JP3484755B2 - 電流共振型スイッチングレギュレータ - Google Patents
電流共振型スイッチングレギュレータInfo
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電流共振型スイッチング
レギュレータに係わり、特に電流共振型スイッチングレ
ギュレータにおいて出力側に短絡事故等が生じた時にも
適正な制御が行われる制御手段を有するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来の電流共振型スイッチングレギュレ
ータは所定のスイッチング周波数によってオン／オフ制
御されるトランジスタと、このトランジスタによって断
続される電流が流れるコンバータトランスを備え、この
コンバータトランスの２次側に巻線されているコイルか
ら出力電圧を得るように構成されている。また、上記コ
ンバータトランスの１次側のコイルは直列に接続されて
いる共振コンデンサによって共振回路を構成しており、
この共振回路の共振周波数と前記スイッチング周波数が
一致したときに最大の出力電圧が得られるように制御す
る制御手段が付加されている。 【０００３】この制御手段は、例えばスイッチングトラ
ンジスタの入力端子側に接続されているドライブトラン
スと、該ドライブトランスのインダクタンスを制御する
ための制御回路によって構成されており、例えばコンバ
ータトランスの出力変動に対応する電圧、又は電流を検
出して前記ドライブトランスに付加されている制御巻線
に流す電流をコントロールすることによって、スイッチ
ング周期を変化し、コンバータトランスの出力変動を解
消する方向に制御するようになされている。 【０００４】図８は共振型スイッチング電源の共振イン
ピーダンスＺとスイッチング周波数Ｆの関係を示したも
ので、この図に見られるように共振型スイッチング電源
の場合は、一般的にスイッチング周波数Ｆが高くなると
共振インピーダンスＺが高くなり、ドライブ電流が減少
することによって出力電圧が低下するようなアッパーサ
イド制御とされており、例えば定常動作時のスイッチン
グ周波数をＦ１に設定し、出力電圧が低下した時に前記
制御巻線に流す電流によってドライブトランスのインダ
クタンス（ＬＢ）が大きくなるようにコントロールする
ことによってスイッチング周波数を下げ、定電圧特性を
持たせることができるようにしている。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
電流共振型スイッチングレギュレータはコンバータトラ
ンスの２次側出力に重大な事故が発生し、例えば出力が
短絡するような場合は、出力電圧を検出する回路の電源
もダウンしてしまい制御不能に陥ってしまうという問題
がある。 【０００６】そこで、従来の電流共振型スイッチングレ
ギュレータではコンバータトランスの２次側に独立した
補助電源回路を設け、この補助電源回路から制御回路の
電源を供給したり、あるいは２次側における制御が不能
になる前に１次側で短絡事故を検出してスイッチング動
作を停止する制御を行ったり、また２次側の出力ライン
にインピーダンス素子を介入して負荷に電源を供給する
ように構成し、電源供給回路が短絡したときでも出力用
の巻線に電圧が残るようにすることが行われている。 【０００７】しかしながら、補助電源を設けることは電
源回路を大型化すると共に、部品点数を増加するという
問題がある。また、１次側で検出する方法は正確な検出
が困難であり誤動作の原因になる。さらに出力端子と負
荷回路の間にインピーダンスを挿入しておく方法は、交
流ラインにインダクタンスを入れるときは整流ダイオー
ドに逆電圧が印加されて素子を破壊する場合が生じる。
同様に、直流ラインに抵抗を介入して電源を供給する方
法は電力損失を増加することになり、さらに多出力型の
時にはクロスレギュレーションが悪化するという問題が
あった。 【０００８】本発明はこのような問題点にかんがみてな
されたものであって、特にスイッチング電源の出力側で
電源回路が短絡した時にも安定した電流制御が実現でき
るようにしたものである。 【０００９】 【課題を解決するための手段】本発明はスイッチング素
子とコンバータトランス及び前記スイッチング素子のス
イッチング周波数をコントロールする制御手段を備えて
いる電流共振型スイッチングレギュレータにおいて、前
記コンバータトランスは１次巻線と２次巻線を隣接する
ように配置すると共に、１次巻線の上層にあって、かつ
２次巻線から離れている領域に３次巻線を施し、前記２
次巻線に短絡が生じた時に上記３次巻線の出力電圧が所
定の電圧を維持できるようしている。 【００１０】また、前記３次巻線から出力される直流電
圧が前記コンバータトランスの出力側に設けられている
検出回路の駆動電源とされており、前記スイッチング素
子にドライブ信号を供給するためのドライブトランス
と、このドライブトランスのリアクタンスを変化させる
ための制御巻線を設け、この制御巻線に少なくとも前記
３次巻線から出力させた直流電圧の変動成分に対応する
電流が供給されている。 【００１１】さらに、前記制御巻線には前記２次巻線に
流れる過電流成分に対応する電流、及び直流電圧の変動
成分に対応する電流が供給されるように構成されてい
る。 【００１２】 【作用】本発明は上記したように２次側の出力電流及び
電圧を検出する検出回路に対して、コンバータトランス
の２次巻線と離れた位置に設けられている３次巻線に誘
起される電圧を供給するように構成することによって、
２次側の短絡によっても検出回路のダウンが生じないよ
うにしており、安定して電流制御が継続される。 【００１３】また、スイッチングトランジスタを制御し
ている制御回路に２次側出力の過電流、及び過電力に対
応する信号成分を重畳して供給することによって、定電
圧特性と共に過電流や過電力によって電源回路がダウン
することを保護することもできる。 【００１４】 【実施例】図１は本発明の電流共振型スイッチングレギ
ュレータの回路例を示したもので、商用電源ＡＣはダイ
オードブリッジ整流回路ＢＤにおいて直流電圧に整流さ
れ、この直流電源に対して直列に接続されている２個の
スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２に供給されてい
る。スイッチングトランジスタＱ１、、Ｑ２の中間点は
ドライブトランスＤＴのコイルＬ０、共振コンデンサＣ
３、コンバータトランスＣＴの１次巻線Ｌ１を介してマ
イナス電源に接続され、ハーフブリッジ型の電流共振型
スイッチング回路とされている。 【００１５】スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２のス
イッチング周期は直交型のドライブトランスＤＴの巻線
ＬＢ１、ＬＢ２、コンデンサＣＢ１、ＣＢ２、抵抗ＲＢ
１、ＲＢ２からなる直列共振周波数によってスイッチン
グ周波数が決定される。なお、Ｒ０は起動抵抗、Ｃ１は
保護コンデンサ、Ｄ１はダンパーダイオードを示す。 【００１６】コンバータトランスＣＴの出力側には２次
コイルＬ２と３次コイルＬ３が巻き回されており、後で
述べるように３次コイルＬ３に誘起された電圧はダイオ
ードＤによって整流された直流電圧をＶ３を形成し、こ
の電圧によって出力側の電流及び電圧を検出する検出回
路が駆動されるようになされている。また、コンバータ
トランスＣＴの２次コイルＬ２に誘起された電圧は同じ
く整流ダイオードＤによって全波整流され、所定の回路
に電圧Ｖ０として供給されることになる。なお、Ｃ０は
平滑コンデンサである。 【００１７】一点鎖線で囲ったＣＣＢは前記した直交ト
ランスで構成されているドライブトランスＤＴを制御し
て過電力制御、過電流制御、定電圧制御を行う制御回路
であり、定電圧制御を行うための検出回路として差動ア
ンプＯＰ１、過電流制御を行うための検出回路として差
動アンプＯＰ２、過電力制御を行うための検出回路とし
て差動アンプＯＰ３が設けられている。そして、これら
の各差動アンプの出力がトランジスタＱ３を駆動し、前
記ドライブトランスＤＴの制御巻線ＬＣに制御電流を流
すようにしている。 【００１８】なお、Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３は基準電圧源、抵
抗Ｒ１、Ｒ２は２次巻線Ｌ２の出力電圧Ｖ０を検出する
ための分圧抵抗、Ｒ３、Ｒ４は３次巻線Ｌ３の出力電圧
Ｖ３を検出するための分圧抵抗を示す。また、抵抗Ｒｄ
は負荷に供給されている電流Ｉ０を検出するための検出
