JP2001197734A

JP2001197734A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2001197734A
Application number: JP2000001768A
Authority: JP
Inventors: Masato Sasaki; 正人佐々木
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2000-01-07
Filing date: 2000-01-07
Publication date: 2001-07-19

Abstract

(57)【要約】【課題】低コスト化が可能であると共に、負荷検出に
伴う損失もなく軽負荷も検出できるスイッチング電源装
置を提供する。【解決手段】本発明のスイッチング電源装置は、出力
電流に応じてパルス幅が変化する出力パルスを出力する
主制御部３を備え、この出力パルスに応じて変化する電
圧を検出する検出部２１と、上記検出部２１によって検
出された電圧に基づいて、動作モードを切り替えるため
の信号を出力する副制御部２２とを更に備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバ
ータなどとして好適に用いられるスイッチング電源装置
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、商用交流電源を整流平滑して得ら
れた直流電圧を例えば数百ｋＨｚ程度の高周波でスイッ
チングし、小型の変圧器（スイッチング変圧器）で所望
の電圧に高効率に変換するようにしたスイッチング電源
装置が広く用いられている。このようなスイッチング電
源装置を用いて所要の機能を果たす機器は、通常、休止
状態においても再起動のスピードを上げるという利便性
を追求する関係上、機器の動作設定状態を維持したり、
リモートコントロール操作信号受信機能を維持したり、
機器設定状態を表示したりする等の機能を保持する用途
のための小量の電力を必要とする。

【０００３】近年、省エネルギーに対する関心が高ま
り、以上のような機器の待機モード状態における低消費
電力化の要求が強くなり、「待機モード」と「通常モー
ド」で動作を切り替えるスイッチング電源装置が種々提
案されている。

【０００４】動作モードの切り替えは、機器から信号を
受けて行われるか、或いは負荷電流（出力電流）を検出
して行われる。図９は、後者の場合に対応し負荷電流を
検出する回路を備えた従来のＰＷＭ方式のスイッチング
電源装置の概略構成を示す回路図である。

【０００５】図９に示す負荷検出回路１００を備えたス
イッチング電源装置は、１次巻線４ａ、２次巻線４ｂ、
及び補助巻線４ｃからなるスイッチング変圧器４を備
え、このスイッチング変圧器４の所謂入力側である１次
巻線４ａに、ＭＯＳＦＥＴ等で構成された主スイッチン
グ素子２と直流電源１とが接続されて一つのループを形
成している。スイッチング変圧器４の補助巻線４ｃに
は、ダイオード１４とコンデンサ１５からなり、主制御
部３に電力を供給して動作させる整流平滑部（整流平滑
回路）と、主スイッチング素子２を制御する主制御部
（ＰＷＭ部及び駆動回路）３とが接続されており、主制
御部３の出力が上記主スイッチング素子２のゲートに接
続されている。

【０００６】また、直流電源１とコンデンサ１５の間に
は起動抵抗１３が設けられており、先ず、この起動抵抗
１３を介して直流電源１はコンデンサ１５を充電する。
これにより、電力が供給されて主制御部３は動作を開始
し、開始後はダイオード１４を介して補助巻線４ｃから
主制御部３に電力が供給されるようになっている。

【０００７】スイッチング変圧器４の所謂整流出力側で
ある２次巻線４ｂに、整流平滑回路６が設けられてお
り、この整流平滑回路６により２次巻線４ｂに誘起され
た電圧が整流及び平滑されて出力電圧Ｖ_oとしてが出力
端子１２ａ、１２ｂから出力されるようになっている。
また、上記整流平滑回路６より出力側には、整流平滑回
路６の出力電圧Ｖ_oを検出する検出部１１が設けられて
おり、この検出部１１の出力が絶縁伝達部５を介して主
制御部３にフィードバックされるようになっている。

【０００８】また、上記整流平滑回路６と出力端子１２
ｂの間に抵抗７が設けられ、出力端子１２ａと１２ｂの
間に抵抗９、抵抗１０、及びコンパレータ８が設けられ
ている。

【０００９】上記構成によれば、直流電源１が主スイッ
チング素子２によってスイッチングされると、このスイ
ッチングに応じて変化する電圧が２次巻線４ｂに誘起さ
れ、この誘起電圧は整流平滑回路６で整流平滑されて出
力電圧Ｖ_o（直流電圧）として出力端子１２ａ、１２ｂ
から出力される。検出部１１によって検出された出力電
圧Ｖ_oは、絶縁伝達部５を介して主制御部３にフィード
バックされる。一方、上記スイッチングに応じて変化す
る電圧が補助巻線４ｃに誘起され、この誘起電圧が上記
主制御部３に送られる。

【００１０】主制御部３では、出力電流Ｉ_oが大きいほ
どパルス幅が大きくなる出力パルスＶ_gが生成され、主
スイッチング素子２のゲートに送られる。この主スイッ
チング素子２は、上記出力パルスＶ_gに基づいてスイッ
チングされ、所望の出力電圧Ｖ_oが出力端子１２ａ、１
２ｂから出力される。

