JPS61240863A - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
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- JPS61240863A JPS61240863A JP60083361A JP8336185A JPS61240863A JP S61240863 A JPS61240863 A JP S61240863A JP 60083361 A JP60083361 A JP 60083361A JP 8336185 A JP8336185 A JP 8336185A JP S61240863 A JPS61240863 A JP S61240863A
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- Japan
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- current
- parallel
- capacitor
- series
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ｃ技術分野〕
この発明は、発振トランスと共振コンデンサの並列回路
と半導体スイッチ素子とを直列に接続し、半導体スイッ
チ素子をオン／オフ駆動して発振トランスの出力で負荷
を駆動するインバータ装置に関するものである。
と半導体スイッチ素子とを直列に接続し、半導体スイッ
チ素子をオン／オフ駆動して発振トランスの出力で負荷
を駆動するインバータ装置に関するものである。
第７図は、従来例の１石式の電圧共振型インバータ装置
の構成を示す回路図である。直流型′ｔＡＥに発振トラ
ンスＴの１次巻線Ｎ１と共振コンデンサＣの並列回路と
半導体スイッチ素子であるトランジスタＱとが直列に接
続されている。トランジスタＱには、ダンパ用ダイオー
ドＤが直流電源已に対して逆方向に接続されている。こ
の従来例では、負荷として発振トランスＴの２次巻線Ｎ
２に放電灯ＦＬとチタークコイルＬが接続されている。
の構成を示す回路図である。直流型′ｔＡＥに発振トラ
ンスＴの１次巻線Ｎ１と共振コンデンサＣの並列回路と
半導体スイッチ素子であるトランジスタＱとが直列に接
続されている。トランジスタＱには、ダンパ用ダイオー
ドＤが直流電源已に対して逆方向に接続されている。こ
の従来例では、負荷として発振トランスＴの２次巻線Ｎ
２に放電灯ＦＬとチタークコイルＬが接続されている。
トランジスタＱがオン／オフ駆動されることによって、
放電灯ＦＬが高周波点灯される。
放電灯ＦＬが高周波点灯される。
第８図は、この従来例の動作を説明するための波形図で
ある。第８図ｆａｔはトランジスタＱのベースに印加さ
れる電圧Ｖ、を示し、第８図色）はトランジスタＱのコ
レクタ電流■１およびダイオードＤに流れる電流ＩＤを
示し、第８ＦＩＩＪｆＣ１はトランジスタＱとコンデン
サＣの接続点ａにおける電圧ｖ２を示し、第８図＋ｄ＋
は接続点ａからコンデンサＣに流れる電流Ｔｃを示す。
ある。第８図ｆａｔはトランジスタＱのベースに印加さ
れる電圧Ｖ、を示し、第８図色）はトランジスタＱのコ
レクタ電流■１およびダイオードＤに流れる電流ＩＤを
示し、第８ＦＩＩＪｆＣ１はトランジスタＱとコンデン
サＣの接続点ａにおける電圧ｖ２を示し、第８図＋ｄ＋
は接続点ａからコンデンサＣに流れる電流Ｔｃを示す。
時刻１（、で電圧Ｖ１がハイレベルとなり、トランジス
タＱがオンになると、発振トランスＴの１次巻線Ｎ１に
電源電圧が印加され、トランジスタＱのコレクタ電流■
１が直線的に増加する０時刻１、では電圧Ｖ！がローレ
ベルとなりトランジスタ９がオフになるが、発振トラン
スＴの１次巻線Ｎ１に電流が流れ続けるため、コン≠ン
サＣが充電され電流１ｃが流れる０時刻ｔ２でコンデン
サＣの充電が終了し、電圧ｖ２が最大となると、ここか
らは第８１１７ｄ）に示すように先程とは逆方向に電流
１ｃが流れる０時刻ｔ３になると電圧ｖ２が負になろう
とするため、ダンパ用ダイオードＤがオンじ、第８図色
）に示すように電流１０が流れる。
タＱがオンになると、発振トランスＴの１次巻線Ｎ１に
電源電圧が印加され、トランジスタＱのコレクタ電流■
１が直線的に増加する０時刻１、では電圧Ｖ！がローレ
ベルとなりトランジスタ９がオフになるが、発振トラン
スＴの１次巻線Ｎ１に電流が流れ続けるため、コン≠ン
サＣが充電され電流１ｃが流れる０時刻ｔ２でコンデン
サＣの充電が終了し、電圧ｖ２が最大となると、ここか
らは第８１１７ｄ）に示すように先程とは逆方向に電流
１ｃが流れる０時刻ｔ３になると電圧ｖ２が負になろう
とするため、ダンパ用ダイオードＤがオンじ、第８図色
）に示すように電流１０が流れる。
時刻ｔ４で再びトランジスタＱがオンとなり、同様の動
作が繰り返され、放電灯ＦＬに高波電力が供給される。
作が繰り返され、放電灯ＦＬに高波電力が供給される。
この従来例で負荷に供給する電力を減少す茗ためには、
トランジスタＱのベースに印加する駆動パルスのデユー
ティ比を小さくすることが考えられる。つまり第９図Ｔ
ａｌに示すように１周期におけるオン期間を短くする。
トランジスタＱのベースに印加する駆動パルスのデユー
ティ比を小さくすることが考えられる。つまり第９図Ｔ
ａｌに示すように１周期におけるオン期間を短くする。
デユーティ比を小さくすると、第９図（Ｃ１に示すよう
に、トランジスタＱのオフ期間である時刻ｔａにおいて
、発振トランスＴの１次巻！＊Ｎ＋と共振コンデンサＣ
による共振で電圧ｖ２が上昇し始める６時刻ｔ４におい
て、電圧ｖ２が上昇した状態でトランジスタＱがオンと
なると、第９図ｆｄ）に示すようにコンデンサＣを電源
電圧まで急速に充電しようとする電流１ｃが流れる。そ
うすると第９図中）に示すようにトランジスタＱに突入
電流ｉが流れ込む。
に、トランジスタＱのオフ期間である時刻ｔａにおいて
、発振トランスＴの１次巻！＊Ｎ＋と共振コンデンサＣ
による共振で電圧ｖ２が上昇し始める６時刻ｔ４におい
て、電圧ｖ２が上昇した状態でトランジスタＱがオンと
なると、第９図ｆｄ）に示すようにコンデンサＣを電源
電圧まで急速に充電しようとする電流１ｃが流れる。そ
うすると第９図中）に示すようにトランジスタＱに突入
電流ｉが流れ込む。
このように、負荷に供給する電力を調整するためにトラ
ンジスタＱのベースに印加する駆動パルスのデユーティ
比を変化させるとトランジスタＱへの突入電流が発生し
、トランジスタＱの破壊などを招いたり、出力効率が低
下したりする。そこで従来では、デユーティ比の変化に
共なってトランジスタＱの駆動周波数を変化し、突入電
流が発生しないように対処している。しかし、その駆動
周波数が変化すると、他の装置に悪影響を与えることに
なる。たとえば、ラジオ受信機の受信妨害を引き起した
り、赤外線による遠隔操作に妨害を招く原因となる。
ンジスタＱのベースに印加する駆動パルスのデユーティ
比を変化させるとトランジスタＱへの突入電流が発生し
、トランジスタＱの破壊などを招いたり、出力効率が低
下したりする。そこで従来では、デユーティ比の変化に
共なってトランジスタＱの駆動周波数を変化し、突入電
流が発生しないように対処している。しかし、その駆動
周波数が変化すると、他の装置に悪影響を与えることに
なる。たとえば、ラジオ受信機の受信妨害を引き起した
り、赤外線による遠隔操作に妨害を招く原因となる。
この発明の目的は、上述の問題を解決し、突入電流によ
る半導体トランジスタの破壊および出力効率の低下のな
いインバータ装置を提供することである。
る半導体トランジスタの破壊および出力効率の低下のな
いインバータ装置を提供することである。
この発明のインバータ装置は、直流電源に発振トランス
と共振コンデンサの並列回路と半導体スイッチ素子とを
直列に接続し、前記半導体スイッチ素子をオン／オフ駆
動して前記発振トランスの出力と負荷を駆動するインバ
ータ装置において、インピーダンス素子と前記直流電源
に対し逆方向接続されたダイオードの直列回路と、この
直列回路に並列に接続されたインダクタンス素子とで構
成し、前記コンデンサと半導体スイッチ素子とに直列に
接続され、前記半導体スイッチ素子への突入電流を限流
する突入電流限流手段を備えたことを特徴とするもので
ある。
と共振コンデンサの並列回路と半導体スイッチ素子とを
直列に接続し、前記半導体スイッチ素子をオン／オフ駆
動して前記発振トランスの出力と負荷を駆動するインバ
ータ装置において、インピーダンス素子と前記直流電源
に対し逆方向接続されたダイオードの直列回路と、この
直列回路に並列に接続されたインダクタンス素子とで構
成し、前記コンデンサと半導体スイッチ素子とに直列に
接続され、前記半導体スイッチ素子への突入電流を限流
する突入電流限流手段を備えたことを特徴とするもので
ある。
この発明の構成によれば、つぎの作用がある。
半導体トランジスタをオン／オフ駆動するための駆動パ
ルスのデユーティ比を変化し、半導体スイッチ素子への
突入電流が発生すると、その電流が前記インダクタンス
素子と前記インピーダンス素子とダイオードの閉回路に
流れ、前記インダクタンス素子限流されるとともに前記
インピーダンス素子でそのエネルギが消費される。した
がって半導体スイッチ素子への突入電流が減少し、半導
体スイッチ素子が破壊されることがなくなるとともに、
出力効率の低下を少な（することができる。
ルスのデユーティ比を変化し、半導体スイッチ素子への
突入電流が発生すると、その電流が前記インダクタンス
素子と前記インピーダンス素子とダイオードの閉回路に
流れ、前記インダクタンス素子限流されるとともに前記
インピーダンス素子でそのエネルギが消費される。した
がって半導体スイッチ素子への突入電流が減少し、半導
体スイッチ素子が破壊されることがなくなるとともに、
出力効率の低下を少な（することができる。
また負荷が放電灯である場合、前記インピーダンス素子
をトランスにすることによって、そのフィラントに予熱
電力を供給することができる。さらに突入電流限流手段
に関連してサージ吸収用コンデンサを備えた場合、半導
体スイッチ素子に生じるサージ電圧が吸引されるので、
それに起因する出力効率の低下を防ぐことができる。
をトランスにすることによって、そのフィラントに予熱
電力を供給することができる。さらに突入電流限流手段
に関連してサージ吸収用コンデンサを備えた場合、半導
体スイッチ素子に生じるサージ電圧が吸引されるので、
それに起因する出力効率の低下を防ぐことができる。
実施例
第１図は、この発明の一実施例の構成を示す回路図であ
る。この実施は、従来例と同様の電圧共振型インバータ
装置であって、直流型ＲＥに発振トランスＴ１の１次巻
線Ｎ１と共振コンデンサＣ１の並列回路と半導体スイッ
チ素子であるトランジスタＱ、とが直列に接続されてい
る。この実施例では、この発明の特徴である突入電流限
魔手＠ｔＡが共振コンデンサＣ１とトランジスタＱ１と
の間に接続されている。突入電流限流手段Ａは、インピ
ーダンス素子であるトランスＴ２．Ｔ３と直流電源已に
対して逆方向に接続されたダイオードＤ１の直列回路と
、この直列回路に並列に接続されたインダクタンス素子
であるチョークコイルＬ１から成る。ダンパ用ダイオー
ドＤ２は、突入電流限流手段ＡとトランジスタＱ１の直
列回路と並列に接続されている。トランジスタＱ１は、
直流電源已に抵抗Ｒを介して接続された駆動回路Ｂから
ベースに与えられる駆動パルスによってオン／オフ駆動
される。トランジスタＱ１がオン／オフ駆動されること
によって発振トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に高周波電力
が発生し、その出力が負荷である放電灯ＦＬとチョーク
コイルＬ２に与えられる。
る。この実施は、従来例と同様の電圧共振型インバータ
装置であって、直流型ＲＥに発振トランスＴ１の１次巻
線Ｎ１と共振コンデンサＣ１の並列回路と半導体スイッ
チ素子であるトランジスタＱ、とが直列に接続されてい
る。この実施例では、この発明の特徴である突入電流限
魔手＠ｔＡが共振コンデンサＣ１とトランジスタＱ１と
の間に接続されている。突入電流限流手段Ａは、インピ
ーダンス素子であるトランスＴ２．Ｔ３と直流電源已に
対して逆方向に接続されたダイオードＤ１の直列回路と
、この直列回路に並列に接続されたインダクタンス素子
であるチョークコイルＬ１から成る。ダンパ用ダイオー
ドＤ２は、突入電流限流手段ＡとトランジスタＱ１の直
列回路と並列に接続されている。トランジスタＱ１は、
直流電源已に抵抗Ｒを介して接続された駆動回路Ｂから
ベースに与えられる駆動パルスによってオン／オフ駆動
される。トランジスタＱ１がオン／オフ駆動されること
によって発振トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に高周波電力
が発生し、その出力が負荷である放電灯ＦＬとチョーク
コイルＬ２に与えられる。
この実施例では、上述した突入電流限流手段Ａに含まれ
るトランスＴ２．Ｔ３の出力が放電灯ＦＬのフィラメン
トＦ１．Ｆ２に与えられるように構成されている。
るトランスＴ２．Ｔ３の出力が放電灯ＦＬのフィラメン
トＦ１．Ｆ２に与えられるように構成されている。
次に第２図の波形図を参照してこの実施例の動作を詳細
に清明する。第２図（ＩＩ）は駆動回路Ｂから出力され
る駆動パルスに電圧■１を示し、第２図（ｂｌはトラン
ジスタＱ１のコレクタ電流１．およびダンパ用ダイオー
ドＤ１に流れる電ｆＲ，Ｉ ｏを示し、第２図（Ｃ１は
トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧■２を
示し、第２図＋ｄｌはコンデンサＣ１と突入電流限流手
段Ａとの接続点すからコンデンサＣ，に流れる電流１ｃ
を示す、さらに第２図（ｅｌは突入電流限流手段Ａのチ
ョークコイルＬ１に流れる電流Ｉ２を示し、第２図ｆｆ
）は突入電流限流手段ＡのトランスＴ２．Ｔ３の出力電
流Ｉ３を示す。
に清明する。第２図（ＩＩ）は駆動回路Ｂから出力され
る駆動パルスに電圧■１を示し、第２図（ｂｌはトラン
ジスタＱ１のコレクタ電流１．およびダンパ用ダイオー
ドＤ１に流れる電ｆＲ，Ｉ ｏを示し、第２図（Ｃ１は
トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間の電圧■２を
示し、第２図＋ｄｌはコンデンサＣ１と突入電流限流手
段Ａとの接続点すからコンデンサＣ，に流れる電流１ｃ
を示す、さらに第２図（ｅｌは突入電流限流手段Ａのチ
ョークコイルＬ１に流れる電流Ｉ２を示し、第２図ｆｆ
）は突入電流限流手段ＡのトランスＴ２．Ｔ３の出力電
流Ｉ３を示す。
第２図の時刻ｔｏでトランジスタＱ、がオンになると、
発振トランスＴ１の１次Ｓ線Ｎｌ、チョークコイルＬ２
、トランジスタＱ１の経路で電流が流れ、トランジスタ
Ｑ１のコレクタ電流■１が直接的に増加していく。時刻
ｔ１でトランジスタＱ、がオフになるが、１次巻線Ｎ、
で電流が流れ続けようとするため、共振コンデンサＣ，
へ電流Ｉｃが流れ、共振コンデンサＣ，が充電される。
発振トランスＴ１の１次Ｓ線Ｎｌ、チョークコイルＬ２
、トランジスタＱ１の経路で電流が流れ、トランジスタ
Ｑ１のコレクタ電流■１が直接的に増加していく。時刻
ｔ１でトランジスタＱ、がオフになるが、１次巻線Ｎ、
で電流が流れ続けようとするため、共振コンデンサＣ，
へ電流Ｉｃが流れ、共振コンデンサＣ，が充電される。
またチョークコイルＬ１でも同様に電流Ｉ２が流れ続け
ようとするため、トランス’ｒ２．”ｒ３に電流が流れ
、その出力として放電灯ＰＬのフィラメン）Ｆｌ、Ｆ２
に電流■３が供給される０時刻ｔ３では、電圧ｖ２が負
になろうとするのでダンパ用ダイオードＤ２がオンし、
電流ｔｏが流れる９時刻ｔ４になると、再びトランジス
タＱ、がオンとなり、同様の動作が繰り返され、放電灯
ＦＬが高周波点灯される。
