JP3279073B2

JP3279073B2 - スイッチング電源回路

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Publication number: JP3279073B2
Application number: JP15436394A
Authority: JP
Inventors: 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-06-14
Filing date: 1994-06-14
Publication date: 2002-04-30
Anticipated expiration: 2017-04-30
Also published as: JPH07337011A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
関わり、特に一対のスイッチング素子を有した電流共振
形のスイッチング電源回路に適用して好適なものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】例えば従来の電流共振形スイッチング電
源回路として、交互にスイッチングするようにされた２
つのスイッチングトランジスタが設けられた、いわゆる
ハーフブリッジ式といわれるものが知られている。例え
ば、これら２つのスイッチングトランジスタのスイッチ
ング電流は、例えばコンバータトランスの一次巻線に交
番電流として共通に流れるようにされており、これによ
って励起された二次側の交流電圧を整流及び平滑化して
直流に変換すれば電源電圧を得ることができる。

【０００３】ところで、上記したようなスイッチング電
源回路では、２つのスイッチングトランジスタのスイッ
チング電流はコンバータトランスに巻回された単一の一
次巻線に対して流れるようにされている。そしてこのよ
うな共振回路を用いて、例えば負荷電力が２００Ｗ以上
・交流入力電圧１００Ｖ系（例えばＡＣ１５０Ｖ以下と
される）、あるいは負荷電力１００Ｗ以上・交流入力電
圧１００Ｖ系〜２００Ｖ系（ＡＣ１５０Ｖ以上）のワイ
ドレンジ対応とした構成のスイッチング電源回路も知ら
れているが、特に交流入力電圧１００Ｖ系で使用する時
は、コンバータトランスの一次巻線に流れる共振電流が
過大となり、これに伴う発熱の増加が問題となる。

【０００４】そこで、上記のような過大電流の対策手段
として、一次巻線としてリッツ線を使用し、かつ、この
リッツ線の断面積を縮小してその束数を増加する、ある
いはリッツ線の断面積はそのままでその束数のみ増加さ
せるなどの方法が知られている。これにより、銅損の要
因とされる表皮効果、近接効果、渦電流損が低減して巻
線の交流抵抗が減少し、発熱を抑制させることができ
る。ところが、前者の方法ではリッツ線が高価なものと
なり、また、後者ではリッツ線自体の線径が太くなっ
て、自動巻線機による巻装ができなくなる場合が生じる
などの不都合があり、特に有効ではなかった。

【０００５】そこで、コンバータトランスの一次巻線を
２組に等分割して並列に接続し、この２組の一次巻線に
供給する電流を同時に断続して交番電力を二次側に誘導
するようにしたスイッチング電源回路が知られている。
つまり、一次巻線に流れる共振電流を分割した２つの一
次巻線に分流させることで、各一次巻線に流れる電流レ
ベルがそれぞれ１／２になるが、これにより一次巻線に
発生する発熱の抑制を図るものである。図４は、このよ
うな電流共振形スイッチング電源回路の一例を示す回路
図であり、この場合には自励発振式によるものとされ
る。この図においてＡＣは商用の交流電源を示し、この
交流電源ＡＣに対して設けられるＣＭＣはコモンモード
ノイズ除去のためのコモンモードチョークコイルを、ま
た、このコモンモードチョークコイルＣＭＣの後段の両
極ライン間に挿入されるＣ_L は、ノーマルモードノイズ
を除去するアクロスコンデンサを示している。また、Ｄ
ｉ₁ は４本のダイオードをブリッジ接続してなるブリッ
ジ整流回路を示し、入力された交流電源ＡＣについて全
波整流を行う。Ｃｉは平滑用コンデンサであり、上記ブ
リッジ整流回路Ｄｉ₁ 及びこの平滑用コンデンサＣｉに
より整流平滑電圧Ｅｉが得られる。

【０００６】次に、Ｑ₁ 、Ｑ₂ はそれぞれスイッチング
素子としてのスイッチングトランジスタを示し、図のよ
うに整流平滑電圧Ｅｉとアース間に対してそれぞれのコ
レクタ、エミッタを介して接続されている。また、スイ
ッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−ベース
間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2は起動抵抗を、
またスイッチングトランジスタＱ₁、Ｑ₂ の各ベース−
エミッタ間に挿入されるＤ₁ 、Ｄ₂ はそれぞれダンパー
ダイオードを示す。また、抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2はそれぞれ、
スイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ド
ライブ電流）調整用抵抗を示している。そして、スイッ
チングトランジスタＱ₁ のベースと抵抗Ｒ_B1、及びスイ
ッチングトランジスタＱ₂ のベースと抵抗Ｒ_B2間にそれ
ぞれ設けられるＣ_B1、Ｃ_B2は共振用のコンデンサであ
り、次に説明するドライブトランスＴ₁ の駆動巻線
Ｎ_B1、Ｎ_B2と共に、自励発振用の直列共振回路を形成し
ている。

【０００７】Ｔ₁ はスイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ
₂ のスイッチング周波数を可変制御するドライブトラン
スを示し、この図の場合には駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2及び共
振電流検出巻線Ｎ_R が巻回され、更にこれらの各巻線に
対して制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交型
の可飽和リアクトルとされている。このドライブトラン
スＴ₁ の駆動巻線Ｎ_B1の一端は抵抗Ｒ_B1に、他端はスイ
ッチングトランジスタＱ₁ のエミッタに接続される。ま
た、駆動巻線Ｎ_B2の一端はアースに接地されると共に他
端は抵抗Ｒ_B2と接続されて、前記駆動巻線Ｎ_B1と逆の極
性の電圧が出力されるようになされている。また、電流
検出巻線Ｎ_R はスイッチングトランジスタＱ₁ のエミッ
タとスイッチングトランジスタＱ₂ のコレクタの接点に
接続されると共に、コンバータトランスＴ₂ の一次巻線
Ｎ₁ の一端に対して接続される。

【０００８】Ｔ₂ はスイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ
₂ のスイッチング出力を二次側に伝送するための絶縁型
のコンバータトランスである。このコンバータトランス
Ｔ₂においては、一次巻線は図のようにＮ_1A及びＮ_1Bの
２つに分割して設けられている。この際、一次巻線
Ｎ_1A、Ｎ_1Bは共に同じ巻数とされる。そして、一次巻線
Ｎ_1A、Ｎ_1Bは、電流検出巻線Ｎ_R と共振コンデンサＣ₁
の間において図のように並列して設けられる。ここで、
一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bが接続される共振コンデンサＣ₁ の
他方の極はアースに接地されており、これら共振コンデ
ンサＣ₁ 及び一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1B1 のインダクタンス成
分により直列共振回路が形成される。従って、実際のコ
ンバータトランスＴ₂ においては、負荷電力や交流入力
電圧等の各種条件に適合する一次側の励磁インダクタン
ス及び漏れインダクタンス（トランス結合係数に相当す
る）が得られるように選定される。

【０００９】また、この図に示す電源回路の場合、コン
バータトランスＴ₂ の二次側には二次巻線Ｎ₂ 及びＮ₃
が設けられており、例えば二次巻線Ｎ₂ 側に対しては図
のようにブリッジ整流回路Ｄｉ₂ と、このブリッジ整流
回路Ｄｉ₂ のプラス側の出力とアース間に接続された平
滑用コンデンサＣ₂ からなる整流平滑回路が設けられて
いる。これにより、一次巻線Ｎ₁ の交流電圧で誘起され
たエネルギーが二次巻線Ｎ₂ に伝送されて、直流電圧出
力Ｅ₁ が得られることとなる。また、二次巻線Ｎ₃ にお
いてはアースに接地されたセンタータップを設けると共
に、ダイオードＤ₃ 、Ｄ₄ による全波整流回路と平滑用
コンデンサＣ₃ が設けられることで、直流電圧出力Ｅ₂
が得られる。ＡＭＰは例えば二次側の直流電圧出力Ｅ₁
と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、
制御電流Ｉ_C としてドライブトランスＴ₁ の制御巻線Ｎ
_C に供給する誤差増幅器である。

