JP3477136B2 - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路とｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技術分野】第１発明は、電流ゼロ・スイッチングしな
がら定電圧制御することができる共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路に関する。第２、第３発明は、「自力で発振
を開始できない自己発振式ＤＣ−ＤＣコンバータ手段」
に「電源投入時の起動（発振開始）機能」と「起動後の
発振制御による定電圧制御機能」を付加したＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路に関する。尚、請求項２記載の共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路は第１、第２発明共通の発明で
あり、請求項３記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
は第１、第３発明共通の発明である。

【０００２】

【第１発明の背景技術】より小形化、より高周波化によ
るスイッチング損失やスイッチング・ノイズを低減する
ために共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路が注目されてお
り、その出力電圧を定電圧制御するのに従来のパルス幅
変調方式は使えないが、その共振用コンデンサ又は共振
用インダクターを可変制御する方式が特開平２−５５５
７５号、特開平２−１０６１６８号および特開平２−２
６９４６８号に開示されている。

【０００３】しかしながら、定電圧制御のために透磁率
や誘電率を変化させるので『余計な駆動エネルギーが必
要で有る』という第１の問題点が有る。 （第１の問題
点） また、透磁率や誘電率が変化する磁性体や誘電体には付
き物の『磁気ヒステリシス損や誘電ヒステリシス損とい
うエネルギー損失が有る』という第２の問題点が有る。
（第２の問題点） さらに、その共振用インダクターを流れる共振電流のプ
ラス、マイナスによってそのインダクタンスが変化した
り、あるいは、その共振用コンデンサに印加される共振
電圧のプラス、マイナスによってそのキャパシタンスが
変化したりして『共振電圧波形もしくは共振電流波形が
歪んでしまう』という第３の問題点が有る。
（第３の問
題点） この事は共振電圧波形もしくは共振電流波形のプラス、
マイナスが非対称形になり、出力用変圧器等を偏磁させ
るから、変圧器機能の低下やエネルギー損失に結び付
く。しかも、この事は共振周期のぶれとなるから、スイ
ッチング手段のオン期間を最適に制御し難くなることに
結び付く。

【０００４】それから、その様な透磁率可変型インダク
ターに空心コイル等は使用できないため、そのインダク
ター単品の小形化は元よりそのインダクタンスをより小
さくしてより高周波化することはできないから、『本来
の目的の１つである電源の小形化が制限されてしまう』
という第４の問題点が有る。 （第４の問題点） この事はその様な誘電率可変型コンデンサについても同
様に言え、その誘電率可変型コンデンサの構造は複雑に
なるため、そのコンデンサ単品の小形化は元よりそのキ
ャパシタンスをより小さくしてより高周波化することは
できない。そして、特開平２−１０６１６８号の回路の
場合、肝心の『電流ゼロ・スイッチングすることができ
ない』という第５の問題点が有る。 （第５の問題点） これではわざわざ共振型にした意味が無い。

【０００５】そこで、第１発明は『上記第１〜第５の問
題点を解決できて、電流ゼロ・スイッチングしながら定
電圧制御することができる』共振型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路を提供することを目的としている。
（第１発明の目的）

【０００６】

【第２、第３発明の背景技術】「自力で発振を開始でき
ない自己発振式ＤＣ−ＤＣコンバータ手段」を使って発
振開始と発振停止を繰り返しながら出力電圧を定電圧制
御するＤＣ−ＤＣコンバータ回路は従来無かった。
（先行技術：特開昭６３−５９７７２号） それならばと、その自己発振式ＤＣ−ＤＣコンバータ手
段（図示せず。）に従来技術の「負性抵抗素子（例えば
ダイアック８１）とコンデンサ（３０）等を例えば図７
の回路の様に組み合わせて電源投入後に起動パルス信号
を出力してその発振を開始させる起動手段」と「その出
力電圧に応じてその発振開始と発振停止の制御を繰り返
しながらその出力電圧を一定に制御する出力電圧制御手
段（図示せず。）」をただ組み合わせると、その起動手
段がその発振制御中も起動パルス信号を出力し続けるた
めに、『その発振制御などの回路動作を正常に行うこと
ができなくなる』という問題点が生じる。
（問 題 点）

【０００７】これは図７の回路で言えば発振停止中トラ
ンジスタ８２、８３がオフのためダイオード２０、抵抗
３５及びトランジスタ８３の直列回路がコンデンサ３０
を放電させて電圧ゼロ・リセットすることができないか
らである。その結果、その発振停止中に起動パルス信号
が出力されて、その発振停止制御が妨害されるので、発
振制御そのものが正常にできなくなってしまう。あるい
は、発振中その起動手段が「オフ駆動中のスイッチング
手段」に起動パルス信号をオン駆動パルス信号として供
給してターン・オンさせ掛かったり、もしくは、「オン
駆動中のスイッチング手段」に起動パルス信号をオフ駆
動パルス信号として供給してターン・オフさせ掛かった
りすると、たとえ発振制御をどうにか行うことができて
もスイッチング損失が増加してしまう。悪くすればその
発振動作がおかしくなり、この場合も発振制御そのもの
が正常にできなくなってしまう。

