JPH0799774A - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 マグアンプを使用した共振型スイッチング電
源装置の制御電流を小さくし且つ過大な出力を防ぐ。 【構成】 直流電源１の一端と他端との間に第１のトラ
ンジスタＱ1 とマグアンプの第１及び第２の１次巻線Ｎ
11a 、Ｎ11b と第２のトランジスタＱ2 との直列回路を
接続する。出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に直列に共
振用コンデンサＣ1 を接続する。マグアンプＴ1 の第１
及び第２の２次巻線Ｎ21、Ｎ22を第１及び第２のトラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 のベースに接続する。マグアンプＴ1
の制御巻線Ｎc の電流をマグアンプＴ1 の飽和レベル以
下に設定する。制御巻線Ｎｃに並列にコンデサＣ7 を接
続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、出力トランスの１次巻
線のインダクタンスとこれに直列接続されたコンデンサ
との共振を使用した共振型スイッチング電源装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図１は可飽和トランスの１種である磁気
増幅器（以下、マグアンプと呼ぶ）を使用した従来の共
振型スイッチング電源装置を示す。このスイッチング電
源装置は、直流電源１の一端と他端との間に接続された
第１及び第２のスイッチング素子としてのトランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路と、マグアンプＴ1 と、出力トラ
ンスＴ2 と、この出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に直
列に接続された共振用の第１のコンデンサＣ1 と、第１
及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 に並列接続された第
２及び第３のコンデンサＣ2 、Ｃ3 と、第１及び第２の
トランジスタＱ1、Ｑ2 に逆方向並列に接続された第１
及び第２のクランプ用ダイオードＤ1 、Ｄ2 と、第１及
び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース（制御端子）
に接続された第４及び第５のコンデンサＣ4 、Ｃ5 と、
第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレクタ・ベ
ース間に接続された第１及び第２の起動抵抗Ｒ1 、Ｒ2
と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のエミッタ
・ベース間に接続されたダイオードＤ3 、Ｄ4 と、出力
トランスＴ2 の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bと、この２次巻線Ｎ
2a、Ｎ2bに接続されたダイオードＤ5 、Ｄ6 と平滑用コ
ンデンサＣ6 とから成る整流平滑回路と、制御巻線Ｎc
に制御電流Ｉc を供給する制御回路２とを有する。

【０００３】マグアンプＴ1 は可飽和磁心３に対して１
次巻線Ｎ11、制御巻線Ｎc 、第１及び第２の２次巻線Ｎ
21、Ｎ22を巻き回すことによって構成されている。マグ
アンプＴ1 の１次巻線Ｎ11は第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 の接続中点と出力トランスＴ2 の１次巻線
Ｎ1 の一端（共振回路の一端）との間に接続されてい
る。１次巻線Ｎ1 と第１のコンデンサＣ1 とから成る共
振回路の他端は直流電源１の他端即ち第１及び第２のト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路の下端に接続されてい
る。

【０００４】マグアンプＴ1 の第１及び第２の２次巻線
Ｎ21、Ｎ22は共振用コンデンサＣ4、Ｃ5 を介して第１
及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース・エミッタ
間に接続されている。

【０００５】制御巻線Ｎc の一端は電流制限抵抗Ｒ3 を
介して出力端子４に接続され、この他端は制御回路２の
誤差増幅器５に接続されている。誤差増幅器５の一方の
入力端子は出力端子４に接続され、他方の入力端子は基
準電圧源６に接続されている。