抵抗を示す。 【００１９】上記したスイッチング電源回路は良く知ら
れているように、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２
が交互にオン／オフを繰り返すことによってコンバータ
トランスの１次側コイルＬ１に交番電流を流し２次側の
出力に所定の交番電圧を出力するものであるが、図８で
示したように共振コンデンサＣ３の容量値とコンバータ
トランスＣＴのリアクタンス（漏洩インピーダンス）の
よる共振インピーダンスＺがスイッチング周波数と一致
するときに最大の電力が出力側に転送されることにな
る。 【００２０】したがって、コンバータトランスＣＴの出
力側に生じる電圧及び電流を検出してスイッチング周波
数を制御しているドライブトランスＤＴの制御巻線ＬＣ
に流れる電流を制御すると、すなわち制御巻線ＬＣによ
ってドライブトランスＤＴの磁気飽和特性をコントロー
ルし、ドライブコイルＬＢ１、ＬＢ２の呈するインダク
タンスを変化してやれば、スイッチング周波数を変化す
ることにより出力側の電源電圧を一定の値となるように
制御することができる。また、本発明の場合は以下に述
べるように出力側が操作ミス、又は短絡事故を起こした
ときには過負荷の状態を検出して出力電圧を抑制した
り、過電流負荷となった時に出力電圧を抑制することも
できる。 【００２１】図２（ａ）は本発明の電流共振型スイッチ
ングレギュレータにおいて採用されているコンバータト
ランスＣＴの概要を示したもので、同図（ｂ）は巻線さ
れているボビンＢの部分を断面としたものである。ま
た、同図（ｃ）は１次巻線と３次巻線の出力端子の位置
を示している。この図に示されているように本発明の電
流共振型スイッチングレギュレータではトランスのコア
に対して１次巻線Ｌ1 を巻回すると共に、この１次巻線
Ｌ１と隣接した位置に２次巻線Ｌ２が巻かれており、さ
らの３次巻線Ｌ３はこの２次巻線から離れた側で、かつ
１次巻線Ｌ１の上層部分又は下層部分に配置されている
点に特徴がある。 【００２２】したがって、上記構成によると２次巻線Ｌ
２と３次巻線Ｌ３の結合係数はかなり小さいものとな
り、２次コイルに誘起される電圧と３次コイルＬ３に誘
起される電圧は必ずしも比例した変化をしないことにな
る。すなわち、図３に示すように２次巻線の出力電圧Ｖ
０によって負荷に供給されている電流をＩ０とした時
に、スイッチング電源の定電圧特性によって負荷電流Ｉ
０が増加した時にも出力電圧Ｖ０を一定に保持すること
ができるが、この時３次コイル側の負荷が一定（軽負
荷）であれば、１次コイル側から供給されているドライ
ブ電流が増加することによって３次コイルに誘起される
電圧は増加し、その出力電圧Ｖ３は一点鎖線に示すよう
に高くなる。 【００２３】そして、負荷回路の短絡等によって２次巻
き線Ｌ２の出力電圧Ｖ０がゼロとなるような事故が発生
した時でも３次巻き線Ｌ３の最低電圧はＶｍｉｎを保持
することが可能にされる。本発明はこの最低電圧Ｖｍｉ
ｎが前記した検出回路ブロックＣＣＢに対する動作電圧
として十分な値となるように設定することによって、負
荷側の操作ミスや、短絡事故によって電流共振型スイッ
チングレギュレータの制御が失われることがないように
している。 【００２４】図４は２次巻線に流れる負荷電流の過電流
を検出する検出回路の具体例を示したもので、３次巻線
Ｋ３の出力電圧Ｖ３より制御電流が供給されるようにし
ている。この図でＤＡはシャントレギュレータ（例え
ば、商品名ＴＬ４３１）であり、出力電圧Ｖ０の電圧を
抵抗ｒ２、ｒ３で分圧しその変動成分に対する電流を前
記ドライブトランスの制御巻線ＬＣに供給し２次巻線の
電圧を安定化している。また、トランジスタＱ４は前記
検出抵抗Ｒｄの電圧ドロップを検出し、この電圧がトラ
ンジスタＱ４のＶｂｅ以上になると導通制御される。そ
して、このオン電流が抵抗ｒ４を介して前記制御巻線Ｌ
Ｃに重畳され、スイッチング周波数を所定の高い周波数
に変化させる。このスイッチング周波数はコンバータト
ランスＣＴの２次側短絡時の漏洩インピーダンスと共振
コンデンサＣ３で決定される周波数以上とすることが好
ましい。 【００２５】次に、図５に示すように検出回路を構成す
る差動アンプＯＰ３によって出力電圧Ｖ３の電圧がある