【０００８】後者のケースについて具体的に言えば、図
７の回路で発振停止中ダイアック８１がターン・オンす
る直前までコンデンサ３０が充電されているときに、発
振停止が発振開始に変わってトランジスタ８２がオン駆
動され、トランジスタ８３がオフ駆動されて、さらにト
ランジスタ８２がオン、トランジスタ８３がオフである
期間中にダイアック８１がターン・オンすると、オフ駆
動中のトランジスタ８３に起動パルス信号がオン駆動パ
ルス信号として供給されてターン・オンし掛かる一方、
オン駆動中のトランジスタ８２に起動パルス信号がオフ
駆動パルス信号として供給されてターン・オフし掛かっ
てしまう。このため、スイッチング損失が増加してしま
う。その起動パルス信号が供給されたときトランジスタ
８２、８３が完全にターン・オフ、ターン・オンすれ
ば、その発振動作がおかしくなり、この場合も発振制御
そのものが正常にできなくなってしまう。

【０００９】そこで、第２発明は、「自力で発振を開始
できない自己発振式ＤＣ−ＤＣコンバータ手段」に「電
源投入時の起動（発振開始）機能」と「起動後の発振制
御による定電圧制御機能」を付加しても『その発振制御
などの回路動作を正常に行うことができる』ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路を提供することを目的としている。（第
２発明の目的）

【００１０】また、第３発明は、「自力で発振を開始で
きない入出力間非絶縁の自己発振式ＤＣ−ＤＣコンバー
タ手段」に「電源投入時の起動（発振開始）機能」と
「起動後の発振制御による定電圧制御機能」を付加して
も『その発振制御などの回路動作を正常に行うことがで
きる』ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することを目的
としている。
（第３発明の目的）

【００１１】

【第１発明の開示】即ち、請求項１記載の共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータ回路である。その共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータ手段にその共振動作を電流ゼロで開始も停止も制
御できるものを使用した上に、その出力電圧制御手段が
その直流出力電圧を検出し、その大きさが第１の出力電
圧所定値より小さいと前記共振動作を開始させ、その大
きさが「前記第１の出力電圧所定値より大きい第２の出
力電圧所定値」に達すると前記共振動作を停止させる。
前記出力電圧制御手段は前記共振動作の開始と停止を繰
り返しながら、前記直流出力電圧を一定に制御する。そ
の結果、『電流ゼロ・スイッチングしながら定電圧制御
することができる』という効果が有る。また、従来技術
の様に透磁率可変型インダクターも誘電率可変型コンデ
ンサも使わずに済むので、それらの使用に伴う『余計な
駆動エネルギー損失も、各種ヒステリシス損というエネ
ルギー損失も、共振電圧波形もしくは共振電流波形の歪
みも、電源の小形化の制限も無い』という効果が有る。
（第１発明の効果）

【００１２】第１発明が請求項２記載の共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路に対応する場合、この第１発明は後述
する第２発明と同一発明で、その起動手段は電源投入後
最初の起動（発振開始）だけを受け持ち、その後は前記
出力電圧制御手段がその自己発振式共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ手段の共振動作（発振）の制御を受け持つ。

【００１３】第１発明が請求項３記載の共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路に対応する場合、この第１発明は後述
する第３発明と同一発明である。電源投入後最初の起動
（発振開始）を完全にするために、その発振開始遅延手
段は電源投入後その直流入力電圧が充分に立ち上がるま
で「前記出力電圧制御手段がその自己発振式共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータ手段の共振動作（発振）を開始させ
る」のを遅らせる。その後、前記出力電圧制御手段がそ
の共振動作（発振）を制御する。

【００１４】

【第２発明の開示】また、第２発明は請求項４記載のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路である。そのＤＣ−ＤＣコンバ
ータ手段に「電源投入後その直流入力電圧が充分に立ち
上がると起動信号を出力してその発振を開始させ、その
発振開始後は起動信号を出力しない起動手段」と「その
発振開始後その直流出力電圧の大きさに応じてその発振
停止と発振開始を繰り返しながら前記直流出力電圧を一
定に制御する出力電圧制御手段」を組み合わせている。
その結果、「自力で発振を開始できない前記自己発振式
ＤＣ−ＤＣコンバータ手段」に「電源投入時の起動（発
振開始）機能」と「起動後の発振制御による定電圧制御
機能」を付加しても、前記起動手段はその発振制御など
の回路動作を妨害しないので、『その発振制御などの回
路動作を正常に行うことができる』という効果が第２発
明に有る。 （第２発明の
効果）

【００１５】

【第３発明の開示】さらに、第３発明は請求項５記載の
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路で、そのＤＣ−ＤＣコンバー
タ手段に「その直流出力電圧の大きさに応じてその発振
開始と発振停止を繰り返しながら前記直流出力電圧を一
定に制御する出力電圧制御手段」と「電源投入後その直
流入力電圧が充分に立ち上がるまでその発振開始を遅ら
せるために遅延信号を偽の直流出力電圧として前記出力
電圧制御手段に入力する発振開始遅延手段」を組み合わ
せている。このことによって、電源投入後最初の発振開
始は完全になり、前記発振開始遅延手段はその後の発振
制御を妨害しないので、「自力で発振を開始できない入
出力間非絶縁の自己発振式ＤＣ−ＤＣコンバータ手段」
に「電源投入時の起動機能」と「起動後の発振制御によ
る定電圧制御機能」を付加しても『その発振制御などの
回路動作を正常に行うことができる』という効果が第３
発明に有る。（第３発明の効果）

【００１６】

【各発明を実施するための最良の形態】各発明をより詳
細に説明するために以下添付図面に従ってこれらを説明
する。図１に第２発明の実施例の概略図を示し、図５に
その詳細な回路図を示すが、図５の実施例は第１、第２
発明共通の実施例で、図５の実施例については後で詳述
する。図１の実施例では以下の様にそれぞれが前述した
（請求項４記載中の）各構成要素に相当する。 ａ）ＤＣ−ＤＣコンバータ手段２０１が前述したＤＣ−
ＤＣコンバータ手段に。 ｂ）起動手段２００が前述した起動手段に。 ｃ）出力電圧制御手段２０２が前述した出力電圧制御手
段に。 尚、Ｖｉｎは直流入力電圧、Ｖｏｕｔは直流出力電圧、
３３、３４は出力端子である。

【００１７】その動作は次の通りである。電源スイッチ
２９オンで直流入力電圧Ｖｉｎが立ち上がり入力電圧所
定値に達すると、直流入力電圧Ｖｉｎを検出する起動手
段２００がＤＣ−ＤＣコンバータ手段２０１に起動信号
として単一パルスを出力するので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ手段２０１が発振し始める。このため、直流出力電圧
Ｖｏｕｔが立ち上がり、「第１の出力電圧所定値より大
きい第２の出力電圧所定値」に達すると、直流出力電圧
Ｖｏｕｔを検出する出力電圧制御手段２０２がＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ手段２０１の発振を停止させる。その後、
直流出力電圧Ｖｏｕｔが上記第１の出力電圧所定値まで
小さくなると、出力電圧制御手段２０２がＤＣ−ＤＣコ
ンバータ手段２０１の発振を開始させる。以後同様に出
力電圧制御手段２０２が直流出力電圧Ｖｏｕｔの大きさ
に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ手段２０１の発振開始と
発振停止を繰り返しながら直流出力電圧Ｖｏｕｔの大き
さを一定に制御する。その結果、「自力で発振を開始で
きない自己発振式のＤＣ−ＤＣコンバータ手段２０１」
に「電源投入時の起動（発振開始）機能」と「起動後の
発振制御による定電圧制御機能」を付加しても、起動手
段２００はその発振制御などの回路動作を妨害しないの
で、『その発振制御などの回路動作を正常に行うことが
できる』という効果が図１の実施例に有る。 （ 効
果 ）

【００１８】図２に第３発明の実施例の概略図を示し、
図６にその詳細な回路図を示すが、図６の実施例は第
１、第３発明共通の実施例で、図６の実施例については
後で詳述する。図２の実施例では以下の様にそれぞれが
前述した（請求項５記載中の）各構成要素に相当する。 ａ）ＤＣ−ＤＣコンバータ手段２０４が前述したＤＣ−
ＤＣコンバータ手段に。 ｂ）出力電圧制御手段２０５が前述した出力電圧制御手
段に。 ｃ）発振開始遅延手段２０３が前述した発振開始遅延手
段に。 尚、Ｖｉｎは直流入力電圧、Ｖｏｕｔは直流出力電圧、
６５は出力端子である。

【００１９】その動作は次の通りである。電源スイッチ
２９オンで直流入力電圧Ｖｉｎが発振を開始できるほど
充分に立ち上がるまで、発振開始遅延手段２０３は発振
を遅らせる遅延信号を偽の直流出力電圧Ｖｏｕｔとして
出力電圧制御手段２０５に入力する。このため、出力電
圧制御手段２０５は直流出力電圧Ｖｏｕｔが「第１の出
力電圧所定値より大きい第２の出力電圧所定値」に達し
ていると検出するから、出力電圧制御手段２０５はＤＣ
−ＤＣコンバータ手段２０４の発振を停止させたままに
する。その後、直流入力電圧Ｖｉｎが発振を開始できる
ほど充分に立ち上がり、発振開始遅延手段２０３が出力
電圧制御手段２０５に入力していた遅延信号が無くなる
と、出力電圧制御手段２０５は「上記第１の出力電圧所
定値より小さい真の直流出力電圧Ｖｏｕｔ」を検出する
様になるので、出力電圧制御手段２０５はＤＣ−ＤＣコ
ンバータ手段２０４の発振を開始させる。そして、直流
出力電圧Ｖｏｕｔが立ち上がり、上記第２の出力電圧所
定値に達すると、出力電圧制御手段２０５はＤＣ−ＤＣ
コンバータ手段２０４の発振を停止させ、直流出力電圧
Ｖｏｕｔが上記第１の出力電圧所定値まで小さくなる
と、出力電圧制御手段２０５はＤＣ−ＤＣコンバータ手
段２０４の発振を開始させる。以後同様に出力電圧制御
手段２０５が直流出力電圧Ｖｏｕｔの大きさに応じてＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ手段２０４の発振開始と発振停止を
繰り返しながら直流出力電圧Ｖｏｕｔの大きさを一定に
制御する。その結果、電源投入後最初の発振開始は完
全、確実となり、発振開始遅延手段２０３はその後の発
振制御を妨害しないので、「自力で発振を開始できない
入出力間非絶縁の自己発振式のＤＣ−ＤＣコンバータ手
段２０４」に「電源投入時の起動機能」と「起動後の発
振制御による定電圧制御機能」を付加しても『その発振
制御などの回路動作を正常に行うことができる』という
効果が図２の実施例に有る。
（ 効 果 ）

【００２０】図５、図６の各実施例を説明する前に両実
施例が利用している図３の回路の電流ゼロ・スイッチン
グ方法について簡単に説明する。図３の回路では「コイ
ル４とコンデンサ６の直列共振回路」、「『コイル４０
４とコンデンサ４０６の並列共振回路』と『２つのダイ
オード２２を逆並列接続した双方向性の定電圧手段』の
並列回路」及び「整流手段１２６と直流電源１によって
その１次側両端子間が双方向性の定電圧手段として機能
する出力用の変圧器１２８の１次巻線」は直列回路を成
す。その直列回路の両端は、スイッチ１０４がオンのと
き直流電源１の電圧が印加され、スイッチ１０５がオン
のとき電圧ゼロが印加される。つまり、その直列回路の
両端電圧が電源電圧と電圧ゼロに切り換えられる様にな
っている。無安定マルチバイブレータ１０１はその正出
力と補出力によって単安定マルチバイブレータ１０２、
１０３を交互にトリガーする。そして、単安定マルチバ
イブレータ１０２、１０３それぞれはその準安定状態の
期間中スイッチ１０４、１０５それぞれをオンに保つ。
図４は図３の回路を流れる共振電流波形の１例で、図４
の通りその共振電流波形が極小値で時間軸ｔに接する様
にコイル４、４０４とコンデンサ６、４０６等の回路定
数が設定されている。単安定マルチバイブレータ１０
２、１０３の各準安定状態の期間は例えば時間ｔ０から
時間ｔ１までの期間に相当し、スイッチ１０４、１０５
両方をオフに保つ休止期間を１つずつ各オン期間に足し
たものが、無安定マルチバイブレータ１０１の各準安定
状態の期間となる。この様にすると、スイッチ１０４、
１０５どちらも電流ゼロでターン・オン、ターン・オフ
できるので、電流ゼロ・スイッチングが可能となる。

【００２１】図５の実施例は第１、第２発明共通の実施
例で、図５の実施例では以下の様にそれぞれが前述した
（各請求項記載中の）各構成要素に相当する。 ａ）「電源コンデンサ５６、トランジスタ２、３、駆動
用の変圧器２７、両ダイオード２２、共振用のコイル
４、出力用の変圧器２８、整流手段２６、電源コンデン
サ３２及び共振用のコンデンサ６、７等が形成する共振
型ＤＣ−ＤＣコンバータ手段」が前述した請求項４記載
中のＤＣ−ＤＣコンバータ手段と請求項２記載中の自己
発振式共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ手段に。 ｂ）「抵抗３５〜３８、トランジスタ１２、１３、ツェ
ナー・ダイオード１９、コンデンサ３０及びダイオード
２０が形成する起動手段」が前述した請求項４記載中の
起動手段と請求項２記載中の起動手段に。 ｃ）「制御用の３次コイル２７ｄ、ダイオード２３〜２
５、トランジスタ１４〜１８、抵抗４１〜５５及びコン
デンサ３１が形成する出力電圧制御手段」が前述した請
求項４記載中の出力電圧制御手段と請求項１記載中の出
力電圧制御手段に。 ｄ）「上記ａ）項のかぎ括弧内に記載の共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ手段と上記ｂ）項のかぎ括弧内に記載の起
動手段の組合せ」が前述した請求項１記載中の共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ手段に。