【０００６】

【動作】図１のスイッチング電源装置において、直流電
源１をオンにすると、起動抵抗Ｒ1 又はＲ2 を介して第
１又は第２のトランジスタＱ1 又はＱ2 がオンになる。
今、トランジスタＱ1 がオンの時には、電源１と第１の
トランジスタＱ1 とマグアンプＴ1 の１次巻線Ｎ11と出
力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1とから
成る回路に電流が流れる。この電流は１次巻線Ｎ1 とコ
ンデンサＣ1 との直列共振に基づく電流であって、正弦
波に近似した波形となり、ターンオン時のゼロ電流スイ
ッチングが可能になり、スイッチング損失が小さくな
る。ところで、第１のトランジスタＱ1 のベース駆動回
路もコンデンサＣ4 と２次巻線Ｎ21のインダクタンスＬ
との共振回路で構成されており、ここでも共振が生じ
る。第１のトランジスタＱ1 はベース駆動回路の共振動
作でベース電流が供給されている間のみオンを維持し、
この後オフになる。第１のトランジスタＱ1 がオフにな
ると、これに代って第２のトランジスタＱ2 がオンにな
り、コンデンサＣ1 と出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1
とマグアンプＴ1 の１次巻線Ｎ11と第２のトランジスタ
Ｑ2 とから成る回路に共振電流が流れる。これと共に、
第２のトランジスタＱ2 のベース駆動回路のコンデンサ
Ｃ5 と２次巻線Ｎ22との共振動作が生じ、これによって
第２のトランジスタＱ2 が駆動される。上述の動作の繰
返しによって出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に第１及
び第２の方向の電流が交互に流れ、２次巻線Ｎ2a、Ｎ2b
にこれに対応した出力電圧が得られ、これがダイオード
Ｄ5 、Ｄ6 とコンデンサＣ6 で整流平滑される。

【０００７】ところで、図１の装置では制御巻線Ｎc に
比較的大きな制御電流Ｉc を流している。即ち、図２に
示すＢＨ曲線の飽和領域の磁束密度が得られるレベルま
で制御電流Ｉc が流されている。磁心３の透磁率μは図
２に示すように磁心３の飽和領域においては磁界の強さ
Ｈが大きくなると逆に小さくなる。マグアンプＴ1 の２
次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬは透磁率μにほぼ
比例して変化するので、制御電流Ｉc を変えることによ
って２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬを制御でき
る。

【０００８】図１の装置において出力端子４の電圧が所
定値よりも高くなった時には、制御巻線Ｎc の電流Ｉc
が増加し、２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬ1 、
Ｌ2が小さくなり、Ｌ1 、Ｌ2 とＣ4 、Ｃ5 との各共振
回路の共振周波数ｆ2 が高くなり、第１及び第２のトラ
ンジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ繰返し周波数が高くな
る。

【０００９】出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖ
n1の振幅は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ周波数ｆ2 に依存して変化する。図３は１次巻
線Ｎ1 のインダクタンスＬn1とコンデンサＣ1 との共振
回路のレスポンスを示す。Ｌn1とＣ1 とで決定される固
有の共振周波数ｆ1 よりも高い周波数でトランジスタＱ
1 、Ｑ2 がオン・オフすると、レスポンスが低下する。
図４はこれを説明するためのものであり、図４の前半分
に示すｆ2 が低い場合には１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1の振
幅が大きいが、後半分に示すｆ2 が高い場合には電圧Ｖ
n1の振幅が低下する。この結果、制御電流Ｉc の増加に
よって出力電圧が低下し、電圧制御が達成される。

【００１０】図１の電源装置では、トランジスタＱ1 、
Ｑ2 の駆動回路の共振周波数をインダクタンスＬ1 、Ｌ
2 に依存して変える構成であるために、図２から明らか
なように大きな制御電流Ｉc を流すことが必要になる。
この結果、誤差増幅器５の電流容量も大きくしなければ
ならず、必然的にコストの上昇を招いた。

【００１１】この欠点を解決するために、本件出願人は
図５に示すスイッチング電源装置を試作した。次に、図
５の共振型スイッチング電源装置を説明する。但し、図
５において図１と共通する部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。図５においてはマグアンプＴ1 に
第１及び第２の１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b が設けられてい
る。第１の１次巻線Ｎ11a は第１の逆流阻止用ダイオー
ドＤ7 を介して第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2
の相互接続点と出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 との間
に接続されている。第２の１次巻線Ｎ11b は第２の逆流
阻止用ダイオードＤ8 を介して出力トランスＴ2 の１次
巻線Ｎ1 と第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の接
続点との間に接続されている。図５においては図１の共
振用コンデンサＣ4 、Ｃ5 の代りにベース電流制限用抵
抗Ｒb1、Ｒb2が接続されている。また、図５の装置では
制御巻線Ｎc の電流Ｉc が磁心３の飽和レベルよりも低
く設定されている。図５において上記以外は図１と実質
的に同一である。