ようとするため、トランス’ｒ２．”ｒ３に電流が流れ
、その出力として放電灯ＰＬのフィラメン）Ｆｌ、Ｆ２
に電流■３が供給される０時刻ｔ３では、電圧ｖ２が負
になろうとするのでダンパ用ダイオードＤ２がオンし、
電流ｔｏが流れる９時刻ｔ４になると、再びトランジス
タＱ、がオンとなり、同様の動作が繰り返され、放電灯
ＦＬが高周波点灯される。
次に従来例と同様に負荷に供給する電力を低下した場合
の動作について、第３図を参照して説明する。この場合
第３図（ｊ）に示すようにトランジスタＱ、に印加され
る駆動パルスのデユーティ比が第２図の場合により小さ
くなっている０時刻１゜においてトランジスタＱｌがオ
フなり、電圧ｖ２が上昇し、共振コンデンサＣ１が充電
され、その充電によって時刻ｔ２で電圧■２が最高とな
り、そのｌ＆ｄ少しで時刻ｔ３で零となる。そして時刻
ｔａになると１次巻線Ｎ、と共振コンデンサＣ１の共振
作用によって再び電圧ｖ２が上昇し始める。
の動作について、第３図を参照して説明する。この場合
第３図（ｊ）に示すようにトランジスタＱ、に印加され
る駆動パルスのデユーティ比が第２図の場合により小さ
くなっている０時刻１゜においてトランジスタＱｌがオ
フなり、電圧ｖ２が上昇し、共振コンデンサＣ１が充電
され、その充電によって時刻ｔ２で電圧■２が最高とな
り、そのｌ＆ｄ少しで時刻ｔ３で零となる。そして時刻
ｔａになると１次巻線Ｎ、と共振コンデンサＣ１の共振
作用によって再び電圧ｖ２が上昇し始める。
電圧Ｖ２が上昇している状態で時刻ｔ４においてトラン
ジスタＱ１がオンとなると、共振コンデンサＣ１の電圧
が接続点す側を基準にして電源電圧より低くなるため、
共振コンデンサＣは急速に充電されようとする。そのた
めチョークコイルＬ１に流れる電流が急速に増加する。
ジスタＱ１がオンとなると、共振コンデンサＣ１の電圧
が接続点す側を基準にして電源電圧より低くなるため、
共振コンデンサＣは急速に充電されようとする。そのた
めチョークコイルＬ１に流れる電流が急速に増加する。
しかし、このチョークコイルの限流作用によってトラン
ジスタＱ１に流れるコレクタ電流■１は、限流され急激
に増加しなくなる。またチョークコイルＬ１の流れる電
流■２がトランスＴ２．Ｔ３に供給され、電流Ｉ３が出
力されるので、トランジスタＱ１への突入電流は従来例
の場合より減少される０時刻ｔ５では共振コンデンサＣ
１の両端電圧が安定し、電流Ｉｃは零となる。以後同様
の動作が繰り返される。
ジスタＱ１に流れるコレクタ電流■１は、限流され急激
に増加しなくなる。またチョークコイルＬ１の流れる電
流■２がトランスＴ２．Ｔ３に供給され、電流Ｉ３が出
力されるので、トランジスタＱ１への突入電流は従来例
の場合より減少される０時刻ｔ５では共振コンデンサＣ
１の両端電圧が安定し、電流Ｉｃは零となる。以後同様
の動作が繰り返される。
このようにして、この実施例では、トランジスタＱの駆
動周波数を一定とし、そのデユーティ比を小さくして、
放電灯ＦＬに供給する電力を低下しても、トランジスタ
Ｑには、破壊する程の突入電流が流れ込むことがない、
またこの突入電流を利用して放電灯ＦＬのフィラメント
Ｆｌ、Ｆ２に電流■３が供給されるため、出力効率の低
下を防ぐことができる。
動周波数を一定とし、そのデユーティ比を小さくして、
放電灯ＦＬに供給する電力を低下しても、トランジスタ
Ｑには、破壊する程の突入電流が流れ込むことがない、
またこの突入電流を利用して放電灯ＦＬのフィラメント
Ｆｌ、Ｆ２に電流■３が供給されるため、出力効率の低
下を防ぐことができる。
上述の実施例では、突入電流限流手段Ａが共振コンデン
サＣ，とトランジスタとの間に接続されていたが、この
発明では第４図に示すように直流電源Ｅ１共振コンデン
サＣ，およびトランジスタＱ１の閉回路内における接続
位置Ｉ〜■のいずれであってもよい。
サＣ，とトランジスタとの間に接続されていたが、この
発明では第４図に示すように直流電源Ｅ１共振コンデン
サＣ，およびトランジスタＱ１の閉回路内における接続