【００２２】尚、コイル４と「コンデンサ６、７と電源
コンデンサ５６の合成キャパシタンス」が直列共振回路
を形成し、変圧器２７とトランジスタ２、３の両ゲート
・ソース間静電容量が並列共振回路を形成し、逆並列接
続された両ダイオード２２が双方向性の定電圧手段を形
成し、また、電源コンデンサ３２が定電圧制御されるの
に伴って１次コイル２８ａの両端子間は双方向性定電圧
手段の役割を果たす。

【００２３】出力端子３３、３４間に直流電源１と絶縁
された直流電圧が出力される。図５の実施例では前述し
た図３の回路と同様の電流ゼロ・スイッチング方法を行
える様に電源コンデンサ３２の電圧を一定化するために
も、また、出力端子３３、３４間の直流出力電圧を一定
に制御するためにも図５の実施例路の起動と停止が制御
されている。トランジスタ２、３、変圧器２７及び２つ
のダイオード２２等が、自己保持機能と自己ターン・オ
フ機能（＝自己消弧機能）を持つ２つのスイッチング手
段を構成する。そのために、変圧器２７と２つのダイオ
ード２２が、トランジスタ２、３の各主電流を検出し、
各ゲート電圧に変換して、トランジスタ２、３それぞれ
に正帰還する。尚、各抵抗４０は電源短絡防止用で、各
ターン・オンを遅らせる。トランジスタ２、３それぞれ
に逆バイアス電圧も遅れて供給されない様にするため
に、点線で接続を図示する様にダイオードを１つずつ各
抵抗４０に並列接続するのも良い。（ 参照：特開平２
−２９９４７４号、特開平３−５６０７３号 ）

【００２４】「トランジスタ１２、１３、ツェナー・ダ
イオード１９、ダイオード２０、コンデンサ３０及び抵
抗３５〜３８」は起動手段を形成し、「トランジスタ１
２、１３、ツェナー・ダイオード１９及び抵抗３６、３
７」はＳＵＳ（シリコン・ユニラテラル・スイッチ）の
等価回路を形成する。この起動手段が単一パルスを出力
する様に抵抗３５〜３８の値とツェナー・ダイオード１
９のツェナー電圧などが設定され、この起動手段は電源
スイッチ２９を閉じたときだけこの回路を起動する。そ
の後の起動と停止を「トランジスタ１４、１５、ダイオ
ード２３〜２５、３次コイル２７ｄ及び抵抗４１〜４６
が構成する起動・停止手段（出力電圧制御手段の構成要
素）」が後述するシュミット・トリガー回路の出力信号
に基づいて行う。トランジスタ１６がオンのときこの回
路は発振し、トランジスタ１６がオフのときこの回路は
発振を停止する。ただし、その起動はトランジスタ２の
ターン・オンで始まり、その発振はトランジスタ３のタ
ーン・オフで停止する。この様にする理由は、電流ゼロ
・スイッチングと再起動を容易にするためである。

【００２５】この起動・停止手段の動作は次の様にな
る。その動作停止中トランジスタ１６、１５はオフで、
トランジスタ１４と３つのダイオード２３等が抵抗４１
の電流が３次コイル２７ｄの方へ流れるのを阻止する。
同時に、トランジスタ１４とダイオード２４が、トラン
ジスタ２にゲート順バイアス電圧が供給されるのを阻止
するために、３次コイル２７ｄを短絡する。その起動時
トランジスタ１６がターン・オンし、トランジスタ１５
がトランジスタ１４をターン・オフさせる。このため、
抵抗４１の電流が３次コイル２７ｄを流れる様になり、
ゲート順バイアス電圧がトランジスタ２に、ゲート逆バ
イアス電圧がトランジスタ３に、それぞれ供給される。
トランジスタ１６のオンの間この回路は発振し続ける。
その後、トランジスタ１６がターン・オフするときトラ
ンジスタ３にゲート順バイアス電圧が供給されていれ
ば、トランジスタ１５は抵抗４４等によって逆バイアス
されてオフだから、トランジスタ１４がターン・オンす
る。このため、トランジスタ３がターン・オフした時点
でこの回路は発振を停止する。しかし、トランジスタ１
６がターン・オフするときトランジスタ２にゲート順バ
イアス電圧が供給されていれば、抵抗４４等がトランジ
スタ１５をオンに保つから、トランジスタ１４のターン
・オンはトランジスタ２のターン・オフまで待たされ
る。後は前述した様にトランジスタ３のターン・オフ
で、この回路は発振を停止する。