【００１２】図６は図５のマグアンプＴ1 の構成を示
す。三脚型可飽和磁心３は第１、第２及び第３の脚３
ａ、３ｂ、３ｃを有し、中央脚３ａに制御巻線Ｎc が巻
回され、第１の外脚３ｂに第１の１次巻線Ｎ11a と第１
の２次巻線Ｎ21が巻回され、第３の外脚３ｃに第２の１
次巻線Ｎ11b と第２の２次巻線Ｎ22が巻回されている。
図６の各線の端子ａ〜ｊは図５のａ〜ｊ点に対応してい
る。

【００１３】図７は制御電流Ｉc とＢＨ曲線との関係を
示す。制御電流Ｉc は飽和磁束密度を得るための磁界の
強さＨ2 よりも低いＨ1 を得るレベルに設定されてい
る。従って、磁心３を飽和に至らしめるためには１次巻
線Ｎ11a 又はＮ11b の電流Ｉ1又はＩ2 を流さなければ
ならない。制御電流Ｉc のレベルを変えると、第１又は
第２のトランジスタＱ1 又はＱ2 がオンしてから飽和に
至るまでの時間幅が変化する。即ち、図５の回路におい
ては、２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスを制御して
第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 をオン・オフ制
御するのではなく、１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b による自己
帰還によって磁心３が飽和に至るまでの時間を制御電流
Ｉc で制御することによって第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 をオン・オフ制御している。例えば、第１
の１次巻線Ｎ11a による帰還で磁心３が飽和すると、第
１のトランジスタＱ1 を駆動する電圧が得られなくな
り、第１のトランジスタＱ1 がターンオフする。これと
共に、今迄オフ状態にあった第２のトランジスタＱ2 を
オンにする向きの電圧が発生し、第２のトランジスタＱ
2 がオンになる。図８は第１及び第２のトランジスタＱ
1 、Ｑ2 のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE1 、ＶCE2 、
コレクタ電流Ｉc1、Ｉc2及び出力トランスＴ2 の１次巻
線Ｎ1 の電流Ｉn1を示す。図８（Ｅ）の電流Ｉn1の領域
Ｅ1 の電流は、直流電源１とコンデンサＣ2 とマグアン
プ１次巻線Ｎ11a とダイオ−ドＤ7 と出力トランス１次
巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1 からなる共振回路とコンデン
サＣ1 とコンデンサＣ3 とマグアンプ１次巻線Ｎ11a と
ダイオードＤ7 と出力トランス１次巻線Ｎ1 とから成る
並列共振回路に基づいて流れる。電流Ｉn1の領域Ｅ2 の
電流は上記の共振回路のコンデンサＣ3 の代りにダイオ
ードＤ2 を通って流れる。負の半波における領域Ｅ3 、
Ｅ4 の電流は、コンデンサＣ1 と出力トランス１次巻線
Ｎ1 とダイオ−ドＤ8 とマグアンプ１次巻線Ｎ11b とコ
ンデンサＣ2 及びＣ3を通って流れ、その後、コンデン
サＣ2 の代わりにダイオ−ドＤ1 を通って流れる。