【００１０】また、上述したコンバータトランスＴ₂
は、例えば図５（ａ）の断面図に示すように構成されて
いる。この図においてＣ_R1及びＣ_R2はそれぞれコアを示
しており、その材質としては一般にフェライト材が用い
られる。これらコアＣ_R1、Ｃ_R2は共にＥ形とされてお
り、両者を図のように組み合わせることでＥＥ形のコア
を形成する。この際、互いの中央磁脚の端部が対向する
部分には所定幅のギャップＧが設けられて所要のインダ
クタンスが得られるようにしている。また、Ｂはボビン
を示し、この場合には巻装部が２つに分割されている分
割ボビンとされている。そして図のように、この分割ボ
ビンＢの一方の巻装部（図の右側）に対しては二次巻線
Ｎ₂ 、Ｎ₃ を巻装し、他方の巻装部（図の左側）には先
ず一次巻線Ｎ_1Aを巻装してから、次に絶縁テープＴ_P を
数層巻装し、それから一次巻線Ｎ_1Bを巻装していく。こ
のように絶縁テープＴ_P を介して２組の一次巻線Ｎ_1A、
Ｎ_1Bを巻装するのは、一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1B間に生じる浮
遊容量を抑制して、両巻線内に流れる循環電流を解消す
るためである。そして、このように各巻線が巻回された
ボビンＢを上記ＥＥ形コアに組み込むことで、図に示す
ようなコンバータトランスＴ₂ が構成される。

【００１１】次に、図４に示した構成の電流共振形スイ
ッチング電源のスイッチング動作を簡単に説明する。先
ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗Ｒ_S1、
Ｒ_S2を介してスイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のベ
ースにベース電流が供給されることになるが、例えばス
イッチングトランジスタＱ₁ が先にオンとなったとすれ
ば、スイッチングトランジスタＱ₂ はオフとなるように
制御される。例えば、このときのスイッチングトランジ
スタＱ₁ から出力される共振電流Ｉ_O は正極性とされる
が、この電流はスイッチングトランジスタＱ₁ から電流
検出巻線Ｎ_R を介し、されに並列接続されている一次巻
線Ｎ_1A、Ｎ_1Bにそれぞれ分流電流Ｉ_NA、Ｉ_NBとして流れ
たのち、合流してコンデンサＣ₁ に流れることになる。
そして、この共振電流が０となる近傍でスイッチングト
ランジスタＱ₂ がオン、スイッチングトランジスタＱ₁
がオフとなるように制御される。スイッチングトランジ
スタＱ₂ は共振コンデンサＣ₁ に蓄積された電気エネル
ギーを並列接続されている一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1B及び電流
検出巻線Ｎ_R に放電し、負極性の共振電流Ｉ_O を形成す
る。以降、スイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ が交互
にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
なお、このスイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数は、駆動用巻線Ｎ_B1のインダクタンスと
コンデンサＣ₂ の容量、駆動用巻線Ｎ_B2のインダクタン
スとコンデンサＣ₃ の容量によって決定される。このよ
うなスイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のスイッチン
グ動作に伴い、共振コンデンサＣ₁ 及び一次巻線Ｎ_1A、
Ｎ_1Bからなる電流共振回路に高周波の共振電流Ｉ_O が流
れることになり、これによって蓄積されたエネルギーは
コンバータトランスＴ₂ の２次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₃ に励起さ
れる。そして、共振電流Ｉ_O により二次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₃
に励起された交流電圧は、図に示すような整流平滑回路
により直流電圧Ｅ₁ 、Ｅ₂ として、後段の負荷回路に供
給されることになる。

【００１２】また、この電流共振形スイッチング電源回
路における定電圧制御は次のようになる。例えば、二次
側の直流電圧Ｅ₁ が上昇するとすると、この変動を検出
して誤差増幅器ＡＭＰから出力される制御電流Ｉ_C は増
加する。このように制御電流Ｉ_C が増加した場合には、
これに応じてドライブトランスＴ₁ のコアが飽和状態に
近付いていくことになり、これによって被制御巻線であ
る駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2のインダクタンスは減少する。と
ころで、スイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のスイッ
チング周波数は、それぞれ駆動用巻線Ｎ_B1（Ｎ_B2）のイ
ンダクタンスとコンデンサＣ_B1（Ｃ_B2）の容量によって
決定されるが、駆動用巻線のインダクタンスが減少する
とスイッチング周波数は高くなる。

【００１３】従って、この場合にはコンデンサＣ₁ とコ
ンバータトランスＴ₂ のインダクタンス成分による共振
周波数よりスイッチング周波数が高いほうに変化し、こ
れによりコンバータトランスＴ₂ の二次巻線Ｎ_2、Ｎ₃ 側
に励起される電圧が低下するアッパーサイド制御とされ
ている。この結果、二次側の直流電圧Ｅ₁ およびＥ₂の
電圧の上昇は抑制される。

