JPH0742567U - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 マグアンプを使用した共振型スイッチング電
源装置の過電流保護回路を簡単にする。 【構成】 直流電源１の一端と他端との間に第１のトラ
ンジスタＱ1 とマグアンプの第１及び第２の１次巻線Ｎ
11a 、Ｎ11b と第２のトランジスタＱ2 との直列回路を
接続する。出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に直列に共
振用コンデンサＣ1 を接続する。マグアンプＴ1 の第１
及び第２の２次巻線Ｎ21、Ｎ22を第１及び第２のトラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 のベースに接続する。マグアンプＴ1
の制御巻線Ｎc の電流をマグアンプＴ1 の飽和レベル以
下に設定する。制御巻線Ｎｃに並列にコンデサＣ7 を接
続する。マグアンプＴ1 の２次巻線Ｎ21、Ｎ22に並列に
定電圧ダイオ−ド１１、１２を接続する。定電圧ダイオ
−ド１１、１２は過電流時にオンになる。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、出力トランスの１次巻線のインダクタンスとこれに直列に接続され たコンデンサとの共振を使用した共振型スイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】

直流電源の一端と他端との間に第１及び第２のスイッチング素子の直列回路を 接続し、第２のスイッチング素子に並列に出力トランスの１次巻線と共振用コン デンサとの直列回路を接続し、第１及び第２のスイッチング素子を自励方式でオ ン・オフするための可飽和トランスの１種である磁気増幅器（マグアンプ）を設 け、第１及び第２のスイッチング素子の電流帰還巻線又は共振用コンデンサに流 れる電流の帰還巻線をマグアンプの１次巻線とし、第１及び第２のスイッチング 素子の駆動巻線をマグアンプの２次巻線とし、出力電圧を一定に制御するための 制御巻線を設けた共振型スイッチング電源装置は公知である。

【０００３】

【考案が解決しようとする課題】

ところで、この種の共振型スイッチング電源装置で過電流保護回路を設ける場 合には、電流検出器を接続し、この電流検出器の出力に基づいて過電流が検出さ れた時に第１及び第２のスイッチング素子をオフに制御する回路を設けることが 必要になり、必然的に装置が大型且つコスト高になった。

【０００４】 そこで、本考案の目的は過電流保護機能を有する共振型スイッチング電源装置 の小型化及び低コスト化を図ることにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】

上記目的を達成するための本考案は、実施例を示す図面の符号を参照して説明 すると、直流電源１と、前記直流電源１の一端と他端との間に接続された第１及 び第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路と、前記第２のスイッチング素 子Ｑ2 に対して並列に接続された出力トランスのインダクタンスを有する１次巻 線Ｎ1 と共振用コンデンサＣ1 の直列回路と、前記第１及び第２のスイッチング 素子Ｑ1 、Ｑ2 の電流を帰還するために前記第１及び第２のスイッチング素子Ｑ 1 、Ｑ2 に直列に接続された第１及び第２の１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b 又は前記共 振用コンデンサＣ1 を通って流れる電流を帰還するために前記共振用コンデンサ Ｃ1 に直列に接続されたコンデンサ電流帰還用１次巻線Ｎ11と、可飽和磁心を介 して前記第１の１次巻線Ｎ11a 又は前記コンデンサ電流帰還用１次巻線Ｎ11に電 磁結合され且つ前記第１のスイッチング素子Ｑ1 の制御端子に接続された第１の ２次巻線Ｎ21と、前記可飽和磁心を介して前記第２の１次巻線Ｎ11b 又は前記コ ンデンサ電流帰還用１次巻線Ｎ11に電磁結合され且つ前記第２のスイッチング素 子Ｑ2 の制御端子に接続された第２の２次巻線Ｎ22と、前記可飽和磁心に巻回さ れた制御巻線Ｎc 又はＮc1、又はＮc2と、前記トランスの２次巻線の出力側に得 られる出力電圧を一定に制御するための制御電流を供給するために前記制御巻線 に接続された制御回路とを有する共振型スイッチング電源装置において、前記第 １及び第２の２次巻線Ｎ21、Ｎ22と前記第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 、 Ｑ2 の制御端子との間に第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 が接続され、前記 整流平滑回路の出力電流の所定の過電流レベルに対応する電圧で導通する定電圧 ダイオード１１及び／又は１２が前記第１の２次巻線Ｎ21と前記第２の２次巻線 Ｎ22と前記制御巻線Ｎc 又はＮc1又はＮc2との内の少なくとも１つに並列に接続 されていることを特徴とする共振型スイッチング電源装置に係わるものである。