【００１４】第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の
オン時間幅即ちオン・オフの繰返し周波数を変えること
によって出力電圧を制御する原理は、図３及び図４に示
した原理と同一である。図５の回路では制御電流Ｉc が
小さくなるので、誤差増幅器５の電流容量の小さい安価
なものにすることができる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】図５のスイッチング電
源装置は、上述から明らかなように、制御電流を低減で
きるという効果を有するが、制御巻線Ｎｃ又はこの接続
線が断線した時に、出力電圧が異常に高くなるという欠
点がある。即ち、制御巻線Ｎｃが断線すると、制御巻線
Ｎｃによる磁束が発生しなくなるために、第１の１次巻
線Ｎ11a 又は第２の１次巻線Ｎ11b によって磁心３が飽
和するまで、第１又は第２のトランジスタＱ1 又はＱ2
がオンを継続し、図４の左半分に示すように高い出力電
圧が発生し、出力端子４に接続する負荷が破損する恐れ
がある。この種の問題を解決するために、異常出力電圧
を抑制するための特別な回路を設けることができるが、
このように構成すると必然的にコスト高になる。

【００１６】そこで、本発明の目的は制御巻線の電流を
小さくすることができると共に、制御巻線の断線等で制
御電流を流すことができなくなった場合において負荷に
過電圧が印加されることを防止することができる共振型
スイッチング電源装置を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源と、前記直流電源の一端と他端と
の間に接続された第１及び第２のスイッチング素子と、
第１及び第２の起動抵抗と、第１及び第２の１次巻線と
第１及び第２の２次巻線と制御巻線と可飽和磁心とを有
する可飽和トランスと、インダクタンスを有する１次巻
線と２次巻線とを備えた出力トランスと、前記出力トラ
ンスの１次巻線に直列に接続された共振用コンデンサ
と、前記制御巻線に制御電流を供給する制御回路とから
成り、前記第１の１次巻線は前記第１のスイッチング素
子に直列に接続され、前記第２の１次巻線は前記第２の
スイッチング素子に直列に接続され、前記第１及び第２
のスイッチング素子と前記第１及び第２の１次巻線は前
記直流電源の一端と他端との間で互いに直列に接続さ
れ、前記出力トランスの１次巻線と前記共振用コンデン
サとから成る直列共振回路は前記第２の１次巻線と前記
第２のスイッチング素子との直列回路に対して並列に接
続され、前記第１の起動抵抗は前記直流電源の一端と前
記第１のスイッチング素子の制御端子との間に接続さ
れ、前記第２の起動抵抗は前記第１及び第２のスイッチ
ング素子の間の点と前記第２のスイッチング素子の制御
端子との間に接続され、前記第１の２次巻線は前記第１
のスイッチング素子の制御端子に接続され、前記第２の
２次巻線は前記第２のスイッチング素子の制御端子に接
続され、前記第１の１次巻線はここに流れる電流によっ
て前記第１のスイッチング素子をオンする方向の電圧を
前記第１の２次巻線に誘起するように前記磁心に巻回さ
れ、前記第２の１次巻線はここに流れる電流によって前
記第２のスイッチング素子をオンする方向の電圧を前記
第２の２次巻線に誘起するように巻回されていることを
特徴とする共振型スイッチング電源装置に係わるもので
ある。なお、請求項２に示すように、磁心を三脚構造と
し、且つ制御巻線に並列にコンデンサ又は浮遊容量又は
抵抗を接続することが望ましい。また、請求項３に示す
ように、第１及び第２のスイッチング素子に並列にコン
デンサを接続することが望ましい。また、請求項４に示
すように、第１及び第２のスイッチング素子に逆並列に
ダイオードを接続することが望ましい。また、請求項５
に示すように、出力トランスの２次巻線に整流平滑回路
を接続することが望ましい。