【００１４】また、二次側の直流電圧Ｅ₁ が降下した場
合には、誤差増幅器ＡＭＰは、これに応じて減少された
制御電流Ｉ_C を制御巻線Ｎ_C に供給し、ドライブトラン
スＴ₁ の駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2のインダクタンスは上昇し
て、スイッチング周波数は共振周波数に近くなる。その
結果、コンバータトランスＴ₂ の一次巻線に得られる電
圧が上昇して二次側に得られる直流電圧も上昇する。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図５（ａ）
に示した構成のコンバータトランスＴ₂ においては、実
際に一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bの条件をを全く同じとするよう
に構成することは非常に困難で、一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bの
各漏洩インダクタンスに差が生じる。これにより、図４
に示したスイッチング電源回路においては、一次巻線Ｎ
_1Aと共振コンデンサＣ₁ からなる共振回路の特性と、一
次巻線Ｎ_1Bと共振コンデンサＣ₁ からなる共振回路の特
性にもバラツキが生じて、一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bのそれぞ
れに流すべき電流Ｉ_NA、Ｉ_NBの分流比が１：１とならず
にそのバランスが崩れる。

【００１６】図６（ａ）〜（ｃ）は、図４に示したスイ
ッチング電源回路における共振電流Ｉ_O 、一次巻線Ｎ_1A
に流れる分流電流Ｉ_NA、一次巻線Ｎ_1Bに流れる分流電流
Ｉ_NBのそれぞれの波形を示すものである。なお、図６
（ｄ）（ｅ）は実施例において説明するため、ここでは
説明を省略する。

【００１７】例えば、図６（ａ）に示すようにスイッチ
ング周期（この場合１００ＫＨｚとされる）に応じて、
ピーク値が４Ａの共振電流Ｉ_O が流れるとした場合、分
流電流Ｉ_NA及び分流電流Ｉ_NBとしてはそれぞれ２Ａ（ピ
ーク値）とならなければならないが、実際には図６
（ｂ）（ｃ）に示すように、例えば分流電流Ｉ_NAは２．
２Ａ（ピーク値）、分流電流Ｉ_NBは１．８Ａ（ピーク
値）となって、その電流レベルに差異が生じている。こ
のように分流電流Ｉ_NA、Ｉ_NBが不均等であると、一次巻
線Ｎ_1A、Ｎ_1Bの発熱量のバランスが崩れて発熱抑制の効
果が低くなる。そこで、前述したようなコンバータトラ
ンスＴ₂ における一次巻線の巻線処理を行うことによっ
てある程度発熱を改善することはできるが、製造工程及
びコストの観点からは不利となる。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述したよう
な一次巻線の巻線処理の工程を簡易化し、コストをかけ
るようなことをせずに、一次巻線の発熱抑制に効果のあ
る電流共振形のスイッチング電源回路を得ることを目的
とする。このため、交互のタイミングでスイッチング動
作を行うようにされる一対のスイッチング素子と、これ
ら一対のスイッチング素子のスイッチング電流が流れる
コンバータトランスの一次巻線及び共振コンデンサから
なる電流共振回路とを備えている自励式あるいは他励式
の電流共振形のスイッチング電源回路において、コンバ
ータトランス１次巻線を第１の一次巻線と第２の１次巻
線分割し、この分割した一方の一次巻線に対して一方の
スイッチング素子及び共振コンデンサを直列に接続し、
他方の一次巻線に対して他方のスイッチング素子及び共
振コンデンサを直列に接続して構成することとした。そ
して、コンバータトランスは分割した第１，及び第２の
１次巻線間に絶縁物を設けずに、同一の巻装部分に対し
て巻装することとした。また自励式の電流共振形とされ
る場合の定電圧制御としては、コンバータトランスの二
次側の出力電圧の変化に応じた制御電流を、スイッチン
グ素子を駆動するドライブトランスの制御巻線に供給す
る、あるいはコンバータトランスに設けられている直交
型の制御巻線に供給するようにして行うものとした。

