JPS5924627B2 - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPS5924627B2 JPS5924627B2 JP8803079A JP8803079A JPS5924627B2 JP S5924627 B2 JPS5924627 B2 JP S5924627B2 JP 8803079 A JP8803079 A JP 8803079A JP 8803079 A JP8803079 A JP 8803079A JP S5924627 B2 JPS5924627 B2 JP S5924627B2
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- saturable
- transformer
- output
- oscillation
- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、可飽和トランスを用いたスイッチング電源に
係り、とくにフォワードコンバータ型のスイッチング電
源に関する。
係り、とくにフォワードコンバータ型のスイッチング電
源に関する。
一般に、フオワードコンバータ型のスイッチング電源に
おいては、出力制御をスイッチング素子のオン期間又は
オフ期間を変化させることによつて、すなわちデューテ
ィーサイクルを変えることによつて行つている。
おいては、出力制御をスイッチング素子のオン期間又は
オフ期間を変化させることによつて、すなわちデューテ
ィーサイクルを変えることによつて行つている。
しかし、１石式あるいはプッシュプル式等の自励振の発
振回路を用いている場合、スイッチング素子のデューテ
ィーサイクルを変えることは困難である。
振回路を用いている場合、スイッチング素子のデューテ
ィーサイクルを変えることは困難である。
一方、自励振の発振回路の場合、発振周波数を変化させ
てやることは比較的容易であるが、フオワードコンバー
タ型のスイッチング電源では単に発振周波数のみを変化
させても出力制御を行うことはできない。本発明は、上
記の点に鑑み、入力周波数の変化に応じて出力波形のデ
ューティーサイクルが変わる性質を有する可飽和トラン
スを用いることにより、動作スイッチング周波数を変化
させて出力制御を簡単に実行可能にしたスイッチング電
源を提供しようとするものである。
てやることは比較的容易であるが、フオワードコンバー
タ型のスイッチング電源では単に発振周波数のみを変化
させても出力制御を行うことはできない。本発明は、上
記の点に鑑み、入力周波数の変化に応じて出力波形のデ
ューティーサイクルが変わる性質を有する可飽和トラン
スを用いることにより、動作スイッチング周波数を変化
させて出力制御を簡単に実行可能にしたスイッチング電
源を提供しようとするものである。
まず、本発明にて用いる可飽和トランスについて説明す
る。
る。
第１図及び第２図に示すように、可飽和トランスは、１
次巻線１、２次巻線２が夫々巻かれる１次側磁路３、２
次側磁路４の他に可飽和漏洩磁路５を有している。今、
２次巻線２に負荷を接続した状態でｌ次巻線１に第３図
Ａの如き矩形波入力を加えた場合を考えると、２次巻線
２から負荷に流れる電流は、１次巻線１による磁束が２
次側磁路４を通過するのを妨げるように働く。すなわら
、２次側磁路４の磁気抵抗がみかけ上高くなる。従つて
、１次巻線１による磁束は当初は１次側磁路３及び可飽
和漏洩磁路５の経路で通過し、２次側磁路４には殆んど
通らない。この結果、２次巻線２の出力電圧は実質的に
零となる。前記可飽和漏洩磁路５の断面積は１次側磁路
３及び２次側磁路４に比べてかなり小さく設定されてい
るため、矩形波入力の立上り、立下りから一定期間経過
した後飽和状態となり、飽和後は通常のトランス同様に
１次側磁路３及び２次側磁路４の経路で磁束が通過し、
これにより２次巻線２には第３図Ｂの如く入力波形より
も一定期間Ｔだけパルス幅の短い出力波形が得られる。
この場合、矩形波入力の周波数を変えてやることにより
出力波形のデユーテイーサイクルを変化させることがで