【００２６】それから、「トランジスタ１７、１８を中
心とするシュミット・トリガー回路（出力電圧制御手段
の構成要素）」が出力端子３３、３４間の出力電圧を検
出し、先の起動・停止手段を通じてその出力電圧を一定
に制御する。つまり、「このシュミット・トリガー回路
とその起動・停止手段が形成する出力電圧制御手段」
が、その出力電圧（の大きさ）が「第１の出力電圧所定
値より大きい第２の出力電圧所定値」に達すると、この
コンバータ回路の動作を停止（発振停止）させ、その出
力電圧（の大きさ）がその第１の出力電圧所定値まで小
さくなると、このコンバータ回路を起動（発振開始）さ
せる。なお、その第１の出力電圧所定値は抵抗５４、５
５の抵抗分圧比と「トランジスタ１７がオフからオンに
なるときの前記シュミット・トリガー回路のオン・オフ
しきい値入力電圧」で決まり、その第２の出力電圧所定
値はその抵抗分圧比と「トランジスタ１７がオンからオ
フになるときの同トリガー回路のオン・オフしきい値入
力電圧」で決まる。

【００２７】ここから、このＤＣ−ＤＣコンバータ回路
全体の動作について説明する。電源スイッチ２９を閉じ
ると、その起動手段がトランジスタ３にゲート順バイア
ス電圧を、トランジスタ２に変圧器２７を介してゲート
逆バイアス電圧を、それぞれ与えるので、この回路は発
振し始める。ただし、電源コンデンサ３２の電圧は最初
ゼロだから、そのシュミット・トリガー回路も、その起
動・停止手段も動作しない。これらは、電源コンデンサ
３２の電圧上昇と共に動作し始め、前述した様に出力電
圧を制御する様になる。また、その電圧上昇の際に、必
ずトランジスタ１５がトランジスタ１４より先にターン
・オンする様に抵抗４２〜４６の各抵抗値を設定する必
要がある。さもないと、トランジスタ１４がその起動時
にその発振をすぐ停止してしまい、正常な動作が行われ
なくなる。さらに、抵抗３８は、電源スイッチ２９がオ
フの間コンデンサ３０を放電させる放電抵抗であるが、
この回路の動作を邪魔しない様に極端に大きな値にする
必要がある。例えば、入力電源電圧が１５ボルトのとき
１００キロ・オーム以上である。ついでながら、「トラ
ンジスタ１２、１３、ツェナー・ダイオード１９、ダイ
オード２０、コンデンサ３０及び抵抗３５〜３８が形成
する起動手段」は『少ない部品点数で、トランジスタ
２、３のオン、オフに関係無く、電源スイッチ２９のタ
ーン・オン時だけ単一パルスを発生することができる』
という効果を持つ。

【００２８】以下に図５に示す実施例の回路定数と使用
部品などの１例を示す。 入力電源電圧 ……１５ボルト 出力電源電圧 ……１３．５ボルト トランジスタ ２、３ ……ＩＲＦＺ３４ アイ・アール（株）製 （インターナショナル・ レクティファイア製） １２ ……２ＳＡ１１５４ １３ ……２ＳＣ２７２１ １４、１５、１７、１８……２ＳＣ２００３ １６ ……２ＳＡ９５４ 以上日本電気（株）製 ダイオード ２０ ……Ｖ０９Ｃ （株）日立製作所製 ２２ ……１２ＪＧ１１又は１２ＪＨ１１ ２３〜２５ ……１Ｓ１５８８ 以上（株）東芝製 ツェナー・ダイオード １９ ……ＲＤ５Ｅ ２１ ……ＲＤ１１ＦできればＲＤ１４Ｆ 以上日本電気（株）製 整流器２６ ……Ｓ−８Ｒ−０４ＦＲを４本ブリッジ接続。 オリジン電気（株）製 コンデンサ（単位はマイクロ・ファラッド） ６、７ ……１．５を４個並列接続。 （積層セラミック型できればフィルム型） ３０ ……０．４７ ３１ ……０．０１ ３２、５６……４７０ 抵抗（単位はオーム） ３５ ……２００ ３６、４５、４７……１キロ ３７、３９、４２、４４、５３……４．７キロ ３８ ……２００キロ〜７５０キロ ４０、４１、４３ ……５１０ ４６、４８、５２ ……７．５キロ ４９、５１、５５ ……３．３キロ ５０ ……１ （要調整） ５４ ……７０キロ前後（要調整） コイル４ 形状……空心ソレノイド型 巻数……５ターン前後（要調整） 外径……約３３ミリ・メートル 高さ……５ミリ・メートル弱 導線……外径０．８ミリ・メートル、ホルマル線｛ Ｆｏｒｍａｌ Ｗｉｒｅ、ＰＥＷ（ポリエステル線） ｝ 変圧器２７ フェライト・コアー及びボビン……ＥＩ−２２Ｚ （Ｈ７Ｃ１材） ＴＤＫ（株）製 １次コイル２７ａ ……外径０．３ミリ・メートルのＰＥＷ ５本を並列に５ターン。 ２次コイル２７ｂ、２７ｃ ……外径０．３ミリ・メートルのＰＥＷ １本を５０ターン。 ３次コイル２７ｄ ……外径０．３ミリ・メートルのＰＥＷ １本を２５ターン。 変圧器２８ フェライト・コアー及びボビン……ＰＱ−２６２５ （Ｈ７Ｃ１材） ＴＤＫ（株）製 １次コイル２８ａ ……外径０．４ミリ・メートルのＰＥＷ ２本を並列に３０ターン。 ２次コイル２８ｂ ……外径０．３ミリ・メートルのＰＥＷ １本を１１７ターン。