【００１９】

【作用】上記構成によれば、自励式あるいは他励式で２
組のスイッチングトランジスタを有する各種タイプの電
流共振形スイッチング電源回路において、２等分に分割
されたコンバータトランスの一方の一次巻線には、２組
のスイッチングトランジスタのうち一方のスイッチング
トランジスタの出力である正極性の共振電流が供給さ
れ、他方の一次巻線には他方のスイッチングトランジス
タの出力である負極性の共振電流が供給されるため、各
一次巻線に流れる共振電流の実効値を均等にすることが
可能となる。また、各一次巻線には互いに異なるスイッ
チング素子によって駆動され、逆極性となっている共振
電流が流れることになるため、コンバータトランスにお
いて分割された一次巻線間の静電容量により生じる循環
電流は生じないことから、コンバータトランスを巻装す
る際に分割された一次巻線間に絶縁テープを巻く工程が
不要となる。

【００２０】

【実施例】図１は、本発明のスイッチング電源回路の一
実施例を示す回路図であり、この場合には自励式の電流
共振形とされる。なお、図４と同一部分は同一符号を付
して説明を省略する。この図においては、スイッチング
トランジスタＱ₁ のエミッタが一次巻線Ｎ_1Aの一端と接
続され、スイッチングトランジスタＱ₂ のコレクタが一
次巻線Ｎ_1Bの一端に対して接続されている。また、一次
巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bの各他端は共に共振コンデンサＣ₁ の一
方の極に対して接続されている。更にこの共振コンデン
サＣ₁の他極は電流検出巻線Ｎ_R に一端に対して接続さ
れており、電流検出巻線Ｎ_R の他端は駆動巻線Ｎ_B2との
タップを介して接地されている。

【００２１】上記回路構成の場合、スイッチングトラン
ジスタＱ₁ のエミッタ電流は、正極性のスイッチング電
流Ｉ_NAとされて一次巻線Ｎ_1A→共振コンデンサＣ₁ から
なる直列共振回路を介して電流検出巻線Ｎ_R に流れるこ
とになる。また、スイッチングトランジスタＱ₂ のコレ
クタ電流は、負極性のスイッチング電流Ｉ_NBとされて一
次巻線Ｎ_1B→共振コンデンサＣ₁ からなる直列共振回路
を介して電流検出巻線Ｎ_R に流れることになる。即ち、
本実施例の回路では一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bのそれぞれに対
して、正極性の分流電流（Ｉ_NA）はスイッチングトラン
ジスタＱ₁ が、負極性の分流電流（Ｉ_NB）はスイッチン
グトランジスタＱ₂ がそれぞれ分担して流すように構成
している。このように、１組の各一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bに
対してスイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ を接続する
と、一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1B間の浮遊容量を介して他方の巻
線から電流が流出入する（循環電流）ことはなくなるか
ら、一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bの結合係数が１であれば正及び
負極性の共振電流Ｉ_NA、Ｉ_NBは浮遊容量の影響を受ける
ことなく、従来の単一巻線と同一の波形とすることがで
きる。また、結合係数が１よりわずかに小さい時でも、
２組の一次巻線の巻数をわずかに調整することによっ
て、これらの巻線に流れる電流を等しくなるようにする
ことができる。

【００２２】図６（ｄ）（ｅ）に本実施例の分流電流Ｉ
_NA、Ｉ_NBの波形をそれぞれ示す。このときの共振電流Ｉ
_O が、従来例と同様の図６（ａ）に示すような４Ａｐに
よる交番電流とすると、一次巻線Ｎ_1Aを流れる分流電流
Ｉ_NAは図６（ｄ）に示すように共振電流Ｉ_O の正期間の
みが流れる波形はピーク値で４Ａとなり、一方、一次巻
線Ｎ_1Bを流れる分流電流Ｉ_NBは共振電流Ｉ_O の負期間の
みが流れる４Ａピーク値の波形となる。この図から分か
るように、分流電流Ｉ_NA及びＩ_NBは、そのピーク値が共
に４Ａであって、しかも同一波形であることから実効電
流値が等しくなる。従って、一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bの各発
熱量も同じになってそのバラツキが解消されるが、これ
により発熱抑制の効果が向上することになる。