【０００６】

【考案の作用及び効果】

本考案において可飽和トランスの２次巻線Ｎ21、Ｎ22及び制御巻線Ｎc 、Ｎc1 、Ｎc2には帰還用１次巻線の電流に対応した電圧が得られる。この電圧が過電流 レベルに対応した値になると、定電圧ダイオード１１、１２が導通し、可飽和ト ランスの２次巻線の電圧がクランプされる。これによってコンデンサＣ4 、Ｃ5 を通って第１及び／又は第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 に対する駆動信号の 供給が阻止され、過電流保護が達成される。 上述のように本考案では電流検出器を特別に設けることが不要になるので、装 置の低コスト化及び小型化が可能になる。

【０００７】

【第１の実施例】 次に本考案の第１の実施例に係わる可飽和トランスの１種である磁気増幅器（ 以下、マグアンプと呼ぶ）を使用した共振型スイッチング電源装置を説明する。 このスイッチング電源装置は、直流電源１の一端と他端との間に接続された第１ 及び第２のスイッチング素子としてのトランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路と、マ グアンプＴ1 と、出力トランスＴ2 と、この出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に 直列に接続された共振用の第１のコンデンサＣ1 と、第１及び第２のトランジス タＱ1 、Ｑ2 に並列接続された第２及び第３のコンデンサＣ2 、Ｃ3 と、第１及 び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 に逆方向並列に接続された第１及び第２の放電 用ダイオードＤ1 、Ｄ2 と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース（ 制御端子）に接続された第４及び第５のコンデンサＣ4 、Ｃ5 と、第１及び第２ のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレクタ・ベース間に接続された第１及び第２の起 動抵抗Ｒ1 、Ｒ2 と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のエミッタ・ベー ス間に接続されたダイオードＤ3 、Ｄ4 と、出力トランスＴ2 の２次巻線Ｎ2a、 Ｎ2bと、この２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bに接続されたダイオードＤ5 、Ｄ6 と平滑用コ ンデンサＣ6 とから成る整流平滑回路と、制御巻線Ｎc に制御電流Ｉc を供給す る制御回路２とを有し、更に本考案に従う定電圧ダイオ−ド（ツェナ−ダイオ− ド）１１、１２及び逆流阻止用ダイオ−ド１３、１４を有する。

【０００８】 マグアンプＴ1 は可飽和磁心３に対して１次巻線Ｎ11、制御巻線Ｎc 、第１及 び第２の２次巻線Ｎ21、Ｎ22を巻き回すことによって構成されている。マグアン プＴ1 の１次巻線Ｎ11は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の接続中点と出 力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 の一端（共振回路の一端）との間に接続されてい る。１次巻線Ｎ1 と第１のコンデンサＣ1 とから成る共振回路の他端は直流電源 １の他端即ち第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路の下端に接続さ れている。

【０００９】 マグアンプＴ1 の第１及び第２の２次巻線Ｎ21、Ｎ22は共振用コンデンサＣ4 、Ｃ5 を介して第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース・エミッタ間に 接続されている。第１及び第２の２次巻線Ｎ21、Ｎ22に並列に逆流阻止用ダイオ −ド１３、１４を介して過電流阻止用定電圧ダイオ−ド１１、１２が接続されて いる。

【００１０】 制御巻線Ｎc の一端は電流制限抵抗Ｒ3 を介して出力端子４に接続され、この 他端は制御回路２の誤差増幅器５に接続されている。誤差増幅器５の一方の入力 端子は出力端子４に接続され、他方の入力端子は基準電圧源６に接続されている 。