【００２９】図６の実施例は第１、第３発明共通の実施
例で、図６の実施例では以下の様にそれぞれが前述した
（各請求項記載中の）各構成要素に相当する。 ａ）「電源コンデンサ５６、トランジスタ２、５７、
３、５８、駆動用の変圧器２７、両ダイオード２２、共
振用のコイル４、共振用のコンデンサ６、出力用の変圧
器２８、整流手段２６及び電源コンデンサ６２等が形成
する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ手段」が前述した請求
項５記載中のＤＣ−ＤＣコンバータ手段と請求項３記載
中の自己発振式共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ手段に。 ｂ）「抵抗６３〜６４、コンデンサ６１及びダイオード
６０が形成する発振開始遅延手段」が前述した請求項５
記載中の発振開始遅延手段と請求項３記載中の発振開始
遅延手段に。 ｃ）「制御用の３次コイル２７ｄ、ダイオード２３〜２
５、トランジスタ１４〜１８、抵抗４１〜５５及びコン
デンサ３１が形成する出力電圧制御手段」が前述した請
求項５記載中の出力電圧制御手段と請求項１記載中の出
力電圧制御手段に。 ｄ）「上記ａ）項のかぎ括弧内に記載の共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ手段と上記ｂ）項のかぎ括弧内に記載の発
振開始遅延手段の組合せ」が前述した請求項１記載中の
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ手段に。

【００３０】尚、コイル４とコンデンサ６が直列共振回
路を形成し、変圧器２７とトランジスタ２、５７、３、
５８の全ゲート・ソース間静電容量が並列共振回路を形
成し、逆並列接続された両ダイオード２２が双方向性の
定電圧手段を形成し、また、電源コンデンサ６２が定電
圧制御されるのに伴って１次コイル２８ａの両端子間は
双方向性定電圧手段の役割を果たす。

【００３１】図６の実施例の基本動作は図５の実施例と
大体同じである。違う点は以下の通りである。 １）その主回路がブリッジ型であること、 ２）端子６５に直流電源１と非絶縁の直流電圧が出力さ
れること、 ３）電源スイッチ２９のターン・オンで１番最初の起動
を行う起動手段にシュミット・トリガー回路を利用した
こと、その最初の起動手段は「ダイオード６０、コンデ
ンサ６１及び抵抗６３、６４が形成する発振開始遅延手
段」、「そのシュミット・トリガー回路」及び「図５の
実施例の場合と同様な起動・停止手段（トランジスタ１
４、１５等）」で構成されている。トランジスタ１８の
入力部はオアー（ＯＲ）回路になっている。電源投入
後、電源コンデンサ５６、５９の電圧が充分に立ち上が
るまで、コンデンサ６１の充電電流がトランジスタ１８
をオンに、トランジスタ１７、１６をオフに保つ。その
後、その電圧が充分に立ち上がると、トランジスタ１６
がターン・オンしてこのＤＣ−ＤＣコンバータ回路を起
動する。この様にシュミット・トリガー回路と起動・停
止手段が既にあれば、ＳＵＳ等の様な負性抵抗手段を使
わずに『簡単な構成で、少ない部品点数で最初の起動手
段を構成できる』という効果がその起動手段に有る。

【００３２】以下に図６の実施例の定数と使用部品等の
１例を示すが、図５の実施例の場合と回路定数が同じも
のは省略し、異なるものと新規のものだけを示す。 入力電源電圧 ……１５ボルト 出力電源電圧 ……プラス２３０ボルト トランジスタ ２、３ ……２ＳＫ５３２ ５７、５８……２ＳＪ１２６ ダイオード ６０ ……１Ｓ１５８８ 以上、（株）東芝製 整流器２６ …… ４本のＶ０９Ｇをブリッジ接続。（株）日立製作所製 コンデンサ（単位はマイクロ・ファラッド） ５９ ……２．２ ６１ ……０．１ ６２ ……２〜１０ 抵抗（単位はオーム） ４０ ……２００ ５０ ……１〜４ （要調整） ５４ ……１１５０キロ（要調整） ６３ ……２０キロ ６４ ……１．５メグ以上 コイル４ 形状……空心ソレノイド 巻数……１０ターン前後（要調整） 外径……約３２ミリ・メートル 高さ……１０ミリ・メートル弱 導線 ……外径０．８ミリ・メートル、ＰＥＷ 変圧器２８ フェライト・コアー及びボビン……ＰＱ−２６２５ （Ｈ７Ｃ１材） １次コイル２８ａ ……外径０．４ミリ・メートルのＰＥＷ ２本を並列に１４ターン。 ２次コイル２８ｂ ……外径０．３ミリ・メートルのＰＥＷ １本を２９９ターン。