【００１８】

【発明の作用及び効果】本発明においては第１及び第２
のスイッチング素子のオン期間を可飽和トランスの２次
巻線のインダクタンスに基づく共振を使用して決定して
いない。第１及び第２のスイッチング素子のオン期間
は、これ等を通って流れる電流を可飽和トランスの第１
及び第２の１次巻線を使用して自己帰還し、この帰還に
よる励磁で可飽和トランスが飽和するまでとされてい
る。制御巻線の制御電流は可飽和トランスを飽和に導く
ためのバイアス電流として使用されているので、大きな
値にする必要がない。即ち、本発明によれば、制御電流
Ｉc を図１の従来装置のそれよりも小さくすることがで
きる。また、本願発明においては、第１のスイッチング
素子と第１の１次巻線と第２の１次巻線と第２のスイッ
チング素子との直列回路が形成され、これが電源に接続
されている。従って、制御巻線が断線した時に、第１及
び第２の起動抵抗によって第１及び第２のスイッチング
素子が同時になって前述の直列回路に過大な電流が流
れ、第１及び第２のスイッチング素子の破壊又は電源に
設けられたヒュ−ズが溶断し、負荷に対する過電圧の印
加を防止することができる。この発明では第１及び第２
のスイッチング素子が破壊するおそれがあるので、負荷
が第１及び第２のスイッチング素子に比べて高価な場合
に特に有益である。請求項２の発明によれば、制御巻線
に並列にコンデンサ又は抵抗が接続されているために、
正常動作時において、例えば第１の１次巻線に第１のス
イッチング素子をオンするための電流が流れている場合
に、制御巻線が交流的ににコンデンサ又は抵抗で短絡さ
れ、制御巻線が巻かれている中央脚に第１の１次巻線に
よる磁束の流れ込みが抑制され、第１の１次巻線の磁束
が第２の１次巻線及び第２の２次巻線の巻かれている外
脚に流れる。この結果、第１の２次巻線が第１のスイッ
チング素子をオン駆動している時に、第２のスイッチン
グ素子を逆バイアスする逆さの電圧が第２の２次巻線に
発生し、第２のスイッチング素子を確実にオフに保つこ
とができる。請求項３の発明における第１及び第２のス
イッチング素子に対して並列に接続されたコンデンサは
第１及び第２のスイッチング素子のオフ時において出力
トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 のインダクタンスと並列共
振回路を形成し、ターンオフするスイッチング素子の電
圧の立上りに遅延を与える。請求項４の発明のダイオー
ドはクランプ機能を有する。請求項５の発明によれば直
流出力電圧が得られ、これによって制御巻線に電流を流
すことができる。

【実施例】

【００１９】次に、図５〜図８を参照して本発明の実施
例に係わる共振型スイッチング電源装置を説明する。但
し、図９において図１及び図５と共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。

【００２０】図９のスイッチング電源装置は、図５の回
路において第１及び第２の１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b の接
続を変更し、且つ逆流阻止用ダイオ−ドＤ7 、Ｄ8 を省
き、且つ制御巻線Ｎｃに並列にコンデンサＣ7 を接続し
たものであって、その他は図５と同一に構成されてい
る。即ち、図９では、第１のトランジスタＱ1 と第１の
１次巻線Ｎ11a と第２の１次巻線Ｎ11b と第２のトラン
ジスタＱ2 とが直列に接続され、この直列回路が電源１
の一端と他端との間に接続されている。出力トランスＴ
2 の１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1 との共振回路は第２
の１次巻線Ｎ11bと第２のトランジスタＱ2 との直列回
路に対して並列に接続されている。コンデンサＣ7 は抵
抗Ｒ3 を介して制御巻線Ｎｃに並列に接続されている。
なお、コンデンサＣ7 はコンデンサＣ6 に比べて極めて
小さい容量のものであり、浮遊容量であっても良い。