値以上にならないように制御すると、２次コイル側の出
力Ｖ０は負荷電流Ｉ０の増加にしたがって降下するよう
な特性になる。したがって、このある値以上で出力電圧
Ｖ３を監視し、この出力電圧Ｖ３が所定の値以上になっ
た時、制御巻線ＬＣに電流を流すように制御すると過電
力制御を行わせることができる。 【００２６】図６はこのような制御を行うための検出回
路の具体例を示したもので、前記したシャントレギュレ
ータＤＡに対してツエナダイオードＤＺを並列に接続し
ている。出力電圧Ｖ３がある値以上になるとツエナダイ
オードＤＺが導通し、３次巻線から出力されている電圧
Ｖ３から制御巻線ＬＣに電流が重畳して供給されること
になる。その結果、１次側から供給される電力が制限さ
れ過電力状態が緩和されることになる。 【００２７】図７は前記したシャントレギュレータの具
体例を示す等価回路であって、集積化されたデバイス回
路として使用されている。この回路に見られるように図
６のシャントレギュレータのカソード端子Ｋ、アノード
端子Ａ、及び参照信号端子Ｒに対応した端子が設けられ
ている。この等価回路内には２．４９５Ｖのバンド・ギ
ャップによる基準電圧を内蔵しており、この基準電圧と
参照電圧の差に基づいて出力電流が流れるように動作す
る。 【００２８】 【発明の効果】以上説明したように、本発明の電流共振
型スイッチング電源は１次巻線と出力用の２次巻線の結
合係数Ｋ１に対して、１次巻線と制御用の３次巻線の結
合係数が大きくなるようにしたコンバータトランスの３
次巻線によって出力側の負荷回路に供給される電流、及
び電圧を検出する検出回路の駆動電源を構成しているか
ら、補助電源を設けることなく自磁励式のコンバータの
過電流制御、及び過電力制御を行うことができるという
効果がある。 【００２９】また、これらの制御は従来のコンバータに
比較して極めて少ない部品点数で達成できるためコスト
ダウンを計ることができる。
レギュレータに係わり、特に電流共振型スイッチングレ
ギュレータにおいて出力側に短絡事故等が生じた時にも
適正な制御が行われる制御手段を有するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来の電流共振型スイッチングレギュレ
ータは所定のスイッチング周波数によってオン／オフ制
御されるトランジスタと、このトランジスタによって断
続される電流が流れるコンバータトランスを備え、この
コンバータトランスの２次側に巻線されているコイルか
ら出力電圧を得るように構成されている。また、上記コ
ンバータトランスの１次側のコイルは直列に接続されて
いる共振コンデンサによって共振回路を構成しており、
この共振回路の共振周波数と前記スイッチング周波数が
一致したときに最大の出力電圧が得られるように制御す
る制御手段が付加されている。 【０００３】この制御手段は、例えばスイッチングトラ
ンジスタの入力端子側に接続されているドライブトラン
スと、該ドライブトランスのインダクタンスを制御する
ための制御回路によって構成されており、例えばコンバ
ータトランスの出力変動に対応する電圧、又は電流を検
出して前記ドライブトランスに付加されている制御巻線
に流す電流をコントロールすることによって、スイッチ
ング周期を変化し、コンバータトランスの出力変動を解
消する方向に制御するようになされている。 【０００４】図８は共振型スイッチング電源の共振イン
ピーダンスＺとスイッチング周波数Ｆの関係を示したも
ので、この図に見られるように共振型スイッチング電源
の場合は、一般的にスイッチング周波数Ｆが高くなると
共振インピーダンスＺが高くなり、ドライブ電流が減少
することによって出力電圧が低下するようなアッパーサ
イド制御とされており、例えば定常動作時のスイッチン
グ周波数をＦ１に設定し、出力電圧が低下した時に前記
制御巻線に流す電流によってドライブトランスのインダ
クタンス（ＬＢ）が大きくなるようにコントロールする
ことによってスイッチング周波数を下げ、定電圧特性を
持たせることができるようにしている。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
電流共振型スイッチングレギュレータはコンバータトラ
ンスの２次側出力に重大な事故が発生し、例えば出力が
