御する回路とを備えたスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5019391A JPH06217541A (ja) | 1993-01-11 | 1993-01-11 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5019391A JPH06217541A (ja) | 1993-01-11 | 1993-01-11 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06217541A true JPH06217541A (ja) | 1994-08-05 |
Family
ID=11997991
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5019391A Pending JPH06217541A (ja) | 1993-01-11 | 1993-01-11 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06217541A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017037925A (ja) * | 2015-08-07 | 2017-02-16 | 新電元工業株式会社 | プレーナトランス及びｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1993
- 1993-01-11 JP JP5019391A patent/JPH06217541A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017037925A (ja) * | 2015-08-07 | 2017-02-16 | 新電元工業株式会社 | プレーナトランス及びｄｃ−ｄｃコンバータ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |