JP5034568B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、絶縁トランスに設けた補助巻線に発生する電圧に基づいてスイッチ素子のオン・オフを制御して、直流電源から絶縁された直流出力を得るスイッチング電源装置に関する。

図１３は、この種のスイッチング電源装置の従来技術であり、後述する特許文献１，特許文献２に記載されたスイッチング電源装置とほぼ同様の回路構成を示している。
この回路は絶縁トランスＴ１に設けた２つの補助巻線Ｐ２，Ｐ３に発生する電圧に基づいて、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン・オフさせることで、絶縁トランス１次巻線Ｐ１に共振電圧を発生させる。その結果、絶縁トランス２次側に設けた２つの２次巻線Ｓ１，Ｓ２に発生する共振電圧を、センタータップ構成の整流平滑回路Ｄ１，Ｄ２，Ｃｏで全波整流して一定の直流出力を得るものである。この図１３の回路では、１次巻線Ｐ１に共振電圧を発生させるため、絶縁トランスＴ１のリーケージインダクタンスと共振コンデンサＣｒとの直列共振動作を利用している。

この種のスイッチング電源装置では、２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のターンオン時には、各々ボディーダイオード（Ｂｏｄｙ Ｄｉｏｄｅ）に電流が流れているタイミングで、ゲート電圧を印加することにより零電圧でターンオンし、ターンオン損失が発生しない。また、ターンオフ時に発生する電圧は直流電源電圧Ｖｉｎにクランプされるため、サージ電圧の発生が殆ど無く、低損失で低ノイズな電源装置が容易に実現できる。

図１５は、この種のスイッチング電源装置の別の従来技術であり、後述する特許文献３に記載されているスイッチング電源装置とほぼ同様の回路構成を示している。図１５の回路と図１３の回路との相違点は、絶縁トランス２次側に設けた１つの２次巻線Ｓ１に発生する共振電圧を整流平滑回路Ｄ１，Ｃｏで半波整流して一定の直流出力を得る点である。
図１３の回路では、Ｑ１がオンする期間とＱ２がオンする期間のいずれも平滑コンデンサＣｏにエネルギーを供給するが、図１５の回路ではＱ１がオンする期間で絶縁トランスＴ１の励磁インダクタンスにエネルギーを蓄積し、Ｑ２がオンしている期間で蓄積された励磁エネルギーを平滑コンデンサＣｏに供給する。図１５の回路は、２次側の整流平滑回路が簡素化できるという特徴をもつ。

特開２００１−２３１２５８号公報（図１，図１０） 特開２００２−２０９３８１号公報（図１） 特開２００４−１５３９４８号公報（図２，図４，図５）

図１３の回路では、共振コンデンサＣｒと共振させるインダクタンス成分として、絶縁トランスＴ１のリーケージインダクタンスを利用するが、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流ピーク値を抑制する必要があり、リーケージインダクタンスの値は数百マイクロヘンリーのオーダーとなるため、図１４に示す分割巻の巻線構造として必要なリーケージインダクタンスに調整している（特許文献１，図１０）。
分割巻の巻線構造の場合、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１，Ｓ２の間の絶縁距離（空間距離，沿面距離）を確保するため、ボビン１０に別途バリア１２を設ける必要があって、複雑な構造となるため比較的コストが高くなるという課題があった。

これに対し、図１５の回路ではスイッチ素子Ｑ１がオンしている期間は、絶縁トランスの励磁インダクタンスによりスイッチ素子Ｑ１に流れる電流ピーク値が抑制されるため、リーケージインダクタンスの値は数マイクロヘンリーから数十マイクロヘンリーのオーダーで済むことから、図１６に示すような積層巻の構造でよい。積層巻の構造は単純であるため、分割巻の絶縁トランスよりもコストを安価にできる。

以下に図１５の回路の定常動作を、図１７の波形図を用いて説明する。
なお、図１７のＶＱ１，ＩＱ１はスイッチ素子Ｑ１の電圧，電流、ＶＱ２，ＩＱ２はスイッチ素子Ｑ２の電圧，電流、ＩＤ１は整流ダイオードＤ１の電流、Ｉｍは絶縁トランスＴ１の励磁電流をそれぞれ示す。
［期間ｔ４〜ｔ１］
この期間には、絶縁トランスＴ１の励磁インダクタンスに励磁エネルギーを蓄積する。
ＩＱ１とＩｍは同一波形となる。スイッチ素子Ｑ１のボディーダイオードが導通してＩＱ１が負となっている期間に、スイッチ素子Ｑ１にゲート電圧を印加するとスイッチ素子Ｑ１は零電圧でターンオンし、ターンオン損失が発生しない。

［期間ｔ１〜ｔ２］
スイッチ素子Ｑ１がオフし、励磁電流が図示しないスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２の寄生容量（出力容量）に分流して流れる。その結果、図示のようにＶＱ１は上昇し、ＶＱ２は下降する。
［期間ｔ２〜ｔｒ１］
ＶＱ１が直流電源電圧Ｖｉｎに達しＶＱ２が零になると、スイッチ素子Ｑ２のボディーダイオードが導通してＩＱ２が負となっている期間に、スイッチ素子Ｑ２にゲート電圧を印加するとスイッチ素子Ｑ２は零電圧でターンオンし、ターンオン損失は発生しない。スイッチ素子Ｑ２には、共振コンデンサＣｒと絶縁トランスＴ１のリーケージインダクタンスとの共振電流が流れる。また、同時に整流ダイオードＤ１にも共振電流が流れて、平滑コンデンサＣｏにエネルギーを供給する。

［期間ｔｒ１〜ｔ３］
整流ダイオードＤ１は、電流が零になると逆回復してオフする。スイッチ素子Ｑ２に流れていた共振電流も零となり、ＩＱ２は−Ｉｍと同一波形となる。なお、整流ダイオードＤ１が逆回復する際の電流減少率は共振動作で緩やかとなり、逆回復損失は僅かである。
［期間ｔ３〜ｔ４］
スイッチ素子Ｑ２がオフすると、励磁電流が図示しないスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２の寄生容量（出力容量）に分流して流れる。その結果、ＶＱ２は上昇し、ＶＱ１は下降する。
上記で説明したように、定常動作ではスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２はオン時に零電圧でターンオンするため、低損失・低ノイズなスイッチング動作を継続できる。

しかしながら、スイッチング電源の負荷として軽負荷と重負荷が交互に繰り返されるスイッチング負荷なるものがある。例えば液晶テレビなどのバックライトに用いられる、冷陰極管を駆動するバックライトインバータなどがそれに当たる。冷陰極管は発光強度（輝度）を印加電圧で調整できないため、発光させる期間と消灯する期間の時比率を調整して輝度を制御するため、スイッチング負荷となる。

図１５の回路の場合、負荷が急増した場合の出力電圧低下を低く抑えるため、共振電流を急増させる必要があるが、このとき整流ダイオードＤ１に流れる電流が零になる前にスイッチ素子Ｑ２がオフすることがある。以下に、図１６に示す一般的な巻線構造の絶縁トランスを適用した場合の課題について、図１８の波形図を用いて説明する。
なお、図１６はボビン１１に１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ１、補助巻線Ｐ２，Ｐ３の順に巻いた巻線構造のものである。

図１８のＶＧＳ２はスイッチ素子Ｑ２のゲート電圧、ＶＰ１，ＶＰ３，ＶＳ１はそれぞれ絶縁トランスＴ１の１次巻線（Ｐ１）電圧，スイッチ素子Ｑ１のオン・オフを制御する補助巻線（Ｐ３）電圧、２次巻線（Ｓ１）電圧、ＩＤ１は整流ダイオードＤ１の電流、ＶＱ１，ＩＱ１，ＶＧＳ１はそれぞれスイッチ素子Ｑ１の電圧，電流，ゲート電圧を示す。
また、Ｖｔｈは補助巻線Ｐ３の発生電圧に基づいて、スイッチ素子Ｑ１をオン・オフするしきい値電圧である。

図１６の巻線構造の場合、補助巻線Ｐ３が２次巻線Ｓ１の上に巻かれているため、１次巻線Ｐ１との結合度は弱く、２次巻線Ｓ１との結合度が強くなる。従って補助巻線Ｐ３の電圧は２次巻線Ｓ１の電圧とほぼ相似となる。
スイッチ素子Ｑ２が時間ｔ３でオフすると、ＶＱ１は下降する。ＶＱ１の電圧波形は絶縁トランスの励磁インダクタンスと、図示しないスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の出力容量の合成容量との共振動作により下降する。一方、補助巻線Ｐ３の電圧ＶＰ３は時間ｔｒ２で整流ダイオードＤ１が逆回復するまで変化せず、ＶＱ１が共振動作により再度電圧が上がり始めてもスイッチ素子Ｑ１をオンすることが出来ない。

このような動作が発生した場合、スイッチ素子Ｑ１は零電圧でターンオンしないため、ターンオン損失が発生してスイッチング電源装置の効率が低下したり、スイッチング動作が不安定となって、絶縁トランスから耳障りな音が発生することがある。

次に別の課題について説明する。
特許文献３の図２，図４，図５のように、直流電源に接続された抵抗によってスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧を引上げ、スイッチ素子Ｑ１がオンするきっかけを与える電源起動方法では、補助巻線電圧がスイッチ素子Ｑ１のゲートしきい値付近で高周波発振し、出力電圧が十分発生しない起動不良が発生する場合がある。
従って、この発明の解決課題は、整流ダイオードに流れる電流が零になる前にスイッチ素子Ｑ２がオフするようなモードであっても、零電圧でターンオンしてスイッチング電源装置の効率低下を防ぐとともに、スイッチング動作を安定的に継続して絶縁トランスからの耳障りな音を解消し、さらに起動不良のない安価なスイッチング電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電源と並列に第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との直列回路を接続し、前記第２のスイッチ素子と並列にコンデンサと絶縁トランスの１次巻線との直列回路を接続し、前記絶縁トランスの２次巻線に整流ダイオードと平滑コンデンサからなる整流平滑回路を接続し、絶縁トランスに第１の補助巻線と第２の補助巻線を設けるとともに、前記第１の補助巻線に発生する電圧に基づいて第１のスイッチ素子をオン・オフ制御する第１の制御手段と、前記第２の補助巻線に発生する電圧に基づいて第２のスイッチ素子をオン・オフ制御する第２の制御手段とを設け、前記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を交互にオン・オフすることで前記整流平滑回路から直流出力を得るスイッチング電源装置において、
前記絶縁トランスを、前記第１の補助巻線と前記第２の補助巻線とからなる層と前記２次巻線からなる層との間に、前記１次巻線からなる層を巻いた構造とし、
前記第１の制御手段は、直流出力電圧を一定に制御するフィードバック手段と、三角波発生手段と、前記第１の補助巻線に発生する電圧の極性を検出する電圧極性検出手段と、第１のスイッチ素子をオン・オフさせる第１のゲート駆動手段と、起動パルス発生手段とを備え、
前記第１のゲート駆動手段は、第１の補助巻線に発生する電圧が負から正へ切り換わるタイミングより所定の遅延時間後に第１のスイッチ素子をオンさせ、前記三角波発生手段の出力信号値が前記フィードバック手段から出力されるフィードバック信号値を上回るタイミング、または第１の補助巻線に発生する電圧が正から負に切り換わるタイミングのいずれか早いタイミングで第１のスイッチ素子をオフさせることを特徴とする。

請求項２の発明は、上記請求項１の発明において、
前記第２の制御手段は、前記第２のスイッチ素子をオン・オフさせる第２のゲート駆動手段と、第２のスイッチ素子の最大オン時間を設定する時定数回路とを備え、前記第２のゲート駆動手段は、第２の補助巻線電圧が負から正に切り換わるタイミングより所定の遅延時間後に第２のスイッチ素子をオンさせ、第２の補助巻線電圧が正から負に切り換わるタイミング、または第２のスイッチ素子の最大オン時間後のいずれか早いタイミングでオフさせることを特徴とする。

請求項３の発明は、上記請求項２の発明において、
前記直流出力に接続される負荷が軽負荷の場合は、前記整流ダイオードに流れる電流が零となってから前記第２のスイッチ素子がオフし、前記負荷が重負荷の場合は、整流ダイオードに流れる電流が零になる前に第２のスイッチ素子がオフするように、前記最大オン時間と前記絶縁トランスの励磁インダクタンス値とを設定することを特徴とする。

請求項４の発明は、上記請求項１〜３のいずれかの発明において、
前記絶縁トランスの第1の補助巻線に発生する電圧を整流平滑し、前記第１の制御手段の制御電源とすることを特徴とする。

請求項５の発明は、上記請求項１〜３のいずれかの発明において、
前記絶縁トランスに第３の補助巻線を設け、前記１次巻線からなる層と第３の補助巻線からなる層との間に前記２次巻線からなる層を巻く構造とし、前記第３の補助巻線に発生する電圧を整流平滑して前記第１の制御手段の制御電源とすることを特徴とする。

この発明によれば、負荷の急増時などで、整流ダイオードＤ１に流れる電流が零になる前に第２のスイッチ素子Ｑ２をオフするモードとなっても、第１のスイッチ素子Ｑ１は零電圧でターンオン可能となり、低損失・低ノイズで安定した動作のスイッチング電源装置が提供できる。さらに積層巻の絶縁トランスの使用が可能になり、安価なスイッチング電源装置が提供でき、かつ、起動不良やスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の同時オンの無い高信頼性のスイッチング電源装置が提供できる（請求項１、２の発明）

さらには、絶縁トランスの励磁インダクタンスやスイッチ素子Ｑ２の最大オン時間を適切に設定することで、高効率なスイッチング電源装置が提供できる（請求項３の発明）。
また、補助巻線に発生する電圧を整流平滑して制御電源を得ることにより、制御電源の簡素化による低コスト化が実現できる（請求項４，５の発明）。

図１に、請求項１に基づくこの発明の第１の実施形態をあらわす絶縁トランスの巻線構造を示す。図１の巻線構造は、補助巻線Ｐ２，Ｐ３からなる層と２次巻線Ｓ１からなる層との間に、１次巻線Ｐ１からなる層を巻いており、補助巻線Ｐ２，Ｐ３は１次巻線Ｐ１との結合度を強め、２次巻線Ｓ１との結合度を弱くすることで、補助巻線Ｐ２，Ｐ３に発生する電圧を１次巻線Ｐ１に発生する電圧とほぼ相似としている。

以下に図１の構造の絶縁トランスを図１５の回路に適用した場合の動作について、図２の波形図を用いて説明する。
時刻ｔ３で整流ダイオードＤ１に電流が流れている状態でスイッチ素子Ｑ２がオフすると、ＶＱ２が上昇しＶＱ１が下降する。１次巻線電圧ＶＰ１は負から正に反転する。補助巻線Ｐ３の電圧ＶＰ３は１次巻線電圧ＶＰ１とほぼ相似となるので、同様に負から正に反転する。整流ダイオードＤ１に流れていた電流は減少し始める。

補助巻線Ｐ３の電圧ＶＰ３がしきい値Ｖｔｈを超えると、遅延時間ｔｄ後にゲート電圧ＶＧＳ１を印加し、零電圧でターンオンする。時刻ｔｒ２で整流ダイオードＤ１が逆回復し、２次巻線電圧ＶＳ１が正から負に反転する。従来との相違は、補助巻線Ｐ３の電圧ＶＰ３が反転するタイミングが、整流ダイオードが逆回復するタイミングから時刻ｔ３に早まるところにある。従って、整流ダイオードＤ１に電流が流れているタイミングでスイッチ素子Ｑ２をオフしても、スイッチ素子Ｑ１は零電圧でターンオンし、低損失・低ノイズで安定したスイッチング動作の継続が可能となる。

図３に図１の変形例を示す。図１に示す絶縁トランスの実施例との相違は、補助巻線Ｐ２，Ｐ３からなる層と２次巻線からなる層との位置を逆にした点であり、その効果は図１の巻線構造のものと同様であることから、その説明は省略する。

図４に請求項１に基づくこの発明の実施形態をあらわす回路図を示す。図５に図４の制御回路１の具体例を示し、図６に図４のゲート駆動手段２の具体例を示す。
図４の制御回路１は、図５のように、スイッチ素子Ｑ１をオン・オフさせる第１のゲート駆動手段１０１、フリップフロップ回路１０２、起動パルス発生手段１０５、立上がり・立下りエッジ検出回路１０６、三角波発生手段１０７、コンパレータ１０８，１０９などを備えている。
制御手段としての第２のゲート駆動手段２は単に抵抗としても良いが、図６に示すゲート駆動手段２のような構成とすることで、スイッチ素子Ｑ２のゲートに印加される電圧が零以上となり、負のゲート過電圧からゲートを保護することが出来る。

すなわち、補助巻線Ｐ２の発生電圧が負の場合には、図６のダイオードＤ２０１が逆バイアスされて、スイッチ素子Ｑ２のゲートに負の電圧が印加されない。なお、トランジスタＱ２０１は補助巻線Ｐ２の電圧が上昇する期間でオフし、補助巻線Ｐ２の電圧が下降する期間にオンすることで、補助巻線Ｐ２の正の発生電圧とほぼ同一波形となるように動作する。電圧極性検出手段３は、補助巻線Ｐ３に発生する電圧をしきい値電圧Ｖｔｈと比較し、スイッチ素子Ｑ１がオンするタイミングを決定する。

スイッチ素子Ｑ１がオンすると、直流電源Ｖｉｎから共振コンデンサＣｒを介して絶縁トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に電圧が印加され、励磁インダクタンスにエネルギーが蓄積される。このとき、１次巻線Ｐ１の電圧波形は、共振コンデンサと絶縁トランスの励磁インダクタンスとの共振周期Ｔｍで決まる共振波形の一部となる。定常動作では、その共振波形の周波数がＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数よりも十分低く設定される。
定常動作では、スイッチ素子Ｑ１のオフのタイミングは、フィードバック手段である出力電圧検出・調整回路４の出力信号電圧と、三角波発生手段１０７の出力信号電圧との大小を比較し、三角波発生手段１０７の出力信号電圧が出力電圧検出・調整回路４の出力信号電圧を上回ったタイミングとなるように調整する。

ところで、スイッチング電源の起動時や負荷変動時などの過渡動作においては、スイッチ素子Ｑ１のオン時間が急激に増加して出力電圧を安定化させようと動作し、スイッチ素子Ｑ１のオン時間が上記共振周期Ｔｍの半周期以上になることがある。このとき、トランスの巻線態様を図１，図３のようにすれば、補助巻線Ｐ２，Ｐ３に発生する電圧は１次巻線Ｐ１とほぼ相似になり、その電圧極性はそれぞれ正負が反転した波形となる。
従って、スイッチ素子Ｑ１のオン時間が上記共振周期Ｔｍの半周期以上になると、補助巻線Ｐ３の電圧が正から負に反転すると同時に、補助巻線Ｐ２の電圧が負から正に反転してスイッチ素子Ｑ２がオンするため、スイッチ素子Ｑ１とＱ２が同時オンとなり、大きな貫通電流が流れることがある。

図５の制御回路では、三角波発生手段１０７の出力信号電圧が、出力電圧検出・調整回路４の出力信号電圧に達する前に、補助巻線Ｐ３の電圧が正から負に反転したことを、立上がりエッジ・立下りエッジ検出回路１０６により検出してフリップフロップ回路１０２をリセットし、ゲート駆動手段１０１によりスイッチ素子Ｑ１を強制的にオフし、スイッチ素子Ｑ１とＱ２の同時オンを防ぐことが可能となる。

また、起動パルス発生手段１０５は、直流電源Ｖｉｎが投入された後に、制御回路１の電源電圧がスイッチ素子Ｑ１のゲートしきい値電圧より十分大きい電圧になったことを検出して、直流電源Ｖｉｎと制御回路１の電源Ｖｃｃとの間に接続された起動回路７により、スイッチ素子Ｑ１に十分な駆動パルスを与えることで起動不良のない安定した電源起動動作を可能とする。

次に、請求項２に基づくこの発明の実施形態について、図７の回路図を参照して説明する。図８に、スイッチ素子Ｑ２の最大オン時間を設定する時定数回路６の具体例を示す。
時定数回路６はゲート駆動手段２に接続され、設定した時間経過後にスイッチ素子Ｑ２を、ゲート駆動手段２によりオフする。

以下に、補助巻線Ｐ２の電圧が正となる期間が、時定数回路６で設定した時間より長い場合の動作について説明する。
時定数回路６は補助巻線Ｐ２の電圧ＶＰ２を、ダイオードＤ６０１とコンデンサＣ６０１により半波整流し、さらに抵抗Ｒ６０１とツェナーダイオードＺＤ６０１により安定した電源を得ている。スイッチ素子Ｑ１がオンしている期間には補助巻線Ｐ２の電圧が負になり、ダイオードＤ６０２，ダイオードＤ６０３，抵抗Ｒ６０３，補助巻線Ｐ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ６０２の電圧が、ダイオードＤ６０２の順方向電圧降下（−ＶＦ）の値となっている。このとき、トランジスタＱ６０１はオフしている。

次に、スイッチ素子Ｑ１がオフして補助巻線Ｐ２の電圧が負から正に反転すると、ダイオードＤ６０３はオフする。コンデンサＣ６０２は上記安定化された電源から抵抗Ｒ６０２を介して充電され、その電圧が−ＶＦから徐々に上昇してトランジスタＱ６０１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥに達すると、トランジスタＱ６０１がオンする。トランジスタＱ６０１のコレクタはゲート駆動手段２のトランジスタＱ２０１のベースに接続されており、トランジスタＱ６０１がオンするとトランジスタＱ２０１がオンし、スイッチ素子Ｑ２のゲート電圧を引き下げてスイッチ素子Ｑ２をオフさせる。その結果、補助巻線Ｐ２の電圧が正から負に反転し、コンデンサＣ６０２はダイオードＤ６０３，抵抗Ｒ６０３を介して放電され、その電圧は−ＶＦになる。つまり、スイッチ素子Ｑ２がオンする時間は、コンデンサＣ６０２の電圧が−ＶＦからＶＢＥになるまでの時間となる。

次に、補助巻線Ｐ２の電圧が正となる時間が、時定数回路６で設定した時間より短い場合の動作について説明する。
この場合、コンデンサＣ６０２が−ＶＦから充電されるのは上記と同様であるが、コンデンサＣ６０２の電圧がＶＢＥに達する前に、補助巻線Ｐ２の電圧が正から負に反転し、コンデンサＣ６０２の電圧が−ＶＦまで放電される。従って、スイッチ素子Ｑ１とＱ２が同時にオンすることはない。

さらに、時定数回路６で最大オン時間を適切に設定することにより、整流ダイオードＤ１がオンしている期間とオフしている時間の時比率を増加することができ、電流実効値の軽減による整流回路の損失を低減することが可能となる。

次に請求項３に基づくこの発明の実施形態について、図９を参照して説明する。
請求項１の発明によれば、整流ダイオードＤ１に流れる電流が零になる前にスイッチ素子Ｑ２がオフしても、スイッチ素子Ｑ１のオン時には零電圧でターンオンし安定したスイッチング動作を継続できる。従って、直流出力に接続される負荷が軽負荷の場合は、整流ダイオードＤ１に流れる電流が零となってからスイッチ素子Ｑ２をオフし、負荷が重負荷の場合は、整流ダイオードＤ１に流れる電流が零になる前にスイッチ素子Ｑ２をオフするように、時定数回路６で設定する最大オン時間と絶縁トランスＴ１の励磁インダクタンス値とを設定することができる。