【００１１】

【動作】

図１のスイッチング電源装置において、直流電源１をオンにすると、起動抵抗 Ｒ1 又はＲ2 を介して第１又は第２のトランジスタＱ1 又はＱ2 がオンになる。 今、トランジスタＱ1 がオンの時には、電源１と第１のトランジスタＱ1 とマグ アンプＴ1 の１次巻線Ｎ11と出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1 とから成る回路に電流が流れる。この電流は１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1 との 直列共振に基づく電流であって、正弦波に近似した波形となり、ターンオン時の ゼロ電流スイッチングが可能になり、スイッチング損失が小さくなる。ところで 、第１のトランジスタＱ1 のベース駆動回路もコンデンサＣ4 と２次巻線Ｎ21の インダクタンスＬとの共振回路で構成されており、ここでも共振が生じる。第１ のトランジスタＱ1 はベース駆動回路の共振動作でベース電流が供給されている 間のみオンを維持し、この後オフになる。第１のトランジスタＱ1 がオフになる と、これに代って第２のトランジスタＱ2 がオンになり、コンデンサＣ1 と出力 トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 とマグアンプＴ1 の１次巻線Ｎ11と第２のトランジ スタＱ2 とから成る回路に共振電流が流れる。これと共に、第２のトランジスタ Ｑ2 のベース駆動回路のコンデンサＣ5 と２次巻線Ｎ22との共振動作が生じ、こ れによって第２のトランジスタＱ2 が駆動される。上述の動作の繰返しによって 出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に第１及び第２の方向の電流が交互に流れ、２ 次巻線Ｎ2a、Ｎ2bにこれに対応した出力電圧が得られ、これがダイオードＤ5 、 Ｄ6 とコンデンサＣ6 で整流平滑される。

【００１２】 ところで、図１の装置では制御巻線Ｎc に比較的大きな制御電流Ｉc を流して いる。即ち、図２に示すＢＨ曲線の飽和領域の磁束密度が得られるレベルまで制 御電流Ｉc が流されている。磁心３の透磁率μは図２に示すように磁心３の飽和 領域においては磁界の強さＨが大きくなると逆に小さくなる。マグアンプＴ1 の ２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬは透磁率μにほぼ比例して変化するので 、制御電流Ｉc を変えることによって２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬを 制御できる。

【００１３】 図１の装置において出力端子４の電圧が所定値よりも高くなった時には、制御 巻線Ｎc の電流Ｉc が増加し、２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬ1 、Ｌ2 が小さくなり、Ｌ1 、Ｌ2 とＣ4 、Ｃ5 との各共振回路の共振周波数ｆ2 が高く なり、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ繰返し周波数が高く なる。

【００１４】 出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1の振幅は第１及び第２のトランジ スタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数ｆ2 に依存して変化する。図３は１次巻線Ｎ 1 のインダクタンスＬn1とコンデンサＣ1 との共振回路のレスポンスを示す。Ｌ n1とＣ1 とで決定される固有の共振周波数ｆ1 よりも高い周波数でトランジスタ Ｑ1 、Ｑ2 がオン・オフすると、レスポンスが低下する。図４はこれを説明する ためのものであり、図４の前半分に示すｆ2 が低い場合には１次巻線Ｎ1 の電圧 Ｖn1の振幅が大きいが、後半分に示すｆ2 が高い場合には電圧Ｖn1の振幅が低下 する。この結果、制御電流Ｉc の増加によって出力電圧が低下し、電圧制御が達 成される。

