JPS631591Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、トランスのコアの磁束あるいは透磁
率を変化させて定電圧出力を得るような磁束制御
形の電源装置に関し、特に、定電圧制御のための
制御回路部の構成を簡略化してモジユール化ある
いはIC化を可能としたものである。

本考案の先行技術となる磁束制御形の電源装置
は、本件出願人が既に提案したように、たとえば
第１図のように構成されており、制御回路部５０
は、負荷２０に供給される直流出力の一部を検出
して、基準値と比較した誤差出力をトランス１０
の制御コイルNcに送り、トランス１０の磁束や
透磁率を変化させている。すなわち、上記直流出
力の高周波リツプル成分を、コイル６１とコンデ
ンサ６２とから成るLC回路でバイパスし、制御
回路部５０のトランジスタ５１のベースに送る。
このトランジスタ５１のエミツタには基準電圧出
力用のツエナダイオード５２が接続されており、
この基準電圧とベース入力電圧とを比較して、コ
レクタ出力をトランジスタ５３で極性反転増幅し
て出力トランジスタ５５のベースに送つている。
この出力トランジスタ５５はＡ級増幅動作し、そ
のコレクタ出力は、トランス１０の制御コイル
Ncに送られている。

ここで、電源装置全体の構成を簡単に説明する
と、交流電源１からの交流出力を、全波整流器３
および平滑コンデンサ４で整流平滑し、この整流
平滑出力を、トランス１０の１次コイルN₁、チ
ヨークコイル１５、およびスイツチングトランジ
スタ５の直列回路に供給している。トランジスタ
５のコレクタ−エミツタ間には、ダイオード６と
コンデンサ７とがそれぞれ並列接続されている。
このトランジスタ５のベースには、発振器８から
駆動回路９を介したチヨツパ動作用のパルス信号
が供給されている。トランス１０の２次コイル
N₂からの出力は、ダイオード１６，１７と平滑
コンデンサ１８とで整流平滑されて、たとえば
115V程度の直流出力が負荷２０に供給される。
さらに、２次コイルN₂の途中の端子等から、ダ
イオード２５とコンデンサ２６との整流平滑回路
を介して、たとえば12V程度の直流出力が取り出
されており、この直流出力は、制御回路部５０の
各トランジスタ５１，５３，５５、およびトラン
ス１０の制御コイルNcに供給されている。

トランス１０の１次コイルN₁と２次コイルN₂
とは交流的なトランス結合がなされており、制御
コイルNcは、これらのコイルN₁，N₂の磁束に対
して、直交するような磁束を発生することによ
り、コア内の磁束あるいは透磁率を制御してい
る。

このような先行技術としての磁束制御形の電源
装置において、１次コイルN₁の両端に表われる
電圧V₁は第２図Ａであり、このとき出力トラン
ジスタ５５のコレクタ・エミツタ間電圧V_CEは第
２図Ｂのようになる。また、制御コイルNcを介
し出力トランジスタ５５のコレクタに流れる電流
Icは第２図Ｃに示すようになり、このときの出力
トランジスタ５５のコレクタ損失Pcは第２図Ｄ
のようになる。

ここで、出力トランジスタ５５はＡ級増幅器を
構成するため、制御回路部５０の構成が複雑化
し、また出力トランジスタ５５としては、損失定
格がたとえば750ｍＷ程度のミニパワーモールド
トランジスタが必要となる。したがつて、制御回
路部５０の電力損失が増大し、また、モジユール
化やIC化を図るのが困難となる。

本考案は、このような先行技術をさらに改良す
べくなされたものであり、特に、トランス巻線で
あるコイルN₁，N₂からの漏洩磁束による制御コ
イルNcへの誘起電圧の影響を軽減することによ
り、制御回路部の出力トランジスタの電力損失を
低減し、制御回路部の構成を簡略化してモジユー
ル化やIC化を容易とするような磁束制御形の電
源装置を提供することを目的とする。

次に、本考案に係る好ましい実施例について、
図面を参照しながら説明する。

第３図は本考案の一実施例を示し、たとえば商
用交流電源１からの100Vの交流は、スイツチ２
を介してダイオードブリツジ形の全波整流器３に
送られて整流され、平滑コンデンサ４で平滑され
て、トランス１０の１次コイルN₁に供給される。
この１次コイルN₁と直列に、チヨークコイル１
５およびチヨツパ動作用のスイツチングトランジ
スタ５が接続され、このトランジスタ５と並列に
ダイオード６およびコンデンサ７が接続されてい
る。トランジスタ５のベースには、発振器８から
駆動回路９を介して得られたチヨツパ動作のため
のパルスが供給されている。