すなわち、重負荷時に整流ダイオードＤ１に流れる電流が零になってからスイッチ素子Ｑ２をオフするように設定した場合、図１６の波形図のように時間ｔ４からｔ１までの期間はスイッチ素子Ｑ１の電流波形が三角形となり、ターンオフ時のピーク電流が大きくなり、電流実効値も大きくなる。この発明の第４の実施形態によれば図９に示すように、時間ｔ４からｔ１までの期間はスイッチ素子Ｑ１の電流波形が台形波となり、ターンオフ時のピーク電流が低減され電流実効値も小さくなる。整流ダイオードＤ１の逆回復時には電流減少率が増加するため、逆回復損失が若干増加するがスイッチ素子Ｑ１のターンオフ電流低減に伴う損失低減効果の方が大きく、トータルでは損失が低減する。

また、軽負荷時でも整流ダイオードＤ１に流れる電流が零になる前にスイッチ素子Ｑ２をオフするように設定することも出来るが、軽負荷ではスイッチ素子Ｑ１に流れる電流のピークは小さいため、逆回復損失の増加が無視できなくなる。
従って、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が小さい軽負荷では、逆回復損失が殆ど発生しないように整流ダイオードＤ１の電流が零になってからスイッチ素子Ｑ２をオフし、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が大きい重負荷では整流ダイオードＤ１の電流が零になる前にスイッチ素子Ｑ２をオフすることで、軽負荷から重負荷まで低損失な動作が可能となる。

次に請求項４に基づくこの発明の実施形態について、先の図４，７を参照して説明する。
すなわち、図４，７に示す第1の補助巻線Ｐ３を、スイッチ素子Ｑ１のオン・オフの制御用とダイオードＤ３，コンデンサＣｄからなる整流平滑回路により、第１の制御回路１の電源（Ｖｃｃ）用として用いることで、巻線数の増加を抑制でき、巻線の簡素化が可能となる。

次に請求項５に基づくこの発明の実施形態について説明する。図１０はこの発明の実施形態をあらわす絶縁トランスの構造である。
すなわち、第１，２の補助巻線Ｐ３，Ｐ２、１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ１、第３の補助巻線Ｐ４の順にボビン１１に巻く構成とする。そして、図１２に示すように、第３の補助巻線Ｐ４にダイオードＤ３，コンデンサＣｄからなる整流平滑回路を接続して、制御回路１の電源とする。
第３の補助巻線は、２次巻線との結合度が高いため、第１の制御回路の電源は２次側の出力電圧にほぼ比例した電圧とすることが出来、入力電圧や負荷状態に関わらず安定した電圧とすることが出来るため、制御電源の過電圧対策手段を削除することが可能となり、スイッチング電源装置の低コスト化が可能となる。
なお、図１１に示すように各巻線の巻き順を図１０と逆にしても同様な効果が得られる。

この発明の実施形態を示す絶縁トランスの巻線構造図 図１の巻線構造の効果を説明する波形図 図１の変形例を示す絶縁トランスの巻線構造図 この発明の別の実施形態を示す回路図 図４の制御回路１の具体例を示す回路図 図４の駆動回路２の具体例を示す回路図 この発明のさらに別の実施形態を示す回路図 図７の時定数回路２の具体例を示す回路図 この発明の他の実施形態を説明する波形図 この発明のさらに他の実施形態を示す絶縁トランスの巻線構造図 図１０の変形例を示す絶縁トランスの巻線構造図 第３の補助巻線を施す場合の回路構成図 従来の第１の実施形態を示す回路図 図１３の回路に適用する従来の絶縁トランスの巻線構造図 従来の第２の実施形態を示す回路図 図１５の回路に適用する従来の絶縁トランスの巻線構造図 図１５の回路の動作を説明する波形図 従来の第２の実施形態の課題を説明する波形図