【００１５】 この装置では１次巻線Ｎ11によって共振用コンデンサＣ1 及び巻線Ｎ1 に流れ る電流をトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベ−ス側に帰還している。従って、マグアン プＴ1 の２次巻線Ｎ21、Ｎ22にはＣ1 とＮ1 との共振回路の電流即ち出力電力に 対応する電圧が得られる。出力端子４の電圧は一定に制御されているので、結局 、２次巻線Ｎ21、Ｎ22には出力電流（負荷電流）に比例する電圧が発生する。定 電圧ダイオ−ド１１、１２は出力電流の過電流レベルで導通するように設定され ているために、過電流時には定電圧ダイオ−ド１１、１２が導通し、２次巻線Ｎ 21、Ｎ22の電圧がクランプされ、コンデンサＣ4 、Ｃ5 を通してトランジスタＱ 1 、Ｑ2 のベ−ス電流が流れなくなり、トランジスタＱ1 、Ｑ2 はオフになり過 電流保護が達成される。なお、コンデンサＣ4 、Ｃ5 に充電された電荷はダイオ −ドＤ3 、Ｄ4 を介して放出される。

【００１６】 上述から明らかなように本実施例によれば、特別な電流検出器を設けない簡単 な回路で過電流保護を達成することができる。

【００１７】

【第２の実施例】 次に、図５を参照して第２の実施例の共振型スイッチング電源装置を説明する 。但し、図５において図１と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省 略する。 図５においてはマグアンプＴ1 に第１及び第２の１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b が設 けられている。第１の１次巻線Ｎ11a は第１の逆流阻止用ダイオードＤ7 を介し て第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の相互接続点と出力トランスＴ2 の１ 次巻線Ｎ1 との間に接続されている。第２の１次巻線Ｎ11b は第２の逆流阻止用 ダイオードＤ8 を介して出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 と第１及び第２のトラ ンジスタＱ1 、Ｑ2 の接続点との間に接続されている。図５においてはコンデン サＣ4 、Ｃ5 は共振用ではなくて結合コンデンサとして使用されている。また、 図５の装置では制御巻線Ｎc の電流Ｉc が磁心３の飽和レベルよりも低く設定さ れている。図５において上記以外は図１と実質的に同一である。

【００１８】 図６は図５のマグアンプＴ1 の構成を示す。三脚型可飽和磁心３は第１、第２ 及び第３の脚３ａ、３ｂ、３ｃを有し、中央脚３ａに制御巻線Ｎc が巻回され、 第１の外脚３ｂに第１の１次巻線Ｎ11a と第１の２次巻線Ｎ21が巻回され、第３ の外脚３ｃに第２の１次巻線Ｎ11b と第２の２次巻線Ｎ22が巻回されている。図 ６の各線の端子ａ〜ｊは図５のａ〜ｊ点に対応している。

【００１９】 図７は制御電流Ｉc とＢＨ曲線との関係を示す。制御電流Ｉc は飽和磁束密度 を得るための磁界の強さＨ2 よりも低いＨ1 を得るレベルに設定されている。従 って、磁心３を飽和に至らしめるためには１次巻線Ｎ11a 又はＮ11b の電流Ｉ1 又はＩ2 を流さなければならない。制御電流Ｉc のレベルを変えると、第１又は 第２のトランジスタＱ1 又はＱ2 がオンしてから飽和に至るまでの時間幅が変化 する。即ち、図５の回路においては、２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスを制 御して第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 をオン・オフ制御するのではなく 、１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b による自己帰還によって磁心３が飽和に至るまでの時 間を制御電流Ｉc で制御することによって第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ 2 をオン・オフ制御している。例えば、第１の１次巻線Ｎ11a による帰還で磁心 ３が飽和すると、第１のトランジスタＱ1 を駆動する電圧が得られなくなり、第 １のトランジスタＱ1 がターンオフする。これと共に、今迄オフ状態にあった第 ２のトランジスタＱ2 をオンにする向きの電圧が発生し、第２のトランジスタＱ 2 がオンになる。図８は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレクタ・エ ミッタ間電圧ＶCE1 、ＶCE2 、コレクタ電流Ｉc1、Ｉc2、出力トランスＴ2 の１ 次巻線Ｎ1 の電流Ｉn1、共振用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc 、及びマグアンプの２ 次巻線Ｎ21の電圧Ｖ2 を示す。図８（Ｅ）の電流Ｉn1の領域Ｅ1 の電流は、直流 電源１とコンデンサＣ2 とマグアンプ１次巻線Ｎ11a とダイオ−ドＤ7 と出力ト ランス１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1 からなる共振回路とコンデンサＣ1 とコン デンサＣ3 とマグアンプ１次巻線Ｎ11a とダイオードＤ7 と出力トランス１次巻 線Ｎ1 とから成る並列共振回路に基づいて流れる。電流Ｉn1の領域Ｅ2 の電流は 上記の共振回路のコンデンサＣ3 の代りにダイオードＤ2 を通って流れる。負の 半波における領域Ｅ3 、Ｅ4 の電流は、コンデンサＣ1 と出力トランス１次巻線 Ｎ1 とダイオ−ドＤ8 とマグアンプ１次巻線Ｎ11b とコンデンサＣ2 及びＣ3 を 通って流れ、その後、コンデンサＣ2 の代わりにダイオ−ドＤ1 を通って流れる 。マグアンプ２次巻線Ｎ21の電圧Ｖ2 はトランジスタＱ1 のオン期間に時間と共 に増大する。もし、過電流状態になると図８（Ｇ）で点線示すように２次巻線Ｎ 21の電圧Ｖ2 が所定の過電流対応レベルＶr に達し、定電圧ダイオ−ド１１が導 通し、第１のトランジスタＱ1 のオン時間幅が短くなり、且つ出力周波数が低下 し、出力電流が制限される。