次に、トランス１０は、１次コイルN₁と２次
コイルN₂とがトランス供給されており、これら
のコイルN₁，N₂に対して磁束が直交するような
制御コイルNcが設けられている。これは、たと
えば第４図のような構造とすればよい。すなわ
ち、この第４図において、トランス１０の一対の
磁気コア１１，１２は、たとえば正方形あるいは
長方形の板状のコア基部１０Ｅと、その四隅から
直交する方向に延長され、かつ、互いに等しい断
面積の磁脚１０Ａ〜１０Ｄとを有し、コア１１，
１２は、磁脚１０Ａ〜１０Ｄと１０Ａ〜１０Ｄと
が端部をもつて互いに接するように対向され、従
つて、全体として立方体ないし直方体となるよう
に組み立てられている。なお、コア１１，１２は
例えばフエライト材により形成される。さらに、
コア１１の磁脚１０Ｂ，１０Ｄにまたがつて１次
コイルN₁が巻回され、コア１１の磁脚１０Ａ，
１０Ｃにまたがつて２次コイルN₂が巻回される
と共に、コア１２の磁脚１０Ａ，１０Ｂにまたが
つて制御コイルNcが巻回されている。従つて、
この場合、コイルN₁とN₂とは上述したようにト
ランス結合となり、コイルN₁，N₂とNcとは直交
結合となる。このときのコイルN₁とN₂との結合
係数はたとえば0.5〜0.6程度とされている。

このようなトランス１０の互いに異なる磁束分
布状態を第４図Ａおよび第４図Ｂに示す。すなわ
ち、コイルN₁の励磁電流をI₁、コイルN₂の発振
電流をI₂、コイルN₂から取り出される負荷電流
をI_Lとすれば、このトランス１０の全起磁力NI
は、 NI＝N₁I₁＋N₂I₂−N₂I_L …… となる。そして、この起磁力NIにより出力電圧
E₀の正の半サイクル期間に生じる磁束を＋φ_S（第
４図Ａ）、負の半サイクル期間に生じる磁束を−
φ_S（第４図Ｂ）とし、また、制御コイルNcと、こ
れに流れる制御電流Icによつて生じる磁束をφ_Cと
すれば、正の半サイクル期間（第４図Ａ）には、
磁脚１０Ａ，１０Ｄにおいて磁束φ_Sとφ_Cとが減
じ合い、磁脚１０Ｂ，１０Ｃにおいては磁束φ_Sと
φ_Cとが加え合い、負の半サイクル期間（第４図
Ｂ）には逆の関係となる。

このようにして、トランス１０のコア内におい
て、コイルN₁，N₂の磁束あるいは透磁率が実質
的に制御されることにより、２次コイルN₂に表
われる出力が制御できる。

次に、トランス１０の２次コイルN₂の両端か
らの出力は、２個のダイオード１６，１７で両波
整流され、平滑コンデンサ１８で平滑されて負荷
２０に供給される。この負荷２０に供給される直
流出力の一部を、制御回路部３０の分圧抵抗３
１，３２に供給している。この分圧抵抗３１，３
２の抵抗３１と並列に、コンデンサ２１と抵抗２
２との直列回路が接続され、抵抗３２と並列にコ
ンデンサ２３が接続されている。分圧抵抗３１，
３２からの分圧出力は、トランジスタ３３のベー
スに送られ、このトランジスタ３３のエミツタに
接続されたツエナダイオード３４による基準電圧
と比較され、コレクタから誤差出力となつてトラ
ンジスタ２５のベースに送られる。このトランジ
スタ３５は、たとえばPNP型であり、そのエミ
ツタには、２次コイルN₂の途中端子からの出力
をダイオード２５および平滑コンデンサ２６で整
流平滑した、たとえば12V程度の直流電圧が印加
されている。このトランジスタ３５のエミツタ−
コレクタ間には抵抗３６が接続され、コレクタと
接地との間には抵抗３７が接続されている。さら
に、トランジスタ３５のコレクタ出力は制御コイ
ルNcに送られており、この制御コイルNcの他端
は接地されている。この制御コイルNcに対して
並列に、本考案の要部となるコンデンサ４０が接
続されている。

このような構成を有する電源装置において、ト
ランス１０の１次コイルN₁の両端間に表われる
電圧V₁は、第５図Ａのようになり、２次コイル
N₂の途中端子からダイオード２５とコンデンサ
２６とで整流平滑された直流出力の電圧をE₀（た
とえば12V程度）とするとき、トランジスタ３５
のコレクタ−エミツタ間電圧V_CE′は第５図Ｂの
ようになる。このトランジスタ３５のエミツタか
らコレクタを介して制御コイルNcに供給される
電流Ic′は、第５図Ｃのように表われ、このトラ
ンジスタ３５のコレクタ損失Pcは、第５図Ｄの
ようになる。