短絡するような場合は、出力電圧を検出する回路の電源
もダウンしてしまい制御不能に陥ってしまうという問題
がある。 【０００６】そこで、従来の電流共振型スイッチングレ
ギュレータではコンバータトランスの２次側に独立した
補助電源回路を設け、この補助電源回路から制御回路の
電源を供給したり、あるいは２次側における制御が不能
になる前に１次側で短絡事故を検出してスイッチング動
作を停止する制御を行ったり、また２次側の出力ライン
にインピーダンス素子を介入して負荷に電源を供給する
ように構成し、電源供給回路が短絡したときでも出力用
の巻線に電圧が残るようにすることが行われている。 【０００７】しかしながら、補助電源を設けることは電
源回路を大型化すると共に、部品点数を増加するという
問題がある。また、１次側で検出する方法は正確な検出
が困難であり誤動作の原因になる。さらに出力端子と負
荷回路の間にインピーダンスを挿入しておく方法は、交
流ラインにインダクタンスを入れるときは整流ダイオー
ドに逆電圧が印加されて素子を破壊する場合が生じる。
同様に、直流ラインに抵抗を介入して電源を供給する方
法は電力損失を増加することになり、さらに多出力型の
時にはクロスレギュレーションが悪化するという問題が
あった。 【０００８】本発明はこのような問題点にかんがみてな
されたものであって、特にスイッチング電源の出力側で
電源回路が短絡した時にも安定した電流制御が実現でき
るようにしたものである。 【０００９】 【課題を解決するための手段】本発明はスイッチング素
子とコンバータトランス及び前記スイッチング素子のス
イッチング周波数をコントロールする制御手段を備えて
いる電流共振型スイッチングレギュレータにおいて、前
記コンバータトランスは１次巻線と２次巻線を隣接する
ように配置すると共に、１次巻線の上層にあって、かつ
２次巻線から離れている領域に３次巻線を施し、前記２
次巻線に短絡が生じた時に上記３次巻線の出力電圧が所
定の電圧を維持できるようしている。 【００１０】また、前記３次巻線から出力される直流電
圧が前記コンバータトランスの出力側に設けられている
検出回路の駆動電源とされており、前記スイッチング素
子にドライブ信号を供給するためのドライブトランス
と、このドライブトランスのリアクタンスを変化させる
ための制御巻線を設け、この制御巻線に少なくとも前記
３次巻線から出力させた直流電圧の変動成分に対応する
電流が供給されている。 【００１１】さらに、前記制御巻線には前記２次巻線に
流れる過電流成分に対応する電流、及び直流電圧の変動
成分に対応する電流が供給されるように構成されてい
る。 【００１２】 【作用】本発明は上記したように２次側の出力電流及び
電圧を検出する検出回路に対して、コンバータトランス
の２次巻線と離れた位置に設けられている３次巻線に誘
起される電圧を供給するように構成することによって、
２次側の短絡によっても検出回路のダウンが生じないよ
うにしており、安定して電流制御が継続される。 【００１３】また、スイッチングトランジスタを制御し
ている制御回路に２次側出力の過電流、及び過電力に対
応する信号成分を重畳して供給することによって、定電
圧特性と共に過電流や過電力によって電源回路がダウン
することを保護することもできる。 【００１４】 【実施例】図１は本発明の電流共振型スイッチングレギ
ュレータの回路例を示したもので、商用電源ＡＣはダイ
オードブリッジ整流回路ＢＤにおいて直流電圧に整流さ
れ、この直流電源に対して直列に接続されている２個の
スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２に供給されてい
る。スイッチングトランジスタＱ１、、Ｑ２の中間点は
ドライブトランスＤＴのコイルＬ０、共振コンデンサＣ
３、コンバータトランスＣＴの１次巻線Ｌ１を介してマ
イナス電源に接続され、ハーフブリッジ型の電流共振型
スイッチング回路とされている。 【００１５】スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２のス
イッチング周期は直交型のドライブトランスＤＴの巻線
ＬＢ１、ＬＢ２、コンデンサＣＢ１、ＣＢ２、抵抗ＲＢ
１、ＲＢ２からなる直列共振周波数によってスイッチン
グ周波数が決定される。なお、Ｒ０は起動抵抗、Ｃ１は