【００２０】 第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅即ちオン・オフの繰返し 周波数を変えることによって出力電圧を制御する原理は、図３及び図４に示した 原理と同一である。図５の回路では制御電流Ｉc が小さくなるので、誤差増幅器 ５の電流容量の小さい安価なものにすることができる。

【００２１】

【第３の実施例】 次に、図９を参照して本発明の実施例に係わる共振型スイッチング電源装置を 説明する。但し、図９において図１及び図５と共通する部分には同一の符号を付 してその説明を省略する。

【００２２】 図９のスイッチング電源装置は、図５の回路において第１及び第２の１次巻線 Ｎ11a 、Ｎ11b の接続を変更し、且つ逆流阻止用ダイオ−ドＤ7 、Ｄ8 を省き、 且つ制御巻線Ｎｃに並列にコンデンサＣ7 を接続したものであって、その他は図 ５と同一に構成されている。即ち、図９では、第１のトランジスタＱ1 と第１の １次巻線Ｎ11a と第２の１次巻線Ｎ11b と第２のトランジスタＱ2 とが直列に接 続され、この直列回路が電源１の一端と他端との間に接続されている。出力トラ ンスＴ2 の１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1 との共振回路は第２の１次巻線Ｎ11b と第２のトランジスタＱ2 との直列回路に対して並列に接続されている。コンデ ンサＣ7 は抵抗Ｒ3 を介して制御巻線Ｎｃに並列に接続されている。なお、コン デンサＣ7 はコンデンサＣ6 に比べて極めて小さい容量のものであり、浮遊容量 であっても良い。