すなわち、コンデンサ４０を制御コイルNcに
並列接続することにより、トランス１０のコイル
N₁，N₂の漏洩磁束成分による制御コイルNcへの
誘起電圧成分が、第５図に示すようにダンピング
され、トランジスタ３５のコレクタ損失が低減さ
れて、たとえば250ｍＷクラスの小信号用の安価
なトランジスタで十分となる。したがつて、第１
図に示す先行技術における出力トランジスタ５５
を省略でき、回路構成が簡略化される。さらに、
誤差成分検出用のトランジスタ３３のベースに、
コンデンサ２３を接続することにより、この電圧
検出部の高周波リツプル成分がバイパスされ、従
来におけるコイル６１と電解コンデンサ６２とに
より構成されていたLCフイルタ回路が不要とな
つて、制御回路部の構成部品の小形軽量化が図
れ、モジユール化やIC化が容易に実現可能とな
る。なお、電圧検出部の抵抗３１に並列接続され
たコンデンサ２１と抵抗２２との直列回路は発振
防止用である。

次にこのような先行技術および本実施例の回路
構成による実験例を説明する。まず、交流電源１
としては、100Vの商用交流を用い、２次コイル
N₂側の負荷２０への供給電圧を115Vとし、70W
の定格負荷とする。また、トランス１０の制御コ
イルNcへの直流電流Icを25ｍＡとする。このと
き、第１図に示す先行技術の制御回路部５０にお
ける電力損失は0.80Wで、トランジスタ５５のコ
レクタ損失は300ｍＷとなる。これに対して、本
考案の実施例である第３図の制御回路部３０の電
力損失は0.50Wとなり、トランジスタ３５のコレ
クタ損失は160ｍＷとほぼ半分近くに減少する。

以上の説明からも明らかなように、本考案に係
る電源装置によれば、トランスの１次コイルと２
次コイルがトランス結合され、上記１次コイルと
直列にスイツチング素子が接続され、上記２次コ
イルから整流回路を介して負荷に直流出力電圧が
供給されるチヨツパ電源装置において、上記１次
および２次コイルに磁束的に直交する磁束制御コ
イルが上記トランスに設けられ、該制御コイルに
上記出力電圧に応じて変化する制御電流が供給さ
れるとともに、該制御コイルと並列にコンデンサ
を接続するようにしたことを特徴としている。

したがつて、制御コイルと並列接続された上記
コンデンサにより、トランスの１次コイルや２次
コイルからの漏洩磁束による制御コイルへの誘起
電圧がダンピングされるため、制御回路部の出力
トランジスタのコレクタ損失が低減し、制御回路
入力段の上記出力電圧検出用トランジスタと同程
度の小信号用の安価なトランジスタを制御回路出
力段に用いることが可能となつて、制御回路部の
構成が簡略化され、モジユール化やIC化が容易
に実現できる。また、構成部品点数が減少し、同
時に電源装置の出力電圧の調整も不必要となつ
て、無調整化が図れる。さらに、上記出力電圧の
高周波リツプル成分を除去するためのLC回路
（第１図のコイル６１およびコンデンサ６２）の
代わりに、たとえば第２図の入力段トランジスタ
３３のベースにコンデンサ２３を接続することで
高周波成分のバイパスが行なえ、部品点数が減少
して回路構成が簡略化され、安価な供給が可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の先行技術の一例を示す回路
図、第２図Ａ〜Ｄはこの第１図の回路の動作を説
明するためのタイムチヤート、第３図は本考案の
一実施例を示す回路図、第４図Ａ，Ｂは第３図の
トランス１０の具体例のそれぞれ異なる磁束分布
状態を示す斜視図、第５図Ａ〜Ｄは第３図の回路
の動作を説明するためのタイムチヤートである。 １……交流電源、５……スイツチングトランジ
スタ、１０……トランス、N₁……１次コイル、
N₂……２次コイル、Nc……制御コイル、２０…
…負荷、３０……制御回路部、３３，３５……ト
ランジスタ、３４……ツエナダイオード、４０…
…コンデンサ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. １次コイルと２次コイルとが交流的にトランス
   結合され、これらの１次、２次コイルに対して磁
   束が直交するような磁束制御用の制御コイルが設
   けられたトランスを有し、上記１次コイルと直列
   にチヨツパ動作用のスイツチング素子を接続し、
   上記２次コイルから整流平滑回路を介して負荷に
   直流出力を供給し、この直流出力に応じて変化す
   る制御電流を上記制御コイルに供給する制御回路
   部を有し、上記制御コイルに並列にコンデンサを
   接続して成る磁束制御形の電源装置。