【００１１】ここで、上記構成を有するスイッチング電
源装置における負荷検出の動作について説明する。

【００１２】抵抗９の抵抗値、抵抗１０の抵抗値、及び
出力電流をそれぞれＲ９、Ｒ１０、及びＩ_oで表すと、
コンパレータ８の非反転入力端子８ｂには、出力電圧Ｖ
_oが抵抗９と抵抗１０によって分圧されたＶ_b＝Ｖ_o×
Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０）が入力される。コンパレータ
８の反転入力端子８ｃにはＶ_c＝Ｉ_o×Ｒ７が入力され
ている。コンパレータ８は、入力された電圧Ｖ_bとＶ_c
を比較し、Ｖ_b≧Ｖ_cのときにハイレベルの信号（「待
機」モードに対応する。）を出力端子８ａに出力する一
方、Ｖ_b＜Ｖ_cのときにローレベルの信号（「通常」モ
ードに対応する。）を出力端子８ａに出力する。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のスイッチング電源装置においては、負荷検出回路１
００をリモートコントロール機能を有する機器に用いた
場合、通常動作時の出力電流Ｉ_oが大きいと、それに伴
って抵抗７における損失が大きくなり、抵抗７を小さく
すると、コンパレータ８のオフセット電圧に限界がある
ので小さい負荷を検出できなくなる。

【００１４】加えて、動作モードを切り替える回路が１
次側にある場合、コンパレータ８の出力信号を絶縁伝達
部を介して伝達しなければならず、その分、部品点数が
増えコストアップを招来するという問題点を有してい
る。

【００１５】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、その目的は、低コスト化が可能であると共に、負
荷検出に伴う損失もなく軽負荷も検出できるスイッチン
グ電源装置を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明に係る発明のスイ
ッチング電源装置は、上記課題を解決するために、出力
電流に応じてパルス幅が変化する出力パルスを出力する
主制御部を備え、この出力パルスに基づいて変圧器の一
次巻線に流れる電流をスイッチングして二次巻線から所
定出力電圧を負荷に供給するスイッチング電源装置にお
いて、以下の措置を講じたことを特徴としている。

【００１７】即ち、上記スイッチング電源装置は、上記
出力パルスに応じて変化する電圧を検出する検出部と、
上記検出部によって検出された電圧に基づいて動作モー
ドを切り替えるための信号を出力する副制御部とを備え
ている。

【００１８】上記の発明によれば、変圧器の一次巻線に
流れる電流は、主制御部からの出力パルスに応じてスイ
ッチングされる。この出力パルスは出力電流に応じてパ
ルス幅が変化するので、上記スイッチングは出力電流に
応じたもの（負荷状態に応じたもの）となり、このスイ
ッチングに基づいて、変圧器の二次巻線から所定出力電
圧が負荷に対して供給される。

【００１９】ところで、従来のスイッチング電源装置に
おいては、その出力側に、動作モードを切り替えるため
の回路が設けられ、負荷に実際に流れている出力電流を
検出用抵抗で検出し、検出した出力電流の大きさをコン
パレータで比較し、この比較結果に基づいて、動作モー
ドを切り替えるための信号が生成されていた。したがっ
て、重負荷の場合検出用抵抗における損失が大きくなる
一方、検出用抵抗を小さくすると、出力電流の大きさを
比較するコンパレータ等のオフセット電圧に限界がある
ので小さい負荷（軽負荷）を検出できないという不具合
があった。

【００２０】これに対して、上記の発明によれば、負荷
に供給される出力電流は、検出部によって検出できる。
これは、出力パルスが出力電流に応じてパルス幅が変化
するので、検出部によって検出された電圧（出力パルス
に応じて変化する電圧）は負荷に供給される出力電流に
応じて変化するからである。このようにして検出された
電圧に基づいて、動作モード（例えば、通常モードや待
機モード等）を切り替えるための信号が副制御部によっ
て出力されるので、検出用抵抗等を用いた従来の上記構
成が不要となって低コスト化が可能であると共に、上記
検出用抵抗を用いることに起因する損失、及び軽負荷を
検出できないという上記従来の不具合を確実に解決でき
る。

【００２１】しかも、動作モードを切り替えるための回
路が上記従来のように１次巻線側（入力側）にある場
合、動作モードを切り替えるための信号を絶縁伝達部等
を介して２次巻線側（出力側）から１次巻線側（入力
側）へ伝達しなければならず、その分、部品点数が増え
コストアップを招来していたが、上記の発明によれば、
負荷に供給される出力電流は検出部によって主制御部の
出力パルスに基づいて検出できるので、上記のような絶
縁伝達部等を介した伝達が不要となり、構成の簡素化及
び低コスト化が可能となる。

【００２２】上記出力パルスは出力電流が大きいほどパ
ルス幅が大きくなるように変化し、上記検出部は、上記
出力パルスを積分する積分回路を備えていることが好ま
しい。この場合、出力電流が大きいほど出力パルスのパ
ルス幅が大きくなる一方、小さいほどパルス幅が小さく
なる。つまり、出力電流が大きいほど検出部の積分回路
の電圧は大きくなる一方、小さいほど電圧は小さくな
る。このように、積分回路を設けるという簡単な構成で
負荷の状態が正確に検出できる。