【００２１】図９の装置の正常時の動作は図５とほぼ同
一である。即ち、第１のトランジスタＱ1 のオン時に
は、第１のトランジスタＱ1 と第１の１次巻線Ｎ1 と出
力トランスの１次巻線Ｎ1 と共振用コンデンサＣ1 の回
路に電流が流れる。これにより、第１の１次巻線Ｎ11a
に基づく自己帰還が生じ、第１の２次巻線に第１のスイ
ッチング素子Ｑ1 をオンにする電圧が発生する。第１の
１次巻線Ｎ11a の電流に基づいて図６に示す磁心３の第
１の外脚３ｂに発生する磁束φ₁ は中央脚３ａと第２の
外脚３ｃを通る。この磁束φ₁ は第２の外脚３ｃの第２
の２次巻線Ｎ22に第２のトランジスタＱ2 を逆バアスす
る向きの電圧を誘起させるように作用する。これによ
り、第２の１次巻線Ｎ11b と第２の起動抵抗Ｒ2 とを通
して第２のトランジスタＱ2 をオンする動作が禁止され
る。制御巻線Ｎｃに並列に接続されたコンデンサＣ7 は
正常動作をより確実なものにする。即ち、トランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフに基づく磁束変化によって生じ
る制御巻線Ｎｃの高周波成分に対してはコンデンサＣ7
のインピ−ダンスがほぼゼロとなり、制御巻線Ｎｃが短
絡されたと等価な状態となる。これにより、第１のトラ
ンジスタＱ1 のオン時に第１の外脚３ｂに発生した磁束
が中央脚３ａに流れ込むことが制限され、第２の外脚３
ｃにより大く流れ込む。この結果、第２の２次巻線Ｎ22
による第２のトランジスタＱ2 の逆バアスがより強くな
り、第２のトランジスタＱ2 のオフ状態を確実に保つこ
とができる。第１のトランジスタＱ1 のオンの継続によ
って第１の外脚３ｂが飽和した時には、第１の２次巻線
Ｎ21に第１のトランジスタＱ1 をオン駆動する電圧が発
生しなくなり、第１のトランジスタＱ1 はオフに転換す
る。しかる後、コンデンサＣ1 を電源として図１及び図
５と同様に、コンデンサＣ1と出力トランスの１次巻線
Ｎ1 と第２の１次巻線Ｎ11b と第２のトランジスタＱ2
の回路に電流が流れる。

【００２２】制御巻線Ｎｃ又はこれに電流を流す配線が
が断線すると、可飽和磁心３に制御磁束φ_c を与えるこ
とができなくなる。今、第１のトランジスタＱ1 のオン
期間であるとすれば、磁心３の第１の外脚３ｂが直ちに
飽和しなくなり、共振用コンデンサＣ1 が所定値まで充
電された後に第２の１次巻線Ｎ11b と第２の抵抗Ｒ2と
を通って第２のトランジスタＱ2 のベ−ス電流が流れ、
第２のトランジスタＱ2 がオンになる。これにより、第
１のトランジスタＱ1 と第１の１次巻線Ｎ11aと第２の
１次巻線Ｎ11b と第２のトランジスタＱ2 との直列回路
に電流が流れ、第１及び第２の２次巻線Ｎ21、Ｎ22に第
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 をオンにするため
の電圧が発生し、この直列回路に過大な電流が流れ、第
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のいずれか一方又
は両方が破壊するか、電源１に直列に接続するヒュ−ズ
（図示せず）が溶断し、出力端子４から負荷に過電圧が
印加される状態を防ぐことができる。

【００２３】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 制御マグアンプの飽和を利用しているため、図
９の抵抗Ｒb1、Ｒb2の代わりにコンデンサ又はダイオ−
ドを接続することができ、また場合によってはＲb1、Ｒ
b2を省くことができる。また、図５の抵抗Ｒb1、Ｒb2に
直列に逆流阻止用ダイオ−ドを接続すること、及びこれ
等に並列にスピ−ドアップコンデンサを接続することが
できる。 （２） ダイオ−ドＤ5 、Ｄ6 、コンデンサＣ6 を省い
てインバ−タにすることができる。 （３） ２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの巻数を変えて２つの異な
った出力をとることができる。また、出力トランスＴ2
の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの一方を省く構成にすることがで
きる。 （４） トランジスタＱ１、Ｑ2 を電界効果トランジス
タ等の他のスイッチング素子に置き換えることができ
る。 （５） 第１の１次巻線Ｎ11a を第１のスイッチング素
子Ｑ1 のコレクタ側に直列に接続すること、第２の１次
巻線Ｎ11b を第２のトランジスタＱ2 のエミッタ側に直
列に接続することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。