保護コンデンサ、Ｄ１はダンパーダイオードを示す。 【００１６】コンバータトランスＣＴの出力側には２次
コイルＬ２と３次コイルＬ３が巻き回されており、後で
述べるように３次コイルＬ３に誘起された電圧はダイオ
ードＤによって整流された直流電圧をＶ３を形成し、こ
の電圧によって出力側の電流及び電圧を検出する検出回
路が駆動されるようになされている。また、コンバータ
トランスＣＴの２次コイルＬ２に誘起された電圧は同じ
く整流ダイオードＤによって全波整流され、所定の回路
に電圧Ｖ０として供給されることになる。なお、Ｃ０は
平滑コンデンサである。 【００１７】一点鎖線で囲ったＣＣＢは前記した直交ト
ランスで構成されているドライブトランスＤＴを制御し
て過電力制御、過電流制御、定電圧制御を行う制御回路
であり、定電圧制御を行うための検出回路として差動ア
ンプＯＰ１、過電流制御を行うための検出回路として差
動アンプＯＰ２、過電力制御を行うための検出回路とし
て差動アンプＯＰ３が設けられている。そして、これら
の各差動アンプの出力がトランジスタＱ３を駆動し、前
記ドライブトランスＤＴの制御巻線ＬＣに制御電流を流
すようにしている。 【００１８】なお、Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３は基準電圧源、抵
抗Ｒ１、Ｒ２は２次巻線Ｌ２の出力電圧Ｖ０を検出する
ための分圧抵抗、Ｒ３、Ｒ４は３次巻線Ｌ３の出力電圧
Ｖ３を検出するための分圧抵抗を示す。また、抵抗Ｒｄ
は負荷に供給されている電流Ｉ０を検出するための検出
抵抗を示す。 【００１９】上記したスイッチング電源回路は良く知ら
れているように、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２
が交互にオン／オフを繰り返すことによってコンバータ
トランスの１次側コイルＬ１に交番電流を流し２次側の
出力に所定の交番電圧を出力するものであるが、図８で
示したように共振コンデンサＣ３の容量値とコンバータ
トランスＣＴのリアクタンス（漏洩インピーダンス）の
よる共振インピーダンスＺがスイッチング周波数と一致
するときに最大の電力が出力側に転送されることにな
る。 【００２０】したがって、コンバータトランスＣＴの出
力側に生じる電圧及び電流を検出してスイッチング周波
数を制御しているドライブトランスＤＴの制御巻線ＬＣ
に流れる電流を制御すると、すなわち制御巻線ＬＣによ
ってドライブトランスＤＴの磁気飽和特性をコントロー
ルし、ドライブコイルＬＢ１、ＬＢ２の呈するインダク
タンスを変化してやれば、スイッチング周波数を変化す
ることにより出力側の電源電圧を一定の値となるように
制御することができる。また、本発明の場合は以下に述
べるように出力側が操作ミス、又は短絡事故を起こした
ときには過負荷の状態を検出して出力電圧を抑制した
り、過電流負荷となった時に出力電圧を抑制することも
できる。 【００２１】図２（ａ）は本発明の電流共振型スイッチ
ングレギュレータにおいて採用されているコンバータト
ランスＣＴの概要を示したもので、同図（ｂ）は巻線さ
れているボビンＢの部分を断面としたものである。ま
た、同図（ｃ）は１次巻線と３次巻線の出力端子の位置
を示している。この図に示されているように本発明の電
流共振型スイッチングレギュレータではトランスのコア
に対して１次巻線Ｌ1 を巻回すると共に、この１次巻線
Ｌ１と隣接した位置に２次巻線Ｌ２が巻かれており、さ
らの３次巻線Ｌ３はこの２次巻線から離れた側で、かつ
１次巻線Ｌ１の上層部分又は下層部分に配置されている
点に特徴がある。 【００２２】したがって、上記構成によると２次巻線Ｌ
２と３次巻線Ｌ３の結合係数はかなり小さいものとな
り、２次コイルに誘起される電圧と３次コイルＬ３に誘
起される電圧は必ずしも比例した変化をしないことにな
る。すなわち、図３に示すように２次巻線の出力電圧Ｖ
０によって負荷に供給されている電流をＩ０とした時
に、スイッチング電源の定電圧特性によって負荷電流Ｉ
０が増加した時にも出力電圧Ｖ０を一定に保持すること
ができるが、この時３次コイル側の負荷が一定（軽負
荷）であれば、１次コイル側から供給されているドライ
ブ電流が増加することによって３次コイルに誘起される