【００２３】ここで、本実施例に用いられるコンバータ
トランスＴ₂ の構造について図５（ｂ）を参照して説明
する。なお、図５（ａ）と同一部分は同一符号を付して
説明を省略する。本実施例の一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bには上
述の図６（ｄ）（ｅ）からも分かるように互いに逆極性
の電流が流れることから、前述したようにコンバータト
ランスＴ₂ において一次巻線Ｎ_1A−Ｎ_1B間の浮遊容量に
よる循環電流は流れない。従って、本実施例では一次巻
線Ｎ_1A、Ｎ_1Bの間に静電容量を低減させるための絶縁テ
ープＴ_P を巻回しなくても循環電流の影響を受けないコ
ンバータトランスＴ₂ の構造とすることができる。これ
によりコンバータトランスＴ₂ の製造工程においては、
絶縁テープＴ_P を準備してこれを巻回する工程が省略さ
れるため、コスト及び製造能率の向上が図られる。ま
た、絶縁テープＴ_P が省略された分、一次巻線Ｎ_1A、Ｎ
_1Bを巻装するためのスペースに余裕が得られる、即ち一
次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bの占積率が拡大することになる。従っ
て、例えば巻線として用いるリッツ線の束数を従来より
増加させるなどして交流抵抗を減少させ、更に発熱の低
下を図ることも可能となる。

【００２４】次に、図２を参照して他の実施例について
説明することとし、図１と同一部分は同一符号を付して
説明を省略する。この場合には制御巻線Ｎ_C が、コンバ
ータトランスＴ₂ の一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bに対して直交す
るように設けられる。この構成によると、制御巻線Ｎ_C
に対して二次側の直流電圧Ｅ₁ の変化に応じたレベルの
制御電流Ｉ_C が供給されることで、一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1B
の漏洩インダクタンスが変化する。即ち、この実施例で
は一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bと共振コンデンサＣ₁ の直列共振
回路により得られる直列共振周波数を、ドライブトラン
ス側で設定されるスイッチング周波数に対して変化させ
ることで定電圧制御を行うように構成されている。この
ような定電圧制御が行われるスイッチング電源回路にお
いても、一次巻線Ｎ_1A、Ｎ_1Bを流れる分流電流Ｉ_NA及び
Ｉ_NBの実効電流値は常に同レベルに維持され、上記実施
例と同様の効果を得ることが可能とされる。

【００２５】次に、本発明を他励式の電流共振形スイッ
チング電源回路に適用した実施例について、図３を参照
して説明する。なお、先の実施例として示した図１及び
図２と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。こ
のスイッチング電源回路においては、スイッチングトラ
ンジスタＱ₁ 、Ｑ₂はそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴとされ
る。また、この場合のダイオードＤ₁ 、Ｄ₂ は、スイッ
チングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のドレイン−ソース間に
対して並列に接続されて、アース側から電源側に戻るよ
うな逆方向のダンパー電流を流すための並列ダイオード
とされる。そして本実施例においても、一次巻線はＮ_1A
とＮ_1Bに分割されると共に並列接続され、スイッチング
トランジスタＱ₁ の動作により出力された分流電流Ｉ_NA
は一次巻線Ｎ_1Aから共振コンデンサＣ₁ に流れ、一方、
スイッチングトランジスタＱ₂ の動作により出力される
分流電流Ｉ_NBは一次巻線Ｎ_1Bから共振コンデンサＣ₁ に
流れる経路が形成されている。また、電流検出巻線Ｎ_R
はその一端がアースに接地され、他端がダイオードＤ₁₂
のアノードに対して接続されている。

【００２６】また、１はドライブ回路を示しており、こ
のドライブ回路１から出力される駆動電圧により、スイ
ッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ がスイッチング動作を
行うことになる。２は発振制御回路を示している。この
発振制御回路２は発振信号を生成し、これをスイッチン
グ周波数信号としてドライブ回路１に供給するものであ
る。したがって、ドライブ回路１では発振制御回路２か
ら入力されたスイッチング周波数信号に基づく駆動電圧
を出力することになる。なお、スイッチング周波数信号
は、後述するフォトカプラ１６により帰還された二次側
の直流電圧検出信号に基づいて可変されるように構成さ
れている。

【００２７】また、ダイオードＤ₁₂とコンデンサＣ₁₁に
より整流平滑回路が形成されており、ここではコンバー
タトランスＴ₂ の電流検出巻線Ｎ_R に励起される交流を
整流平滑化して直流電圧Ｅ₃ を得る。この直流電圧Ｅ₃
は、例えば起動後のドライブ回路１及び発振制御回路２
の駆動電源として供給される。