【図２】図１のマグアンプのＢＨ曲線及び透磁率μと制
御電流との関係を示す図である。

【図３】図１及び図５及び図９のＱ1 、Ｑ2 のオン・オ
フ周波数とＮ1 とＣ1 の共振回路のレスポンスとの関係
を説明するための図である。

【図４】Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数と１次巻線Ｎ1
の電圧との関係を示す図である。

【図５】本件出願人が試作した従来のスイッチング電源
装置を示す回路図である。

【図６】図５及び図９のマグアンプを示す斜視図であ
る。

【図７】図５のマグアンプのＢＨ曲線と制御電流の関係
を示す図である。

【図８】図５の各部の状態を示す波形図である。

【図９】本発明の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。

【符号の説明】

Ｔ1 マグアンプ Ｔ2 出力トランス Ｎ11a 、Ｎ11b １次巻線 Ｃ1 共振用コンデンサ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１及び
   第２のスイッチング素子と、 第１及び第２の起動抵抗と、 第１及び第２の１次巻線と第１及び第２の２次巻線と制
   御巻線と可飽和磁心とを有する可飽和トランスと、 インダクタンスを有する１次巻線と２次巻線とを備えた
   出力トランスと、 前記出力トランスの１次巻線に直列に接続された共振用
   コンデンサと、 前記制御巻線に制御電流を供給する制御回路とから成
   り、 前記第１の１次巻線は前記第１のスイッチング素子に直
   列に接続され、 前記第２の１次巻線は前記第２のスイッチング素子に直
   列に接続され、 前記第１及び第２のスイッチング素子及び前記第１及び
   第２の１次巻線は前記直流電源の一端と他端との間で互
   いに直列に接続され、 前記出力トランスの１次巻線と前記共振用コンデンサと
   から成る直列共振回路は前記第２の１次巻線と前記第２
   のスイッチング素子との直列回路に対して並列に接続さ
   れ、 前記第１の起動抵抗は前記直流電源の一端と前記第１の
   スイッチング素子の制御端子との間に接続され、 前記第２の起動抵抗は前記第第１及び第２のスイッチン
   グ素子の間の点と前記第２のスイッチング素子の制御端
   子との間に接続され、 前記第１の２次巻線は前記第１のスイッチング素子の制
   御端子に接続され、 前記第２の２次巻線は前記第２のスイッチング素子の制
   御端子に接続され、 前記第１の１次巻線はここに流れる電流によって前記第
   １のスイッチング素子をオンする方向の電圧を前記第１
   の２次巻線に誘起するように前記磁心に巻回され、 前記第２の１次巻線はここに流れる電流によって前記第
   ２のスイッチング素子をオンする方向の電圧を前記第２
   の２次巻線に誘起するように巻回されていることを特徴
   とする共振型スイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記磁心は中央脚と一方及び他方の側の
   外脚とを有する三脚構造の磁心であり、前記第１の１次
   巻線及び前記第１の２次巻線は前記一方の側の外脚に巻
   回され、前記第２の１次巻線及び前記第２の２次巻線は
   前記他方の外脚に巻回されており、更に、前記制御巻線
   に並列にコンデンサ又は浮遊容量又は抵抗が接続されて
   いることを特徴とする請求項１記載の共振型スイッチン
   グ電源装置。
3. 【請求項３】 更に、前記第１及び第２のスイッチング
   素子に並列に接続された第１及び第２のコンデンサを有
   することを特徴とする請求項１又は２記載の共振型スイ
   ッチング電源装置。
4. 【請求項４】 更に、前記第１及び第２のスイッチング
   素子に対して逆方向並列に接続された第１及び第２のダ
   イオードを有することを特徴とする請求項１又は２又は
   ３記載の共振型スイッチング電源装置。
5. 【請求項５】 更に、前記出力トランスの２次巻線に接
   続された整流平滑回路を有し、前記制御回路は前記整流
   平滑回路の出力電圧を一定にするように前記制御電流を
   供給するものであることを特徴とする請求項１又は２又
   は３又は４記載の共振型スイッチング電源装置。