【００２３】 図９の装置の正常時の動作は図５とほぼ同一である。即ち、第１のトランジス タＱ1 のオン時には、第１のトランジスタＱ1 と第１の１次巻線Ｎ1 と出力トラ ンスの１次巻線Ｎ1 と共振用コンデンサＣ1 の回路に電流が流れる。これにより 、第１の１次巻線Ｎ11a に基づく自己帰還が生じ、第１の２次巻線に第１のスイ ッチング素子Ｑ1 をオンにする電圧が発生する。第１の１次巻線Ｎ11a の電流に 基づいて図６に示す磁心３の第１の外脚３ｂに発生する磁束φ₁ は中央脚３ａと 第２の外脚３ｃを通る。この磁束φ₁ は第２の外脚３ｃの第２の２次巻線Ｎ22に 第２のトランジスタＱ2 を逆バアスする向きの電圧を誘起させるように作用する 。これにより、第２の１次巻線Ｎ11b と第２の起動抵抗Ｒ2 とを通して第２のト ランジスタＱ2 をオンする動作が禁止される。制御巻線Ｎｃに並列に接続された コンデンサＣ7 は正常動作をより確実なものにする。即ち、トランジスタＱ1 、 Ｑ2 のオン・オフに基づく磁束変化によって生じる制御巻線Ｎｃの高周波成分に 対してはコンデンサＣ7 のインピ−ダンスがほぼゼロとなり、制御巻線Ｎｃが短 絡されたと等価な状態となる。これにより、第１のトランジスタＱ1 のオン時に 第１の外脚３ｂに発生した磁束が中央脚３ａに流れ込むことが制限され、第２の 外脚３ｃにより大く流れ込む。この結果、第２の２次巻線Ｎ22による第２のトラ ンジスタＱ2 の逆バアスがより強くなり、第２のトランジスタＱ2 のオフ状態を 確実に保つことができる。第１のトランジスタＱ1 のオンの継続によって第１の 外脚３ｂが飽和した時には、第１の２次巻線Ｎ21に第１のトランジスタＱ1 をオ ン駆動する電圧が発生しなくなり、第１のトランジスタＱ1 はオフに転換する。 しかる後、コンデンサＣ1 を電源として図１及び図５と同様に、コンデンサＣ1 と出力トランスの１次巻線Ｎ1 と第２の１次巻線Ｎ11b と第２のトランジスタＱ 2 の回路に電流が流れる。

【００２４】 制御巻線Ｎｃ又はこれに電流を流す配線がが断線すると、可飽和磁心３に制御 磁束φ_c を与えることができなくなる。今、第１のトランジスタＱ1 のオン期間 であるとすれば、磁心３の第１の外脚３ｂが直ちに飽和しなくなり、共振用コン デンサＣ1 が所定値まで充電された後に第２の１次巻線Ｎ11b と第２の抵抗Ｒ2 とを通って第２のトランジスタＱ2 のベ−ス電流が流れ、第２のトランジスタＱ 2 がオンになる。これにより、第１のトランジスタＱ1 と第１の１次巻線Ｎ11a と第２の１次巻線Ｎ11b と第２のトランジスタＱ2 との直列回路に電流が流れ、 第１及び第２の２次巻線Ｎ21、Ｎ22に第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 を オンにするための電圧が発生し、この直列回路に過大な電流が流れ、第１及び第 ２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のいずれか一方又は両方が破壊するか、電源１に直 列に接続するヒュ−ズ（図示せず）が溶断し、出力端子４から負荷に過電圧が印 加される状態を防ぐことができる。

【００２５】

【第４の実施例】 次に、図１０及び図１１を参照して本考案の第４の実施例に係わるスイッチン グ電源装置を説明する。但し、図１０において図１、図５及び図９と共通する部 分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、図１１において図６と共 通する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施例のスイッチ ング電源装置の回路構成は図９と実質的に同一であり、マグアンプＴ1 の構成の みが図６から図１１に変更されている。

【００２６】 図１１においては、制御巻線Ｎc が第１及び第２の制御巻線Ｎc1、Ｎc2に分割 され、互いに直列に接続されている。第１及び第２の制御巻線Ｎc1、Ｎc2は第１ 及び第２の外脚３ｂ、３ｃに巻回されている。第１の制御巻線Ｎc1はここに流れ る制御電流Ｉc によって第１の外脚３ｂに第１の１次巻線Ｎ11a の電流に基づい て生じる磁束φ1 の向きと同一の向きの磁束φc1が生じるように第１の外脚３ｂ に巻回されている。第２の制御巻線Ｎc2はここに流れる制御電流Ｉc によって第 ２の外脚３ｃに第２の１次巻線Ｎ11b の電流に基づいて生じる磁束φ2 の向きと 同一の向きの磁束φc2が生じるように第２の外脚に巻回されている。 第１の１次巻線Ｎ11a の巻方向はここに流れる電流によって第１のスイッチン グ素子Ｑ1 をオンにする方向の電圧が第１の２次巻線Ｎ21に誘起すると共に第２ のスイッチング素子Ｑ2 をオフにする方向の電圧が第２の２次巻線Ｎ22に誘起す るように設定されている。 第２の１次巻線Ｎ11b の巻方向はここに流れる電流によって第２のスイッチン グ素子Ｑ2 オンにする方向の電圧が第２の２次巻線Ｎ22に誘起すると共に第１の スイッチング素子Ｑ1 をオフにする方向の電圧が第１の２次巻線Ｎ21に誘起する ように設定されている。