きる。例えば、第３図Ｃの如く、矩形波入力の周波数を
２倍にすれば、第３図Ｄのように一定期間Ｔだけパルス
幅の短い出力波形が得られる。この場合、矩形波入力の
パルス幅が短いから１周期における期間Ｔの占める割合
が大きくなり、デユーテイーサイクルは低下する。すな
わら、上記の可飽和トランスを用いれば、入力周波数を
高くすることにより出力波形のデユーテイーサイクルを
低くすることができ、この性質を利用することによりス
イツチング電源、とくにフオワードコンバータ型のスイ
ツチング電源の出力制御ができる。以下、本発明に係る
スイツチング電源の実施例を図面に従つて説明する。
次巻線１、２次巻線２が夫々巻かれる１次側磁路３、２
次側磁路４の他に可飽和漏洩磁路５を有している。今、
２次巻線２に負荷を接続した状態でｌ次巻線１に第３図
Ａの如き矩形波入力を加えた場合を考えると、２次巻線
２から負荷に流れる電流は、１次巻線１による磁束が２
次側磁路４を通過するのを妨げるように働く。すなわら
、２次側磁路４の磁気抵抗がみかけ上高くなる。従つて
、１次巻線１による磁束は当初は１次側磁路３及び可飽
和漏洩磁路５の経路で通過し、２次側磁路４には殆んど
通らない。この結果、２次巻線２の出力電圧は実質的に
零となる。前記可飽和漏洩磁路５の断面積は１次側磁路
３及び２次側磁路４に比べてかなり小さく設定されてい
るため、矩形波入力の立上り、立下りから一定期間経過
した後飽和状態となり、飽和後は通常のトランス同様に
１次側磁路３及び２次側磁路４の経路で磁束が通過し、
これにより２次巻線２には第３図Ｂの如く入力波形より
も一定期間Ｔだけパルス幅の短い出力波形が得られる。
この場合、矩形波入力の周波数を変えてやることにより
出力波形のデユーテイーサイクルを変化させることがで
きる。例えば、第３図Ｃの如く、矩形波入力の周波数を
２倍にすれば、第３図Ｄのように一定期間Ｔだけパルス
幅の短い出力波形が得られる。この場合、矩形波入力の
パルス幅が短いから１周期における期間Ｔの占める割合
が大きくなり、デユーテイーサイクルは低下する。すな
わら、上記の可飽和トランスを用いれば、入力周波数を
高くすることにより出力波形のデユーテイーサイクルを
低くすることができ、この性質を利用することによりス
イツチング電源、とくにフオワードコンバータ型のスイ
ツチング電源の出力制御ができる。以下、本発明に係る
スイツチング電源の実施例を図面に従つて説明する。
第４図は本発明の第１実施例であつて１石フオワードコ
ンバータ型のスイツチング電源を示す。
ンバータ型のスイツチング電源を示す。
この図において、入力端子Ａ，Ｂ間には交流電源入力が
加えられ、この交流電源入力は整流器１０で整流され、
コンデンサ１１で平滑された後自励振の発振回路２０に
供給される。この発振回路２０は、スイツチングトラン
ジスタ２１と、該トランジスタ２１のコレクタ側に挿入
される可飽和トランス３０の１次巻線３０Ａと、トラン
ジスタ２１のベース、エミツタ間に挿人される可飽和ト
ランス３０の帰還巻線３０Ｂ等から構成される。発振回
路２０の発振出力は可飽和トランス３０の２次巻線３０
Ｃに現れ、この発振出力はダイオード４１，４２、チヨ
ークコイル４３、コンデンサ４４から成る整流平滑回路
４０で整流され平滑された後出力端子Ｃ，Ｄに供給され
る。出力端子Ｃ，Ｄ間の出力電圧は誤差増幅回路５０に
加えられ、ここで所定の設定電圧値と比較される。
加えられ、この交流電源入力は整流器１０で整流され、
コンデンサ１１で平滑された後自励振の発振回路２０に
供給される。この発振回路２０は、スイツチングトラン
ジスタ２１と、該トランジスタ２１のコレクタ側に挿入
される可飽和トランス３０の１次巻線３０Ａと、トラン
ジスタ２１のベース、エミツタ間に挿人される可飽和ト
ランス３０の帰還巻線３０Ｂ等から構成される。発振回
路２０の発振出力は可飽和トランス３０の２次巻線３０
Ｃに現れ、この発振出力はダイオード４１，４２、チヨ
ークコイル４３、コンデンサ４４から成る整流平滑回路
４０で整流され平滑された後出力端子Ｃ，Ｄに供給され