【００２８】また、３はドライブ回路１及び発振制御回
路２を起動させるための起動回路である。この起動回路
３はトランジスタＱ₃ 、抵抗Ｒ₀ 、Ｒ₁ 、ダイオードＤ
₁₁、及びツェナーダイオードＺＤ₁ からなる。そして、
トランジスタＱ₃ のベースは、抵抗Ｒ₁ を介して整流平
滑電圧Ｅｉのラインと接続されると共に、ツェナーダイ
オードＺＤ₁ のカソードと接続される。このツェナーダ
イオードＺＤ₁ のアノードは接地される。また、トラン
ジスタＱ₃ のコレクタは抵抗Ｒ₀ を介して整流平滑電圧
Ｅｉのラインと接続され、エミッタはダイオードＤ₁₁の
アノードに対して接続されている。このダイオードＤ₁₁
のカソードは、ドライブ回路１及び発振制御回路２の電
源入力に対して接続されている。なお、この起動回路３
の動作については後述する。

【００２９】次に、コンバータトランスＴ₂ の二次側に
設けられている４は、コンバータトランスＴ₂ の二次側
の直流電圧Ｅ₁ のレベルを検出する電圧検出回路を示し
ている。この、電圧検出回路４においては抵抗Ｒ₂ 、Ｒ
₃ が直流電圧Ｅ₁ とアース間に直列に接続され、この抵
抗Ｒ₂ 、Ｒ₃ の接続点に対してトランジスタＱ₄ のベー
スが接続されている。また、トランジスタＱ₄ のコレク
タはフォトカプラ５のフォトダイオードＤ₁₃のカソード
に対して接続され、フォトダイオードＤ₁₃のアノードは
抵抗Ｒ₄ を介して直流電圧Ｅ₁ と接続されている。ま
た、エミッタはツェナーダイオードＺＤ₂ のカソードと
接続され、そのアノードは接地されている。更に、この
ツェナーダイオードＺＤ₂ と抵抗Ｒ₅ は直流電圧Ｅ₁ に
対して直列に接続されており、これにより基準電圧を得
ている。この電圧検出回路４では、直流電圧Ｅ₁ からそ
の変動に応じたベース電流が抵抗Ｒ₂ 、Ｒ₃ の分圧点を
介してトランジスタＱ₄ のベースに流れ、コレクタの出
力を制御する。この結果、コレクタと接続されたフォト
ダイオードＤ₁₃の輝度は直流電圧Ｅ₁ の変動に応じて変
化することになる。

【００３０】５は、電圧検出回路４の検出出力を一次側
の発振制御回路２に帰還するためのフォトカプラであ
り、上記したフォトダイオードＤ₁₃とフォトトランジス
タＱ₅からなる。図のようにフォトトランジスタＱ₅ の
コレクタは、発振制御回路２に対して接続され、エミッ
タは一次側のアースに対して接地されている。これによ
り、フォトダイオードＤ₁₃の輝度変化に応じて可変され
たフォトトランジスタＱ₅ のコレクタ電流が発振制御回
路２に供給されることになり、これが発振周波数可変信
号とされる。発振制御回路２では、この信号に基づいて
発振周波数を変化させてドライブ回路１に出力する。こ
れにより、スイッチングトランジスタＱ₁、Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数が変化するのに応じて、コンバータトラ
ンスＴ₂ の二次側に伝送される電圧が変化するため、直
流電圧Ｅ₁ の変動を抑制するようにされる。このように
して、この図に示すスイッチング電源回路の定電圧制御
が行われる。

【００３１】上記構成によるスイッチング電源回路にお
いては、例えば、商用交流電源ＡＣが投入されて整流平
滑電圧Ｅｉが得られると、起動回路３では抵抗Ｒ₁ を介
してトランジスタＱ₃ にベース電流が流れる。これによ
り、トランジスタＱ₃ がオンとなり、整流平滑電圧Ｅｉ
のラインから抵抗Ｒ₀ を介して流れるコレクタ−エミッ
タ電流がダイオードＤ₁₁を導通させる。そして、ダイオ
ードＤ₁₁を介したトランジスタＱ₃ の出力は、起動信号
としてドライブ回路１及び発振制御回路２の電源入力に
供給される。ドライブ回路１及び発振制御回路２は、こ
の信号に基づいてそれぞれの動作を開始して、スイッチ
ングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のスイッチング動作が行わ
れることになる。なお、スイッチング動作の安定後はダ
イオードＤ₁₂及びコンデンサＣ₁₁からなる整流平滑回路
の直流電圧Ｅ₃ が、電源としてドライブ回路１及び発振
制御回路２に供給されて、スイッチング動作を継続させ
ることになる。