【００２７】 図１０の第１及び第２の御巻線Ｎc1、Ｎc2の直列回路に対して並列に接続され たコンデンサＣ7 は、制御巻線Ｎc を第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ 2 のオン・オフの周波数帯域において交流的に短絡させる作用を有する。制御巻 線Ｎc は図１１に示すように第１及び第２の制御巻線Ｎc1、Ｎc2に分割され、第 １及び第２の１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b と共に第１及び第２の外脚３ｂ、３ｃに巻 回されているので、例えば第１の１次巻線Ｎ11a の電流に基づく磁束φ1 によっ て第１の制御巻線Ｎc1に電圧が誘起し、これによって第１及び第２の制御巻線Ｎ c1、Ｎc2とコンデンサＣ7 とから成る閉回路に電流が流れ、第２の制御巻線Ｎc2 が磁束を発生し、この磁束が第２の２次巻線Ｎ22に第２のスイッチング素子Ｑ2 を逆バイアスする向きの電圧を発生させる。この結果、正常時に第１のスイッチ ング素子Ｑ1 のオン期間に第２のスイッチング素子Ｑ2 がオンになることが阻止 される。

【００２８】 図１０において制御巻線Ｎc が断線した時には、第１及び第２の制御巻線Ｎc1 、Ｎc2による第１及び第２の外脚３ｂ、３ｃの磁気的結合が解除され、例えば第 １のトランジスタＱ1 のオン時に第２のトランジスタＱ2 を逆バイアスする作用 が弱められるか又は得られなくなり、第１及び第２のトランジスタが同時にオン し、これが破壊するか又は電源のヒューズが溶断するか又はブレーカ（過電流保 護装置）が動作し、負荷に対する過電圧の印加を阻止する。 なお、図１１のマグアンプは、２つの外脚３ｂ、３ｃのみに同一種類の巻線を 巻回せばよいので、図６のマグアンプよりも容易に製造することができる。磁心 ３は例えばＥ型コアとＩ型コアの組合せ、又は２つのＥ型コアの組合せで構成す る。図１０の定電圧ダイオ−ド１１、１２による作用効果は図１、図５、図９と 同じである。

【００２９】

【変形例】 本考案は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なもの である。 （１） 図１、図５、図９及び図１０において、第１の１次巻線Ｎ21に並列の 定電圧ダイオ−ド１１とダイオ−ド１３との直列回路又は第２の２次巻線Ｎ22に 並列の定電圧ダイオ−ド１２とダイオ−ド１４との直列回路を省いていずれか一 方のみとすることができる。また、図１０で破線で示すように制御巻線Ｎc1、Ｎ c2に並列に定電圧ダイオ−ド１１、１２とダイオ−ド１３、１４の直列回路を接 続し、２次巻線Ｎ21、Ｎ22に並列接続されている定電圧ダイオ−ド１１、１２と ダイオ−ド１３、１４の直列回路を省くことができる。また、第１及び第２の制 御巻線Ｎc1、Ｎc2のいずれか一方のみに定電圧ダイオ−ドとダイオ−ドとの直列 回路を並列接続することができる。また、図１、図５及び図９の回路においても 制御巻線Ｎc に並列に定電圧ダイオ−ドとダイオ−ドの直列回路を接続し、２次 巻線Ｎ21、Ｎ22の定電圧ダイオ−ドとダイオ−ドとの直列回路を省くことができ る。 （２） ダイオ−ドＤ5 、Ｄ6 、コンデンサＣ6 を省いてインバ−タにするこ とができる。 （３） ２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの巻数を変えて２つの異なった出力をとることが できる。また、出力トランスＴ2 の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの一方を省く構成にする ことができる。 （４） トランジスタＱ１、Ｑ2 を電界効果トランジスタ等の他のスイッチン グ素子に置き換えることができる。 （５） 図５、図９及び図１０において第１の１次巻線Ｎ11a を第１のスイッ チング素子Ｑ1 のコレクタ側に直列に接続すること、図５及び図９において第２ の１次巻線Ｎ11b を第２のトランジスタＱ2 のエミッタ側に直列に接続すること ができる。 （６） マグアンプＴ1 の磁心３を図１１の鎖線Ａで分断し、左半分の第１の 磁心Ａ1 と右半分の第２の磁心Ａ2 との組み合せによって構成してもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図２】図１のマグアンプのＢＨ曲線及び透磁率μと制
御電流との関係を示す図である。