位置Ｉ〜■のいずれであってもよい。
第５図（ａｌは、トランジスタＱ、がオフになって、チ
ョークコイルＬ１からトランスＴ２．Ｔ３に電流が流れ
込むときにトランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間電
圧が激しく変動することを示している。このサージによ
て出力効率が低下するので、この発明では他の実施例と
して第６図に示すようにサージ吸収用コンデンサＣ２を
備える。このサージ吸収用コンデンサＣ２はチョークコ
イルＬ１と並列に接続するか、トランスＴ２．Ｔ３に並
列に接続するか、またトランジスタＱ、に並列に接続す
ればよい、このサージ吸収用コンデンサＣ２を備えるこ
とによって第５図中）に示すようにサージが吸収され電
圧ｖ２はなめらかに上昇するようになる。
ョークコイルＬ１からトランスＴ２．Ｔ３に電流が流れ
込むときにトランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間電
圧が激しく変動することを示している。このサージによ
て出力効率が低下するので、この発明では他の実施例と
して第６図に示すようにサージ吸収用コンデンサＣ２を
備える。このサージ吸収用コンデンサＣ２はチョークコ
イルＬ１と並列に接続するか、トランスＴ２．Ｔ３に並
列に接続するか、またトランジスタＱ、に並列に接続す
ればよい、このサージ吸収用コンデンサＣ２を備えるこ
とによって第５図中）に示すようにサージが吸収され電
圧ｖ２はなめらかに上昇するようになる。
上述の実施例ではこの発明を一方式の電圧共振型インバ
ータ装置に適用する場合について述べたが、２石式やフ
ルブリッジ構成でも、発振トランスと共振コンデンサの
並列回路を有するものであれば、この発明を通用するこ
とができる。
ータ装置に適用する場合について述べたが、２石式やフ
ルブリッジ構成でも、発振トランスと共振コンデンサの
並列回路を有するものであれば、この発明を通用するこ
とができる。
この発明のインバータ装置によれば、つぎの効果かある
。半導体スイッチ素子への突入電流が発生すると、その
電流が突入電流限流手段に流れ、チョークコイルで限流
されるとともにインピーダンス素子そのエネルギが消費
される。したがってその突入電流によって半導体スイッ
チ素子が破壊されなくなるとともに出力効率の低下が防
止される。
。半導体スイッチ素子への突入電流が発生すると、その
電流が突入電流限流手段に流れ、チョークコイルで限流
されるとともにインピーダンス素子そのエネルギが消費
される。したがってその突入電流によって半導体スイッ
チ素子が破壊されなくなるとともに出力効率の低下が防
止される。
第１ＦｇＪはこの発明の一実施例の構成を示す回路図、
第２図および第３図はその動作を説明するための波形図
、第４図はこの発明の他の実施例として突入電流限流手
段の接続位置を示す図、第５図はトランジスタのコレク
タ・エミッタ間の電圧に生じるサージを示す図、第６図
はこの発明の他の実施例としてサージ吸収用コンデンサ
を備えた回路図、第７図は従来例の構成を示す回路図、
第８図および第９図は従来例の動作を説明するための波
形図である。 Ａ・・・突入電流限流手段、Ｃ１・・・共振コンデンサ
、Ｃ２・・・サージ吸収用コンデンサ、Ｄｌ・・・ダイ
オード、Ｅ・・・直流電源、ＦＬ・・・放電灯、Ｌｌ・
・・チョークコイル（インダクタンス素子）、Ｑｌ・・
・トランジスタ、Ｔｌ・・・発振トランス、Ｔ２．Ｔ３
・・・トランス（インピーダンス素子） Ｏ へ ＣＪ ｆＮ の＞
５ ＞ −ｍ −へ へ
へ へ ＾ ＾弓 ｐ （
１） フ Φ −″ ′７
９ ν ν第５図 第８図
第２図および第３図はその動作を説明するための波形図
、第４図はこの発明の他の実施例として突入電流限流手
段の接続位置を示す図、第５図はトランジスタのコレク
タ・エミッタ間の電圧に生じるサージを示す図、第６図
はこの発明の他の実施例としてサージ吸収用コンデンサ