電圧は増加し、その出力電圧Ｖ３は一点鎖線に示すよう
に高くなる。 【００２３】そして、負荷回路の短絡等によって２次巻
き線Ｌ２の出力電圧Ｖ０がゼロとなるような事故が発生
した時でも３次巻き線Ｌ３の最低電圧はＶｍｉｎを保持
することが可能にされる。本発明はこの最低電圧Ｖｍｉ
ｎが前記した検出回路ブロックＣＣＢに対する動作電圧
として十分な値となるように設定することによって、負
荷側の操作ミスや、短絡事故によって電流共振型スイッ
チングレギュレータの制御が失われることがないように
している。 【００２４】図４は２次巻線に流れる負荷電流の過電流
を検出する検出回路の具体例を示したもので、３次巻線
Ｋ３の出力電圧Ｖ３より制御電流が供給されるようにし
ている。この図でＤＡはシャントレギュレータ（例え
ば、商品名ＴＬ４３１）であり、出力電圧Ｖ０の電圧を
抵抗ｒ２、ｒ３で分圧しその変動成分に対する電流を前
記ドライブトランスの制御巻線ＬＣに供給し２次巻線の
電圧を安定化している。また、トランジスタＱ４は前記
検出抵抗Ｒｄの電圧ドロップを検出し、この電圧がトラ
ンジスタＱ４のＶｂｅ以上になると導通制御される。そ
して、このオン電流が抵抗ｒ４を介して前記制御巻線Ｌ
Ｃに重畳され、スイッチング周波数を所定の高い周波数
に変化させる。このスイッチング周波数はコンバータト
ランスＣＴの２次側短絡時の漏洩インピーダンスと共振
コンデンサＣ３で決定される周波数以上とすることが好
ましい。 【００２５】次に、図５に示すように検出回路を構成す
る差動アンプＯＰ３によって出力電圧Ｖ３の電圧がある
値以上にならないように制御すると、２次コイル側の出
力Ｖ０は負荷電流Ｉ０の増加にしたがって降下するよう
な特性になる。したがって、このある値以上で出力電圧
Ｖ３を監視し、この出力電圧Ｖ３が所定の値以上になっ
た時、制御巻線ＬＣに電流を流すように制御すると過電
力制御を行わせることができる。 【００２６】図６はこのような制御を行うための検出回
路の具体例を示したもので、前記したシャントレギュレ
ータＤＡに対してツエナダイオードＤＺを並列に接続し
ている。出力電圧Ｖ３がある値以上になるとツエナダイ
オードＤＺが導通し、３次巻線から出力されている電圧
Ｖ３から制御巻線ＬＣに電流が重畳して供給されること
になる。その結果、１次側から供給される電力が制限さ
れ過電力状態が緩和されることになる。 【００２７】図７は前記したシャントレギュレータの具
体例を示す等価回路であって、集積化されたデバイス回
路として使用されている。この回路に見られるように図
６のシャントレギュレータのカソード端子Ｋ、アノード
端子Ａ、及び参照信号端子Ｒに対応した端子が設けられ
ている。この等価回路内には２．４９５Ｖのバンド・ギ
ャップによる基準電圧を内蔵しており、この基準電圧と
参照電圧の差に基づいて出力電流が流れるように動作す
る。 【００２８】 【発明の効果】以上説明したように、本発明の電流共振
型スイッチング電源は１次巻線と出力用の２次巻線の結
合係数Ｋ１に対して、１次巻線と制御用の３次巻線の結
合係数が大きくなるようにしたコンバータトランスの３
次巻線によって出力側の負荷回路に供給される電流、及
び電圧を検出する検出回路の駆動電源を構成しているか
ら、補助電源を設けることなく自磁励式のコンバータの
過電流制御、及び過電力制御を行うことができるという
効果がある。 【００２９】また、これらの制御は従来のコンバータに
比較して極めて少ない部品点数で達成できるためコスト
ダウンを計ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電流共振型スイッチング電源とその制
御系を示す回路図である。 【図２】本発明に適応されるコンバータトランスの概要
と断面図を示す。 【図３】コンバータトランスの出力特性を示す図であ
る。 【図４】過電流を防止するための制御回路例を示す。 【図５】出力電圧Ｖ０を一定にした時の制御電圧の傾向
を示す図である。 【図６】過電力制御を行う時の実施例を示す図である。 【図７】シャントレギュレータの具体例を示す図であ
る。 【図８】電流共振型スイッチング電源の制御周波数を説
明する図である。 【符号の説明】 Ｌ１ １次巻線 Ｌ２ ２次巻線 Ｌ３ ３次巻線 Ｑ１、Ｑ２ スイッチングトランジスタ ＣＴ コンバータトランス ＤＴ ドライブトランス ＣＣＢ 検出回路ブロック