る。出力端子Ｃ，Ｄ間の出力電圧は誤差増幅回路５０に
加えられ、ここで所定の設定電圧値と比較される。
この誤差増幅回路５０において、演算増幅器５１の一方
の入力端子Ｐには、抵抗器５２，５３で分圧された出力
電圧に、前記可飽和トランス３０の２次巻線３０Ｃ両端
の電圧をコンデンサ５４を介して取出し、抵抗器５５、
コンデンサ５６で積分した電圧を重畳したものが加えら
れる。演算増幅器５１の他方の入力端子Ｑには定電圧ダ
イオード５７で定まつた基準電圧が加えられる。前記演
算増幅器５１の出力端子には抵抗器５８、定電圧ダイオ
ード５９及びフオトカツプラ６０の発光素子６１の直列
回路が設けられる。一方、発振回路２０の発振周波数、
すなわら、スイツチングトランジスタ２１の動作スイツ
チング周波数を制御するために制御回路７０がそのトラ
ンジスタ２１のベース回路に設けられる。
の入力端子Ｐには、抵抗器５２，５３で分圧された出力
電圧に、前記可飽和トランス３０の２次巻線３０Ｃ両端
の電圧をコンデンサ５４を介して取出し、抵抗器５５、
コンデンサ５６で積分した電圧を重畳したものが加えら
れる。演算増幅器５１の他方の入力端子Ｑには定電圧ダ
イオード５７で定まつた基準電圧が加えられる。前記演
算増幅器５１の出力端子には抵抗器５８、定電圧ダイオ
ード５９及びフオトカツプラ６０の発光素子６１の直列
回路が設けられる。一方、発振回路２０の発振周波数、
すなわら、スイツチングトランジスタ２１の動作スイツ
チング周波数を制御するために制御回路７０がそのトラ
ンジスタ２１のベース回路に設けられる。
制御回路７０において、可飽和トランス３０の帰還巻線
３０Ｂからは、前記トランジスタ２１のエミツタに対し
て負電圧がダイオード７１を介して取出され、コンデン
サ７２で平滑された後、その負電圧は制御トランジスタ
７３を通して前記トランジスタ２１のベースに印加され
るようになつている。その制御トランジスタ７３のベー
スには、抵抗器７４及びフオトカツプラ６０の受光素子
７５を介してベースバイアスが供給される。可飽和トラ
ンス３０は、第５図に示すように１次巻線３０Ａ及び帰
還巻線３０Ｂが巻かれる１次側磁路３、２次巻線３０Ｃ
が巻かれる２次側磁路４の他に可飽和漏洩磁路５を有し
ている。
３０Ｂからは、前記トランジスタ２１のエミツタに対し
て負電圧がダイオード７１を介して取出され、コンデン
サ７２で平滑された後、その負電圧は制御トランジスタ
７３を通して前記トランジスタ２１のベースに印加され
るようになつている。その制御トランジスタ７３のベー
スには、抵抗器７４及びフオトカツプラ６０の受光素子
７５を介してベースバイアスが供給される。可飽和トラ
ンス３０は、第５図に示すように１次巻線３０Ａ及び帰
還巻線３０Ｂが巻かれる１次側磁路３、２次巻線３０Ｃ
が巻かれる２次側磁路４の他に可飽和漏洩磁路５を有し
ている。
この動作は、第１図乃至第３図にて説明した通りである
。上記第１実施例の構成において、入力端子Ａ，Ｂ間の
交流電源入力は整流器１０、コンデンサ１１で整流平滑
されて発振回路２０に供給され、発振回路２０は所定の
発振周波数で発振する。この発振出力は可飽和トランス
３０の２次巻線３０Ｃに現れ、これが整流平滑回路４０
で整流平滑されて所定の直流電圧となり、出力端子Ｃ，
Ｄを介して負荷に供給される。誤差増幅回路５０におけ
る演算増幅器５１の一方の入力端子Ｐには、出力端子Ｃ
，Ｄ間の直流電圧を分圧した電圧に可飽和トランス３０
の２次巻線３０Ｃ両端の交流成分を積分した電圧が重畳
された第６図実線Ｆで示す波形の電圧が加わる。
。上記第１実施例の構成において、入力端子Ａ，Ｂ間の
交流電源入力は整流器１０、コンデンサ１１で整流平滑
されて発振回路２０に供給され、発振回路２０は所定の
発振周波数で発振する。この発振出力は可飽和トランス
３０の２次巻線３０Ｃに現れ、これが整流平滑回路４０
で整流平滑されて所定の直流電圧となり、出力端子Ｃ，
Ｄを介して負荷に供給される。誤差増幅回路５０におけ
る演算増幅器５１の一方の入力端子Ｐには、出力端子Ｃ
，Ｄ間の直流電圧を分圧した電圧に可飽和トランス３０