を備えた回路図、第７図は従来例の構成を示す回路図、
第８図および第９図は従来例の動作を説明するための波
形図である。 Ａ・・・突入電流限流手段、Ｃ１・・・共振コンデンサ
、Ｃ２・・・サージ吸収用コンデンサ、Ｄｌ・・・ダイ
オード、Ｅ・・・直流電源、ＦＬ・・・放電灯、Ｌｌ・
・・チョークコイル（インダクタンス素子）、Ｑｌ・・
・トランジスタ、Ｔｌ・・・発振トランス、Ｔ２．Ｔ３
・・・トランス（インピーダンス素子） Ｏ へ ＣＪ ｆＮ の＞
５ ＞ −ｍ −へ へ
へ へ ＾ ＾弓 ｐ （
１） フ Φ −″ ′７
９ ν ν第５図 第８図
Claims (4)
- （１）直流電源に発振トランスと共振コンデンサの並列
回路と半導体スイッチ素子とを直列に接続し、前記半導
体スイッチ素子をオン／オフ駆動して前記発振トランス
の出力で負荷を駆動するインバータ装置において、イン
ピーダンス素子と前記直流電源に対して逆方向接続され
たダイオードの直列回路と、この直列回路に並列に接続
されたインダクタンス素子とで構成し、前記共振コンデ
ンサと半導体スイッチ素子とに直列に接続され、前記半
導体スイッチ素子への突入電流を限流する突入電流限流
手段を備えたことを特徴とするインバータ装置。 - （２）前記負荷がフィラメント付放電灯であって、前記
インピーダンス素子をトランスとし、このトランスの出
力で前記フィラントを予熱することを特徴とする特許請
求の範囲第（１）項記載のインバータ装置。 - （３）前記インダクタンス素子と並列にサージ吸収用コ
ンデンサを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第（
１）項または第（２）項記載のインバータ装置。 - （４）前記サージ吸収用コンデンサを前記半導体スイッ
チに並列に接続したことを特徴とする特許請求の範囲第
（１）項または第（２）項記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60083361A JPS61240863A (ja) | 1985-04-17 | 1985-04-17 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60083361A JPS61240863A (ja) | 1985-04-17 | 1985-04-17 | インバ−タ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61240863A true JPS61240863A (ja) | 1986-10-27 |
Family
ID=13800287
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60083361A Pending JPS61240863A (ja) | 1985-04-17 | 1985-04-17 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61240863A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02184273A (ja) * | 1989-01-10 | 1990-07-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波加熱装置 |
-
1985
- 1985-04-17 JP JP60083361A patent/JPS61240863A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02184273A (ja) * | 1989-01-10 | 1990-07-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波加熱装置 |
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