【００３３】図８と図９に電流ゼロ・スイッチングでき
る他の主回路構成を２例示す。

【図面の簡単な説明】

【図１〜図２】各図は第２〜第３発明の各実施例を１つ
ずつ示す回路図である。

【図３】電流ゼロ・スイッチングできる主回路構成を１
例を示す回路図である。

【図４】図３の回路の電流波形を示す波形図である。

【図５】第１、第２発明共通の１実施例を示す回路図で
ある。

【図６】第１、第３発明共通の１実施例を示す回路図で
ある。

【図７】従来の起動手段の１例を示す回路図である。

【図８〜図９】各図は従来の電流ゼロ・スイッチングで
きる主回路構成を１例ずつ示す回路図である。

【符号の説明】

２００ 起動手段 ２０１、２０４ ＤＣ−ＤＣコンバータ手段 ２０２、２０５ 出力電圧制御手段 ２０３ 発振開始遅延手段 ｉ 電流変数 ｔ 時間変数 ｔ０ 閉回路が形成される時間 ｔ１ 閉回路が遮断される時間

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 「その共振動作を電流ゼロから開始させ
   たり、電流ゼロで停止させたり制御できる共振型ＤＣ−
   ＤＣコンバータ手段」と、 「前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ手段の直流出力電圧
   を検出し、その大きさが第１の出力電圧所定値より小さ
   いと前記共振動作を開始させ、その大きさが『前記第１
   の出力電圧所定値より大きい第２の出力電圧所定値』に
   達すると前記共振動作を停止させる出力電圧制御手
   段」、 を有することを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
   回路。
2. 【請求項２】 前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ手段と
   して、 「自力で発振を開始できない自己発振式共振型ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータ手段」と、 「電源投入後の前記自己発振式共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
   ータ手段の直流入力電圧を検出し、その大きさが入力電
   圧所定値に達すると前記自己発振式共振型ＤＣ−ＤＣコ
   ンバータ手段に起動信号を出力してその発振を開始さ
   せ、その発振開始後は前記起動信号を出力しない起動手
   段」の組合せを用いたことを特徴とする請求項１記載の
   共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
3. 【請求項３】 前記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ手段と
   して、 「入出力間非絶縁で、自力で発振を開始できない自己発
   振式共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ手段」と、 「電源投入時から一定の期間の間、前記出力電圧制御手
   段による発振開始を遅らせる遅延信号を偽の直流出力電
   圧として前記出力電圧制御手段に入力する発振開始遅延
   手段」の組合せを用いたことを特徴とする請求項１記載
   の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
4. 【請求項４】 「自力で発振を開始できない自己発振式
   のＤＣ−ＤＣコンバータ手段」と、 「電源投入後の前記ＤＣ−ＤＣコンバータ手段の直流入
   力電圧を検出し、その大きさが入力電圧所定値に達する
   と前記ＤＣ−ＤＣコンバータ手段に起動信号を出力して
   その発振を開始させ、その発振開始後は前記起動信号を
   出力しない起動手段」と、 「前記ＤＣ−ＤＣコンバータ手段の発振開始後その発振
   を制御し、その直流出力電圧を検出して、その大きさが
   『第１の出力電圧所定値より大きい第２の出力電圧所定
   値』に達するとその発振を停止させ、その大きさが前記
   第１の出力電圧所定値まで小さくなるとその発振を開始
   させる出力電圧制御手段」、 を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
5. 【請求項５】 「入出力間非絶縁で、自力で発振を開始
   できない自己発振式のＤＣ−ＤＣコンバータ手段」と、 「前記ＤＣ−ＤＣコンバータ手段の直流出力電圧を検出
   し、その大きさが第１の出力電圧所定値より小さいとそ
   の発振を開始させ、その大きさが『前記第１の出力電圧
   所定値より大きい第２の出力電圧所定値』に達するとそ
   の発振を停止させる出力電圧制御手段」と、 「電源投入時から一定期間の間、前記出力電圧制御手段
   による発振開始を遅らせる遅延信号を偽の直流出力電圧
   として前記出力電圧制御手段に入力する発振開始遅延手
   段」、 を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。