【００３２】そして、このような他励式の電流共振形ス
イッチング電源回路の場合にも、共振電流Ｉ_O は正、負
の電流Ｉ_NA、Ｉ_NBに分流してそれぞれ一次巻線Ｎ_1A、Ｎ
_1Bを流れるようにされることから、両者の実効電流値は
常に同レベルに維持されて上記各実施例と同様の効果を
得ることが可能とされる。

【００３３】なお、本発明は上記各実施例により示した
電源回路の構成に限定されるものではなく、要旨の範囲
内において各種変更が可能とされる。

【００３４】

【発明の効果】以上説明してきたように本発明は、一対
のスイッチングトランジスタを備えた各種電流共振形の
スイッチング電源回路において、コンバータトランスの
一次側巻線を２組のコイルで構成し、に互いに逆極性に
分流された共振電流を流すようにスイッチング素子を接
続することで、各一次巻線に流れる電流の実効値が同じ
レベルとされ、一次巻線同志の発熱バランスを均等にす
ることが可能となった。これにより、特に従来のように
コンバータトランスの巻線（リッツ線）の断面積や束数
を変更するなどの手段を講じることなく、容易かつ低コ
ストで一次巻線の発熱低減の効果を高めることができる
こととなった。また、コンバータトランスの製造にあた
っては、分割された一次側巻線間に絶縁テープを巻くた
めの工程が削減されることになって、それだけコスト及
び製造能率が向上すると共に、絶縁テープが巻回されな
いことでボビンにおける一次巻線の占積率が向上し、例
えば巻き線であるリッツ線の束数を増加させるなどし
て、一次巻線の交流インピーダンスを減少させれば、更
に発熱を減少させることができるという効果も有するこ
ととなった。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチング電源回路の実施例を示す
回路図である。

【図２】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図３】更に他の実施例としてのスイッチング電源回路
を示す回路図である。

【図４】従来例におけるスイッチング電源回路を示す回
路図である。

【図５】従来例及び実施例におけるコンバータトランス
の構造を示す断面図である。

【図６】従来例及び実施例の共振電流と分流電流を示す
波形図である。

【符号の説明】１ドライブ回路２発振制御回路３起動回路４電圧検出回路５フォトカプラＱ₁ ，Ｑ₂ スイッチングトランジスタＴ₁ ドライブトランスＴ₂ コンバータトランスＮ_B1，Ｎ_B2 駆動用巻線Ｎ_R 電流検出巻線Ｎ_C 制御巻線Ｎ_1A，Ｎ_1B 一次巻線Ｎ₂ ，Ｎ₃ 二次巻線Ｃｉ_(1,2) 平滑コンデンサＤｉ₁ ブリッジ整流ダイオード

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の直流電圧が印加されている第１の
スイッチング素子と、一方の端子が前記第１のスイッチング素子の出力側に接
続され、他方の端子に接地電位とするための共振コンデ
ンサが直列に接続されている第１の１次巻線と、第２の直流電圧が印加されている第２のスイッチング素
子と、一方の端子が前記第２のスイッチング素子の出力側に接
続され、他方の端子が前記共振コンデンサと前記第１の
１次巻線の接続点に接続されている第２の１次巻線と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング
素子を交互に導通／非導通となるように制御する制御手
段と、前記第１の１次巻線と前記第２の１次巻線、及び２次巻
線が巻回されているコンバータトランスとを備え、前記２次巻線は、前記第１の巻線と第２の巻線によっ
て、それぞれ逆方向に励磁されるように構成されている
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】前記コンバータトランスは、前記分割さ
れた第１、及び第２の１次巻線間に絶縁物を設けずに、
同一の巻装部分に対して巻装されていることを特徴とす
る請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】前記コンバータトランスの二次側の出力
電圧の変化に応じた制御電流を、前記スイッチング素子
を駆動するドライブ巻線の制御巻線に供給するようにし
たことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項４】前記コンバータトランスの二次側の出力
電圧の変化に応じた制御電流を、前記コンバータトラン
スに設けられている直交型の制御巻線に供給するように
したことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のス
イッチング電源回路。