御系を示す回路図である。 【図２】本発明に適応されるコンバータトランスの概要
と断面図を示す。 【図３】コンバータトランスの出力特性を示す図であ
る。 【図４】過電流を防止するための制御回路例を示す。 【図５】出力電圧Ｖ０を一定にした時の制御電圧の傾向
を示す図である。 【図６】過電力制御を行う時の実施例を示す図である。 【図７】シャントレギュレータの具体例を示す図であ
る。 【図８】電流共振型スイッチング電源の制御周波数を説
明する図である。 【符号の説明】 Ｌ１ １次巻線 Ｌ２ ２次巻線 Ｌ３ ３次巻線 Ｑ１、Ｑ２ スイッチングトランジスタ ＣＴ コンバータトランス ＤＴ ドライブトランス ＣＣＢ 検出回路ブロック
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フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/00 - 3/44
H01F 31/00
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】制御手段によりスイッチング周波数が制御
されるスイッチング素子と、 前記スイッチング素子に対して共振コンデンサを介して
接続された１次巻線と出力用の２次巻線、及び制御用の
３次巻線とを備えているコンバータトランスと、 前記出力用の２次巻線の出力電圧を検出して前記制御手
段に帰還し、前記出力用の２次巻線の出力電圧が安定化
されるように前記スイッチング素子のスイッチング周波
数を制御する帰還経路と、 前記帰還経路に設けられ、前記制御用の３次巻線から得
られた電圧を動作電圧として、前記出力用の２次巻線に
過電流が検出されたときに、前記出力用の２次巻線から
出力される電圧が低下するように前記制御手段を制御す
る過電流制御回路とを有し、 前記コンバータトランスの前記出力用の２次巻線は、前
記１次巻線に対して隣接して配置され、前記制御用の３
次巻線は前記１次巻線の上層、又は下層に前記出力用の
２次巻線から離れた側に巻回されており、 前記コンバータトランスの前記出力用の２次巻線と前記
制御用の３次巻線との結合係数は、前記出力用の２次巻
線に短絡が生じたときに前記制御用の３次巻線の出力電
圧が前記過電流制御回路を動作させることができる程度
に小さく設定されていることを特徴とするスイッチング
レギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09388794A JP3484755B2 (ja) | 1994-04-08 | 1994-04-08 | 電流共振型スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09388794A JP3484755B2 (ja) | 1994-04-08 | 1994-04-08 | 電流共振型スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07284270A JPH07284270A (ja) | 1995-10-27 |
| JP3484755B2 true JP3484755B2 (ja) | 2004-01-06 |
Family
ID=14094998
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09388794A Expired - Fee Related JP3484755B2 (ja) | 1994-04-08 | 1994-04-08 | 電流共振型スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3484755B2 (ja) |
-
1994
- 1994-04-08 JP JP09388794A patent/JP3484755B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07284270A (ja) | 1995-10-27 |
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