１…制御回路、２，１０１…ゲート駆動手段、３…電圧極性検出手段、４…出力電圧検出・調整回路、６…時定数回路、７…起動回路、１０，１１…ボビン、１２…バリア、１０２…フリップフロップ回路、１０３，１０４…ＯＲゲート、１０５…起動パルス発生手段、１０６…立上がり・立下りエッジ検出回路、１０７…三角波発生手段、１０８，１０９…コンパレータ、１１０…基準電圧、Ｑ１，Ｑ２…ＭＯＳＦＥＴ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ２０１，Ｄ２０２，Ｄ６０１，Ｄ６０２，Ｄ６０３…ダイオード、Ｃｏ，Ｃｄ，Ｃｒ，Ｃ６０１，Ｃ６０２…コンデンサ、Ｑ２０１…ＰＮＰトランジスタ、Ｑ６０１…ＮＰＮトランジスタ、ＺＤ６０１…ツェナーダイオード、Ｐ１…１次巻線、Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４…補助巻線、Ｓ１，Ｓ２…２次巻線、Ｖｉｎ…直流電源、Ｔ１…絶縁トランス。

Claims (5)

1. 直流電源と並列に第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との直列回路を接続し、前記第２のスイッチ素子と並列にコンデンサと絶縁トランスの１次巻線との直列回路を接続し、前記絶縁トランスの２次巻線に整流ダイオードと平滑コンデンサからなる整流平滑回路を接続し、絶縁トランスに第１の補助巻線と第２の補助巻線を設けるとともに、前記第１の補助巻線に発生する電圧に基づいて第１のスイッチ素子をオン・オフ制御する第１の制御手段と、前記第２の補助巻線に発生する電圧に基づいて第２のスイッチ素子をオン・オフ制御する第２の制御手段とを設け、前記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を交互にオン・オフすることで前記整流平滑回路から直流出力を得るスイッチング電源装置において、
   前記絶縁トランスを、前記第１の補助巻線と前記第２の補助巻線とからなる層と前記２次巻線からなる層との間に、前記１次巻線からなる層を巻いた構造とし、
   前記第１の制御手段は、直流出力電圧を一定に制御するフィードバック手段と、三角波発生手段と、前記第１の補助巻線に発生する電圧の極性を検出する電圧極性検出手段と、第１のスイッチ素子をオン・オフさせる第１のゲート駆動手段と、起動パルス発生手段とを備え、
   前記第１のゲート駆動手段は、第１の補助巻線に発生する電圧が負から正へ切り換わるタイミングより所定の遅延時間後に第１のスイッチ素子をオンさせ、前記三角波発生手段の出力信号値が前記フィードバック手段から出力されるフィードバック信号値を上回るタイミング、または第１の補助巻線に発生する電圧が正から負に切り換わるタイミングのいずれか早いタイミングで第１のスイッチ素子をオフさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記第２の制御手段は、前記第２のスイッチ素子をオン・オフさせる第２のゲート駆動手段と、第２のスイッチ素子の最大オン時間を設定する時定数回路とを備え、前記第２のゲート駆動手段は、第２の補助巻線電圧が負から正に切り換わるタイミングより所定の遅延時間後に第２のスイッチ素子をオンさせ、第２の補助巻線電圧が正から負に切り換わるタイミング、または第２のスイッチ素子の最大オン時間後のいずれか早いタイミングでオフさせることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記直流出力に接続される負荷が軽負荷の場合は、前記整流ダイオードに流れる電流が零となってから前記第２のスイッチ素子がオフし、前記負荷が重負荷の場合は、整流ダイオードに流れる電流が零になる前に第２のスイッチ素子がオフするように、前記最大オン時間と前記絶縁トランスの励磁インダクタンス値とを設定することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記絶縁トランスの第1の補助巻線に発生する電圧を整流平滑し、前記第１の制御手段の制御電源とすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。
5. 前記絶縁トランスに第３の補助巻線を設け、前記１次巻線からなる層と第３の補助巻線からなる層との間に前記２次巻線からなる層を巻く構造とし、前記第３の補助巻線に発生する電圧を整流平滑して前記第１の制御手段の制御電源とすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。

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