【００２３】上記積分回路は、コンデンサと抵抗とから
なるものでもよいし、インダクタとコンデンサとからな
るものでもよい。

【００２４】また、上記副制御部は、上記検出部によっ
て検出された電圧が基準電圧よりも大きいときにオンし
て動作モードを切り替えるための信号をローレベルにす
る一方、上記所定電圧以下のときにオフしてハイレベル
にするスイッチング手段を備えていることが好ましい。
この場合、簡単な構成で、上記基準電圧（ツェナー電
圧）を負荷毎に負荷状態に応じて変化することによっ
て、負荷に最適な動作モードを切り替えるための信号を
出力することが可能となる。

【００２５】上記スイッチング手段はトランジスタであ
り、上記トランジスタにバイアスを印加するバイアス印
加手段と、上記バイアス印加手段を制御し、上記二次巻
線から出力される出力電圧が所定以上になると、上記バ
イアスを上記トランジスタに印加させるバイアス制御手
段とを更に備えていることが好ましい。

【００２６】この場合、上記変圧器の二次巻線から出力
される出力電圧が所定以上になると、バイアス印加手段
は、バイアス制御手段によって制御され、バイアスをト
ランジスタに印加する。トランジスタにバイアスが印加
された状態で該トランジスタがオフしている場合、動作
モードを切り替えるための信号はハイレベルになる一
方、該トランジスタがオンしている場合、動作モードを
切り替えるための信号はローレベルになる。これに対し
て、上記変圧器の二次巻線から出力される出力電圧が所
定未満の電圧の場合、バイアス印加手段からバイアスが
トランジスタに印加されなくなるので、トランジスタは
オフしたままであり、動作モードを切り替えるための信
号はローレベルになる。

【００２７】上記の場合、例えば、ハイレベルを軽負荷
状態の待機モードに対応させると共に、ローレベルを重
負荷状態の通常モードに対応させると、スイッチング電
源装置が立ち上がりのときは、変圧器の二次巻線から出
力される出力電圧は上記所定未満の電圧であり、トラン
ジスタはオフしたままであるので、動作モードは通常モ
ードに設定されることになる。これにより、スイッチン
グ電源装置の立ち上げを高速且つスムーズに行うことが
可能となる。このことは、スイッチング電源装置の再起
動時も同様であり、高速且つスムーズに再起動が行われ
る。

【００２８】上記変圧器は、補助巻線を有し、上記バイ
アス印加手段は、上記補助巻線に接続された整流平滑回
路であり、上記バイアス制御手段は、定電圧ダイオード
であることが好ましい。この場合、整流平滑回路の出力
は、二次巻線から出力される出力電圧に比例して変化す
る。この整流平滑回路の出力が、出力電圧の上記所定以
上に対応する電圧（定電圧ダイオードの定電圧に対応す
る）に達すると、上記定電圧ダイオードが導通し、バイ
アスがトランジスタに印加される。このように、簡単な
構成で、スイッチング電源装置の立ち上げ、及び／又は
再起動を高速且つスムーズに行うことが可能となる。

【００２９】上記バイアス制御手段は、定電圧ダイオー
ドと光結合素子の入力側とが上記二次巻線間に直列に接
続されてなり、上記バイアス印加手段は、上記バイアス
を上記光結合素子の出力側を介して上記トランジスタに
印加する構成でもよい。

【００３０】この場合、定電圧ダイオードに該定電圧以
上の電圧が出力電圧として印加されると、この定電圧ダ
イオードは導通すると共に光結合素子の入力側も導通す
るので、光結合素子の出力側も導通し、バイアスがトラ
ンジスタに印加されることになる。このように、簡単な
構成で、スイッチング電源装置の立ち上げ、及び／又は
再起動を高速且つスムーズに行うことが可能となる。

【００３１】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図１
乃至図８に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
なお、図９に示した従来のスイッチング電源装置と同じ
機能を有する部材については同じ参照符号を付記し、詳
細な説明を省略する。

【００３２】本実施の形態に係るスイッチング電源装置
は、図１に示すように、図９に示した従来のスイッチン
グ電源装置と次の点において異なっている。すなわち、
図１に示すスイッチング電源装置は、図９において設け
られていた２次巻線４ｂの側の負荷検出回路１００が設
けられておらず、その代わりに、主制御部３の出力側に
検出部２１と副制御部２２とが設けられている点で異な
っている。

【００３３】上記主制御部３は、出力電流Ｉ_oが大きい
ほどパルス幅が大きくなる出力パルスＶ_gをＭＯＳＦＥ
Ｔ等で構成された主スイッチング素子２のスイッチング
制御用信号として出力するようになっている。上記検出
部２１は、負荷（負荷の状態）を検出するものであり、
主制御部３からの上記出力パルスＶ_gに基づいて負荷を
検出する。この検出部２１の出力は、上記出力パルスＶ
_gに応じて変化し、上記副制御部２２は負荷が小さいと
きにはハイレベル（「待機モード」に対応する。）の出
力信号Ｖ_sを出力端子２３に出力する一方、負荷が大き
いときにはローレベル（「通常モード」に対応する。）
の出力信号Ｖ_sを出力端子２３に出力する。

【００３４】ここで、図２を参照しながら、上記検出部
２１及び上記副制御部２２の構成例について説明する。
図２に示すスイッチング電源装置によれば、検出部２１
は主制御部３の出力（出力パルスＶ_g）を抵抗３１とコ
ンデンサ３０で積分するＣＲ積分回路と、このコンデン
サ３０の充電電圧を整流平滑するダイオード２９及びコ
ンデンサ２８とから構成されている。

【００３５】副制御部２２は、ツェナーダイオード２
７、抵抗２６がコンデンサ２８に直列に接続され、ツェ
ナーダイオード２７のアノード側にＮＰＮトランジスタ
２５（スイッチング手段）が設けられ、コンデンサ１５
の充電電圧が抵抗２４を介してＮＰＮトランジスタ２５
のコレクタに供給される（コレクタにバイアスが印加さ
れる）。このＮＰＮトランジスタ２５のコレクタが上記
出力端子２３として外部へ引き出されている。

【００３６】上記ツェナーダイオード２７は、負荷毎に
負荷状態に応じたものを選定すればよい。これにより、
負荷毎に負荷状態に応じて最適な動作モードを切り替え
るための出力信号Ｖ_sを出力することが可能となる。

【００３７】ここで、図３を参照しながら、上記検出部
２１及び副制御部２２の動作について説明する。

【００３８】図３（ａ）は主制御部３の出力パルスＶ_g
の波形図であり、図３（ｂ）はコンデンサ３０の充電電
圧Ｖ_c30の波形図であり、図３（ｃ）はコンデンサ２８
の充電電圧Ｖ_c28の波形図であり、図３（ｄ）はＮＰＮ
トランジスタ２５のベース電圧Ｖ_bの波形図であり、図
３（ｅ）は副制御部２２の出力信号Ｖ_sの波形図であ
る。

【００３９】主制御部３の出力パルスＶ_gは、その周波
数が固定であり、出力電流Ｉ_oが大きくなるのに伴っ
て、図３（ａ）に示すように、そのパルス幅が大きくな
り、これにより、スイッチング電源装置の出力電圧が所
定の電圧に保持される。出力パルスＶ_gは、抵抗３１お
よびコンデンサ３０によって積分され、図３（ｂ）に示
すように、抵抗３１とコンデンサ３０とで決まる時定数
に基づいてコンデンサ３０を充放電する。

【００４０】コンデンサ３０の充電電圧Ｖ_c30は、図３
（ｃ）に示すように、ダイオード２９及びコンデンサ２
８により整流平滑される。したがって、出力電流Ｉ_oが
大きくなるほどコンデンサ３０の充電期間が長くなり、
コンデンサ２８の充電電圧Ｖ _c28も大きくなる。

【００４１】出力電流Ｉ_oの増加に伴い、コンデンサ２
８の充電電圧Ｖ_c28が上昇してツェナーダイオード２７
のツェナー電圧Ｖ_ZD27に達すると、図３（ｄ）に示すよ
うに、ＮＰＮトランジスタ２５のベース電圧Ｖ_bがベー
ス−エミッタ間の電圧Ｖ_beに達し（ＮＰＮトランジスタ
２５のベース−エミッタ間に電流が流れ）、ＮＰＮトラ
ンジスタ２５はオンする。これにより、図３（ｅ）に示
すように、副制御部２２の出力信号Ｖ_sはハイレベルか
らローレベルに変化する。

【００４２】上述のように、副制御部２２は負荷が小さ
い（出力電流Ｉ_oが小さい）ときにハイレベル（「待機
モードに対応する。）の出力信号Ｖ_sを出力端子２３に
出力する一方、負荷が大きい（出力電流Ｉ_oが大きい）
ときにローレベル（「通常モードに対応する。）の出力
信号Ｖ_sを出力端子２３に出力する。

【００４３】ここで、図４及び図５を参照しながら、検
出部２１及び副制御部２２の他の構成例を示す。なお、
図２の部材と同じ機能を有する部材については同じ参照
符号を付記し、詳細な説明を省略する。

【００４４】図４に示すスイッチング電源装置によれ
ば、検出部２１は、主制御部３の出力パルスＶ_gが、ダ
イオード３４を介して、インダクタ３３及びコンデンサ
３２からなるＬＣ平滑積分回路に入力される構成を有し
ている。このＬＣ平滑積分回路と並列に且つカソードが
上記ダイオード３４のカソードと接続されるようにダイ
オード３５が設けられている。

【００４５】図５を参照しながら、上記検出部２１の動
作について説明する。図５（ａ）は主制御部３の出力パ
ルスＶ_gの波形図であり、図５（ｂ）はインダクタ３３
に流れる電流Ｉ_L33の波形図であり、図５（ｃ）はコン
デンサ３２の充電電圧Ｖ_c32の波形図であり、図５
（ｄ）はＮＰＮトランジスタ２５のベース電圧Ｖ_bの波
形図であり、図５（ｅ）は副制御部２２の出力信号Ｖ_s
の波形図である。

【００４６】主制御部３の出力パルスＶ_gのハイレベル
の期間ｔに、インダクタ３３には電流Ｉ_L33＝（Ｖ
_gpeak−Ｖ_c32）×ｔ／Ｌ_L33が流れる。また、出力パ
ルスＶ_gのローレベルの期間ｔにインダクタ３３には電
流Ｉ_L33＝Ｉ_L33peak−（Ｖ_c32／Ｌ_L33）×ｔが流れ
る。ここで、Ｖ_gpeakは出力パルスＶ_gのピーク値を表
し、Ｉ_L33peakは電流Ｉ_L33のピーク値を表し、Ｌ_L33
はインダクタンスを表すものとする。

【００４７】この電流Ｉ_L33はコンデンサ３２を充電す
る。すなわち、出力パルスＶ_gのハイレベルの期間にイ
ンダクタ３３に蓄えられたエネルギーが、出力パルスＶ
_gのローレベルの期間にコンデンサ３２に放出される。
したがって、出力電流Ｉ_oが大きくなるほどインダクタ
３３に蓄えられるエネルギーが大きくなり、コンデンサ
３２の充電電圧Ｖ_c32も大きくなる。

【００４８】出力電流Ｉ_oの増加に伴い、コンデンサ３
２の充電電圧Ｖ_c32が上昇してツェナーダイオード２７
のツェナー電圧Ｖ_ZD27に達すると（図５（ｃ）参照）、
ＮＰＮトランジスタ２５のベース電圧Ｖ_bがベース−エ
ミッタ間の電圧Ｖ_beに達し（ＮＰＮトランジスタ２５の
ベース−エミッタ間に電流が流れ）、ＮＰＮトランジス
タ２５はオンする（図５（ｄ）参照）。これにより、図
５（ｅ）に示すように、副制御部２２の出力信号Ｖ_sは
ハイレベルからローレベルに変化する。

【００４９】上述のように、副制御部２２は負荷が小さ
い（出力電流Ｉ_oが小さい）ときにハイレベル（「待機
モードに対応する。）の出力信号Ｖ_sを出力端子２３に
出力する一方、負荷が大きい（出力電流Ｉ_oが大きい）
ときにローレベル（「通常モードに対応する。）の出力
信号Ｖ_sを出力端子２３に出力する。

【００５０】ここで、図６及び図７を参照しながら、検
出部２１及び副制御部２２の更に他の構成例を示す。な
お、図２の部材と同じ機能を有する部材については同じ
参照符号を付記し、詳細な説明を省略する。

【００５１】図６に示すスイッチング電源装置は、図２
のものと比較すると、副制御部２２でＮＰＮトランジス
タ２５のコレクタへのバイアスが、コンデンサ１５から
供給される代わりに、スイッチング変圧器４の補助巻線
４ｃの誘起電圧をダイオード３８とコンデンサ３７で整
流平滑し、ツェナーダイオード３６と抵抗２４を介して
供給される点において異なっている。

【００５２】図７を参照しながら、上記検出部２１及び
上記副制御部２２の動作について説明する。図７（ａ）
はコンデンサ１５の充電電圧Ｖ_c15の波形図であり、図
７（ｂ）はコンデンサ３７の充電電圧Ｖ_c37の波形図で
あり、図７（ｃ）はツェナーダイオード３６のアノード
側電圧Ｖ_ZD36Aの波形図である。

【００５３】図６に示すように、直流電源１とコンデン
サ１５の間に起動抵抗１３が設けられており、先ず、図
７（ａ）に示すように、直流電源１は起動抵抗１３を介
してコンデンサ１５を充電する。これにより、時刻ｔ₁
に主制御部３が動作を開始し、その後はダイオード１４
を介して補助巻線４ｃから電力が供給され、図７（ｂ）
に示すようにコンデンサ３７の充電が開始される。ここ
までの期間、ツェナーダイオード３６は導通しておら
ず、ＮＰＮトランジスタ２５のコレクタがバイアスされ
ていないので、副制御部２２の出力信号Ｖ_sはローレベ
ル（ＮＰＮトランジスタ２５のコレクタ電圧はローレベ
ル）であり、この状態においてスイッチング電源装置は
「通常モード」にある。

【００５４】それから、コンデンサ３７の充電電圧Ｖ
_c37が上昇し、時刻ｔ₂でツェナーダイオード３６のツ
ェナー電圧Ｖ_ZD36に達すると、図７（ｃ）に示すよう
に、ツェナーダイオード３６のアノード側にアノード側
電圧Ｖ_ZD36Aが発生してＮＰＮトランジスタ２５のコレ
クタがバイアスされるので、副制御部２２はハイレベル
（「待機モード」に対応する。）の出力信号Ｖ_sを出力
する。

【００５５】すなわち、副制御部２２は主制御部３の動
作開始後、出力電圧Ｖ_oが所定の電圧に達するまで（コ
ンデンサ３７の充電電圧Ｖ_c37がツェナーダイオード３
６のツェナー電圧Ｖ_ZD36に達する（図７（ｂ）参照）ま
で）は、ローレベル（「通常モード」に対応する。）の
出力信号Ｖ_sを出力するので、スイッチング電源装置は
「通常モード」で高速且つスムーズに立ち上がることに
なる。このことは、スイッチング電源装置の再起動時
（例えば、待機状態からの再起動時等）にも同様であ
り、詳細な説明は省略するが、「通常モード」で高速且
つスムーズに再起動が行われる。

【００５６】このようにスイッチング電源装置が「通常
モード」で立ち上がって以降は、図２の場合と同様の動
作をするので、ここでは、詳細な説明を省略する。

【００５７】図６のスイッチング電源装置の場合でも、
副制御部２２は、出力電圧Ｖ_oが所定の電圧（上記ツェ
ナー電圧Ｖ_ZD36）に達するまで、負荷が小さいときにハ
イレベル（「待機モード」に対応する。）の出力信号Ｖ
_sを出力端子２３に出力する一方、負荷が大きいときに
ローレベル（「通常モード」に対応する。）の出力信号
Ｖ_sを出力端子２３に出力する。

【００５８】ここで、図８を参照しながら、検出部２１
及び副制御部２２の更に他の構成例を示す。なお、図２
の部材と同じ機能を有する部材については同じ参照符号
を付記し、詳細な説明を省略する。

【００５９】図８に示すスイッチング電源装置は、図２
のものと比較すると、抵抗２４とコンデンサ１５の間に
フォトカプラ３９の出力側（トランジスタ側）が接続さ
れ、出力端子１２ａと１２ｂの間に抵抗４０、ツェナー
ダイオード４１、フォトカプラ３９の入力側（ダイオー
ド側）が接続されている点で異なっている。

【００６０】図８に示すように、直流電源１とコンデン
サ１５の間に起動抵抗１３が設けられており、先ず、直
流電源１は起動抵抗１３を介してコンデンサ１５を充電
する。これにより、主制御部３が動作を開始し、その後
はダイオード１４を介して補助巻線４ｃから電力が供給
されるが、出力電圧Ｖ_oが低い間は、ツェナーダイオー
ド４１は導通しておらず、フォトカプラ３９はオフして
おり、ＮＰＮトランジスタ２５のコレクタがバイアスさ
れていないので（ＮＰＮトランジスタ２５はオフしてい
る。）、副制御部２２の出力信号Ｖ_sはローレベル（Ｎ
ＰＮトランジスタ２５のコレクタがローレベル）であ
る。この状態においてスイッチング電源装置は「通常モ
ード」にある。

【００６１】その後、出力電圧Ｖ_oが上昇し、ツェナー
ダイオード４１のツェナー電圧Ｖ_ZD ₄₁に達すると、フォ
トカプラ３９の入力側（ダイオード側）がオンするので
出力側（トランジスタ側）もオンし、上記ＮＰＮトラン
ジスタ２５のコレクタがバイアスされ、副制御部２２の
出力信号Ｖ_sはハイレベル（「待機モード」に対応す
る。）になる。すなわち、副制御部２２は、主制御部３
の動作開始後、出力電圧が所定の電圧に達するまではロ
ーレベル（「通常モード」に対応する。）の信号を出力
するので、スイッチング電源装置は「通常モード」で高
速且つスムーズに立ち上がる。

【００６２】図８のスイッチング電源装置の場合でも、
副制御部２２は、出力電圧Ｖ_oが所定の電圧（上記ツェ
ナー電圧Ｖ_ZD41）に達するまで、負荷が小さいときにハ
イレベル（「待機モード」に対応する。）の出力信号Ｖ
_sを出力端子２３に出力する一方、負荷が大きいときに
ローレベル（「通常モード」に対応する。）の出力信号
Ｖ_sを出力端子２３に出力する。

【００６３】以上のように、主制御部３の出力パルスＶ
_gのパルス幅の変動により負荷を検出することによっ
て、ローコストで低損失の負荷検出回路を備えたスイッ
チング電源装置を確実に提供できる。また、出力電圧Ｖ
_oを検出する検出部１１と、ＮＰＮトランジスタ２５と
を追加することによって、スイッチング電源装置の立ち
上がり時、および再起動時は「通常モード」に設定され
ることによって高速且つスムーズな立ち上げ、および高
速且つスムーズな再起動が可能なスイッチング電源装置
を提供することができる。

【００６４】以上のように、本発明に係るスイッチング
電源装置は、入力直流電圧を主スイッチング素子によっ
て高周波交流電圧に変換し、少なくとも一次巻線、二次
巻線、補助巻線を備えたスイッチング変圧器の一次巻線
に入力し、上記二次巻線から出力される高周波交流電圧
を整流平滑して負荷へ規定の出力直流電圧を供給する構
成であって、周波数固定にパルス電圧を発生させ、上記
直流出力電圧を安定させるべくそのパルス幅を制御して
出力し、主スイッチング素子のオン、オフ駆動を行う機
能を有する主制御部を備えたＰＷＭ方式のスイッチング
電源装置であって、上記主制御部に検出部と副制御部が
接続され、この副制御部は上記検出部の出力電圧によっ
てオン、オフする切替素子を有し、該副制御部は負荷が
小さいときは切替素子はオフする一方負荷が大きいとき
はオンするように制御する構成を有している。

【００６５】上記検出部は、抵抗とコンデンサからなる
ＣＲ積分回路、又はインダクタとコンデンサからなるＬ
Ｃ平滑積分回路で構成され、負荷が小さいほどコンデン
サに蓄えられる電圧が小さいことが好ましい。

【００６６】上記副制御部は、切替素子がＮＰＮトラン
ジスタであり、そのベースにツェナーダイオードのアノ
ード側が接続され、ツェナーダイオードのカソード側が
上記検出部に接続され、上記主制御部の電源電圧が抵抗
を介して上記ＮＰＮトランジスタのコレクタに接続さ
れ、上記検出部の電圧が所定の電圧以上になると上記Ｎ
ＰＮトランジスタがオンする構成が好ましい。

【００６７】上記ＮＰＮトランジスタのコレクタに出力
電圧検出部の出力によってオン又はオフする第２の切替
素子が接続され、上記直流出力電圧が所定の電圧以上に
なるまで、上記ＮＰＮトランジスタのコレクタにバイア
スが印加されない構成が好ましい。

【００６８】上記出力電圧検出部は、補助巻線に接続さ
れたダイオードとコンデンサからなる整流平滑回路で、
上記コンデンサと上記副制御部の上記ＮＰＮトランジス
タのコレクタ間にツェナーダイオードと抵抗が接続さ
れ、補助巻線の整流平滑電圧が所定の電圧以上になると
ツェナーダイオードが導通して上記バイアスが上記副制
御部の上記ＮＰＮトランジスタのコレクタに供給される
構成が好ましい。

【００６９】上記出力電圧検出部は、二次側出力端子間
に接続され、その出力が絶縁伝達部を介して上記主制御
部の電源電圧と上記ＮＰＮトランジスタの間に接続され
た上記第２の切替素子に伝達され、直流出力電圧が所定
の電圧以上になるまで、上記ＮＰＮトランジスタのコレ
クタにバイアスが印加されない構成が好ましい。

【００７０】上記検出部がツェナーダイオード、抵抗、
フォトカプラ（ダイオード側）の直列回路、上記第２の
切替素子が上記フォトカプラ（トランジスタ側）で構成
されている構成が好ましい。

【００７１】以上のように、主制御部の出力パルスのパ
ルス幅の変動により負荷を検出することによって、ロー
コストで低損失の負荷検出回路を備えたスイッチング電
源装置を確実に提供できる。また、出力検出部と第２の
切替素子を追加することによって、スイッチング電源の
立ち上がり時または再起動時に「通常モード」にする
と、スイッチング電源装置は高速且つスムーズな立ち上
がりまたは再起動が可能となる。

【００７２】

【発明の効果】本発明に係る発明のスイッチング電源装
置は、以上のように、出力電流に応じてパルス幅が変化
する出力パルスを出力する主制御部を備え、この出力パ
ルスに基づいて変圧器の一次巻線に流れる電流をスイッ
チングして二次巻線から所定出力電圧を負荷に供給する
スイッチング電源装置において、上記出力パルスに応じ
て変化する電圧を検出する検出部と、上記検出部によっ
て検出された電圧に基づいて動作モードを切り替えるた
めの信号を出力する副制御部とを備えていることを特徴
としている。

【００７３】上記の発明によれば、負荷に供給される出
力電流は、検出部によって検出できる。これは、出力パ
ルスが出力電流に応じてパルス幅が変化するので、検出
部によって検出された電圧（出力パルスに応じて変化す
る電圧）は負荷に供給される出力電流に応じて変化する
からである。このようにして検出された電圧に基づい
て、動作モード（例えば、通常モードや待機モード等）
を切り替えるための信号が副制御部によって出力される
ので、検出用抵抗等を用いた従来の上記構成が不要とな
って低コスト化が可能であると共に、上記検出用抵抗を
用いることに起因する損失、及び軽負荷を検出できない
という上記従来の不具合を確実に解決できる。

【００７４】しかも、動作モードを切り替えるための回
路が上記従来のように１次巻線側（入力側）にある場
合、動作モードを切り替えるための信号を絶縁伝達部等
を介して２次巻線側（出力側）から１次巻線側（入力
側）へ伝達しなければならず、その分、部品点数が増え
コストアップを招来していたが、上記の発明によれば、
負荷に供給される出力電流は検出部によって主制御部の
出力パルスに基づいて検出できるので、上記のような絶
縁伝達部等を介した伝達が不要となり、構成の簡素化及
び低コスト化が可能となるという効果を併せて奏する。

【００７５】上記出力パルスは出力電流が大きいほどパ
ルス幅が大きくなるように変化し、上記検出部は、上記
出力パルスを積分する積分回路を備えていることが好ま
しい。この場合、出力電流が大きいほど検出部の積分回
路の電圧は大きくなる一方、小さいほど電圧は小さくな
る。それゆえ、積分回路を設けるという簡単な構成で負
荷の状態が正確に検出できるという効果を併せて奏す
る。

【００７６】上記積分回路は、コンデンサと抵抗とから
なるものが好ましい。インダクタとコンデンサとからな
るものも好ましい。このように、上記積分回路は簡単に
構成できるという効果を併せて奏する。

【００７７】また、上記副制御部は、上記検出部によっ
て検出された電圧が基準電圧よりも大きいときにオンし
て動作モードを切り替えるための信号をローレベルにす
る一方、上記所定電圧以下のときにオフしてハイレベル
にするスイッチング手段を備えていることが好ましい。
この場合、簡単な構成で、上記基準電圧（ツェナー電
圧）を負荷毎に負荷状態に応じて変化することによっ
て、負荷に最適な動作モードを切り替えるための信号を
出力することが可能となるという効果を併せて奏する。

【００７８】上記スイッチング手段はトランジスタであ
り、上記トランジスタにバイアスを印加するバイアス印
加手段と、上記バイアス印加手段を制御し、上記二次巻
線から出力される出力電圧が所定以上になると、上記バ
イアスを上記トランジスタに印加させるバイアス制御手
段とを更に備えていることが好ましい。

【００７９】この場合、上記変圧器の二次巻線から出力
される出力電圧が所定以上になると、バイアス印加手段
は、バイアス制御手段によって制御され、バイアスをト
ランジスタに印加する。これに対して、上記変圧器の二
次巻線から出力される出力電圧が所定未満の電圧の場
合、バイアス印加手段からバイアスがトランジスタに印
加されなくなるので、トランジスタはオフしたままであ
り、動作モードを切り替えるための信号はローレベルに
なる。

【００８０】上記の場合、例えば、ハイレベルを軽負荷
状態の待機モードに対応させると共に、ローレベルを重
負荷状態の通常モードに対応させると、スイッチング電
源装置が立ち上がりのときは、変圧器の二次巻線から出
力される出力電圧は上記所定未満の電圧であり、トラン
ジスタはオフしたままであるので、動作モードは通常モ
ードに設定されることになる。それゆえ、スイッチング
電源装置の立ち上げを高速且つスムーズに行うことが可
能となるという効果を併せて奏する。このことは、スイ
ッチング電源装置の再起動時も同様であり、高速且つス
ムーズに再起動を行うことが可能となる。

【００８１】上記変圧器は、補助巻線を有し、上記バイ
アス印加手段は、上記補助巻線に接続された整流平滑回
路であり、上記バイアス制御手段は、定電圧ダイオード
であることが好ましい。この場合、整流平滑回路の出力
は、二次巻線から出力される出力電圧に比例して変化す
る。この整流平滑回路の出力が、出力電圧の上記所定以
上に対応する電圧に達すると、上記定電圧ダイオードが
導通し、バイアスがトランジスタに印加される。このよ
うに、簡単な構成で、スイッチング電源装置の立ち上
げ、及び／又は再起動を高速且つスムーズに行うことが
可能となるという効果を奏する。

【００８２】上記バイアス制御手段は、定電圧ダイオー
ドと光結合素子の入力側とが上記二次巻線間に直列に接
続されてなり、上記バイアス印加手段は、上記バイアス
を上記光結合素子の出力側を介して上記トランジスタに
印加する構成でもよい。

【００８３】この場合、定電圧ダイオードに該定電圧以
上の電圧が出力電圧として印加されると、この定電圧ダ
イオードは導通すると共に光結合素子の入力側も導通す
るので、光結合素子の出力側も導通し、バイアスがトラ
ンジスタに印加されることになる。このように、簡単な
構成で、スイッチング電源装置の立ち上げ、及び／又は
再起動を高速且つスムーズに行うことが可能となるとい
う効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチング電源装置の概略構成を示
す回路図である。

【図２】上記スイッチング電源装置の構成例を示す回路
図である。

【図３】（ａ）乃至（ｅ）は図２のスイッチング電源装
置の動作波形を示す波形図である。

【図４】図１のスイッチング電源装置の他の構成例を示
す回路図である。

【図５】（ａ）乃至（ｅ）は図４のスイッチング電源装
置の動作波形を示す波形図である。

【図６】図１のスイッチング電源装置の更に他の構成例
を示す回路図である。

【図７】（ａ）乃至（ｃ）は図６のスイッチング電源装
置の動作波形を示す波形図である。

【図８】図１のスイッチング電源装置の更に他の構成例
を示す回路図である。

【図９】従来のスイッチング電源装置の概略構成を示す
回路図である。

【符号の説明】

１直流電源２主スイッチング素子３主制御部４スイッチング変圧器（変圧器）６整流平滑回路２１検出部２２副制御部２５ＮＰＮトランジスタ（スイッチング手段）２７ツェナーダイオード（定電圧ダイオード）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】出力電流に応じてパルス幅が変化する出力
パルスを出力する主制御部を備え、この出力パルスに基
づいて変圧器の一次巻線に流れる電流をスイッチングし
て二次巻線から所定出力電圧を負荷に供給するスイッチ
ング電源装置において、上記出力パルスに応じて変化する電圧を検出する検出部
と、上記検出部によって検出された電圧に基づいて、動作モ
ードを切り替えるための信号を出力する副制御部とを備
えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】上記出力パルスは出力電流が大きいほどパ
ルス幅が大きくなるように変化し、上記検出部は、上記
出力パルスを積分する積分回路を備えていることを特徴
とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】上記積分回路は、コンデンサと抵抗とから
なることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電
源装置。
【請求項４】上記積分回路は、インダクタとコンデンサ
とからなることを特徴とする請求項２に記載のスイッチ
ング電源装置。
【請求項５】上記副制御部は、上記検出部によって検出
された電圧が基準電圧よりも大きいときにオンして動作
モードを切り替えるための信号をローレベルにする一
方、上記基準電圧以下のときにオフしてハイレベルにす
るスイッチング手段を備えたことを特徴とする請求項
１、２、３、又は４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】上記スイッチング手段はトランジスタであ
り、上記トランジスタにバイアスを印加するバイアス印加手
段と、上記バイアス印加手段を制御し、上記二次巻線から出力
される出力電圧が所定以上になると、上記バイアスを上
記トランジスタに印加させるバイアス制御手段とを更に
備えたことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング
電源装置。
【請求項７】上記変圧器は、補助巻線を有し、上記バイアス印加手段は、上記補助巻線に接続された整
流平滑回路であり、上記バイアス制御手段は、定電圧ダイオードであること
を特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】上記バイアス制御手段は、定電圧ダイオー
ドと光結合素子の入力側とが上記二次巻線間に直列に接
続されてなり、上記バイアス印加手段は、上記バイアスを上記光結合素
子の出力側を介して上記トランジスタに印加することを
特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。