【図３】図１及び図５及び図９のＱ1 、Ｑ2 のオン・オ
フ周波数とＮ1 とＣ1 の共振回路のレスポンスとの関係
を説明するための図である。

【図４】Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数と１次巻線Ｎ1
の電圧との関係を示す図である。

【図５】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図６】図５及び図９のマグアンプを示す斜視図であ
る。

【図７】図５のマグアンプのＢＨ曲線と制御電流の関係
を示す図である。

【図８】図５の各部の状態を示す波形図である。

【図９】第３の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図１０】第４の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【図１１】図１０のマグアンプを示す斜視図である。

【符号の説明】

Ｔ1 マグアンプ Ｔ2 出力トランス Ｎ11a 、Ｎ11b １次巻線 Ｃ1 共振用コンデンサ

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源（１）と、 前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続された第
   １及び第２のスイッチング素子（Ｑ1 、Ｑ2 ）の直列回
   路と、 前記第２のスイッチング素子（Ｑ2 ）に対して並列に接
   続された出力トランスのインダクタンスを有する１次巻
   線（Ｎ1 ）と共振用コンデンサ（Ｃ1 ）との直列回路
   と、 前記第１及び第２のスイッチング素子（Ｑ1 、Ｑ2 ）の
   電流を帰還するために前記第１及び第２のスイッチング
   素子（Ｑ1 、Ｑ2 ）に直列に接続された第１及び第２の
   １次巻線（Ｎ11a 、Ｎ11b ）又は前記共振用コンデンサ
   （Ｃ1 ）を通って流れる電流を帰還するために前記共振
   用コンデンサ（Ｃ1 ）に直列に接続されたコンデンサ電
   流帰還用１次巻線（Ｎ11）と、 可飽和磁心を介して前記第１の１次巻線（Ｎ11a ）又は
   前記コンデンサ電流帰還用１次巻線（Ｎ11）に電磁結合
   され且つ前記第１のスイッチング素子（Ｑ1 ）の制御端
   子に接続された第１の２次巻線（Ｎ21）と、 前記可飽和磁心を介して前記第２の１次巻線（Ｎ11b ）
   又は前記コンデンサ電流帰還用１次巻線（Ｎ11）に電磁
   結合され且つ前記第２のスイッチング素子（Ｑ2 ）の制
   御端子に接続された第２の２次巻線（Ｎ22）と、 前記可飽和磁心に巻回された制御巻線（Ｎc 又はＮc1、
   又はＮc2）と、 前記トランスの２次巻線の出力側に得られる出力電圧を
   一定に制御するための制御電流を供給するために前記制
   御巻線に接続された制御回路とを有する共振型スイッチ
   ング電源装置において、 前記第１及び第２の２次巻線（Ｎ21、Ｎ22）と前記第１
   及び第２のスイッチング素子（Ｑ1 、Ｑ2 ) の制御端子
   との間に第１及び第２のコンデンサ（Ｃ4 、Ｃ5 ）が接
   続され、 前記整流平滑回路の出力電流の所定の過電流レベルに対
   応する電圧で導通する定電圧ダイオード（１１及び／又
   は１２）が前記第１の２次巻線（Ｎ21）と前記第２の２
   次巻線（Ｎ22）と前記制御巻線（Ｎc 又はＮc1又はＮc
   2）との内の少なくとも１つに並列に接続されているこ
   とを特徴とする共振型スイッチング電源装置。