の２次巻線３０Ｃ両端の交流成分を積分した電圧が重畳
された第６図実線Ｆで示す波形の電圧が加わる。
他方の入力端子Ｑには定電圧ダイオード５７により第６
図点線Ｇで示す基準電圧が加えられている。従つて、点
線Ｇより実線Ｆが上に位置する期間、すなわら、出力電
圧が設定電圧値よりも高い期間、演算増幅器５１は作動
し、フオトカツプラ６０の発光素子６１が駆動される。
この結果、フオトカツプラ６０の受光素子７５が導通し
、制御トランジスタ７３のコレクタ、エミツタ間抵抗は
減少し、従つて、スイツチングトランジスタ２１のベー
スは制御トランジスタ７３を通して負側にバイアスされ
る。これにより発振回路２０の発振周波数は高くなる。
可飽和トランス３０の２次巻線３０Ｃに現れる電圧波形
のデユーテイーサイクルは、発振周波数が高くなるに従
つて減少するから、出力電圧は減少し、所望の設定電圧
値に一致する方向に制御される。上記第１実施例によれ
ば、自励振の発振回路２０の出力トランスとして可飽和
トランス３０を用いたので、発振回路２０の発振周波数
（スイツチングトランジスタ２１の動作スイツチング周
波数）を変えることにより簡単に出力制御が可能である
。
図点線Ｇで示す基準電圧が加えられている。従つて、点
線Ｇより実線Ｆが上に位置する期間、すなわら、出力電
圧が設定電圧値よりも高い期間、演算増幅器５１は作動
し、フオトカツプラ６０の発光素子６１が駆動される。
この結果、フオトカツプラ６０の受光素子７５が導通し
、制御トランジスタ７３のコレクタ、エミツタ間抵抗は
減少し、従つて、スイツチングトランジスタ２１のベー
スは制御トランジスタ７３を通して負側にバイアスされ
る。これにより発振回路２０の発振周波数は高くなる。
可飽和トランス３０の２次巻線３０Ｃに現れる電圧波形
のデユーテイーサイクルは、発振周波数が高くなるに従
つて減少するから、出力電圧は減少し、所望の設定電圧
値に一致する方向に制御される。上記第１実施例によれ
ば、自励振の発振回路２０の出力トランスとして可飽和
トランス３０を用いたので、発振回路２０の発振周波数
（スイツチングトランジスタ２１の動作スイツチング周
波数）を変えることにより簡単に出力制御が可能である
。
第７図は本発明の第２実施例を示す。
この図において、入力端子Ｊ，Ｋ間には交流電源入力が
加えられ、この交流電源入力は整流器８０で整流され、
コンデンサ８１で平滑された後自励振のゼンセン発振回
路９０に供給される。このゼンセン発振回路９０は、、
可飽和出力トランス１００の１次巻線１００Ａに対して
プツシユプル接続されるスイツチングトランジスタ９１
，９２と、該トランジスタ９１，９２のコレクタ、ベー
ス間に挿入される可変可飽和発振トランス１１０等から
構成される。この可変可飽和発振トランス１１０は、ト
ランジスタ９１，９２の両コレクタ間に抵抗器９３を介
して接続される１次巻線１１０Ａと、トランジスタ９１
，９２の両ベース間に抵抗器９４，９５を介して接続さ
れる２次巻線１１０Ｂと、制御巻線１１０Ｃとを有して
いる。ゼンセン発振回路９０の発振出力は可飽和出力ト
ランス１００の２次巻線１００Ｂに現れ、この発振出力
はダイオード１２１，１２２、チヨークコイル１２３、
コンデンサ１２４から成る整流平滑回路１２０で整流さ
れ平滑された後出力端子Ｌ，Ｍに供給される。
加えられ、この交流電源入力は整流器８０で整流され、
コンデンサ８１で平滑された後自励振のゼンセン発振回
路９０に供給される。このゼンセン発振回路９０は、、
可飽和出力トランス１００の１次巻線１００Ａに対して
プツシユプル接続されるスイツチングトランジスタ９１
，９２と、該トランジスタ９１，９２のコレクタ、ベー
ス間に挿入される可変可飽和発振トランス１１０等から
構成される。この可変可飽和発振トランス１１０は、ト
ランジスタ９１，９２の両コレクタ間に抵抗器９３を介
して接続される１次巻線１１０Ａと、トランジスタ９１
，９２の両ベース間に抵抗器９４，９５を介して接続さ
れる２次巻線１１０Ｂと、制御巻線１１０Ｃとを有して
いる。ゼンセン発振回路９０の発振出力は可飽和出力ト
ランス１００の２次巻線１００Ｂに現れ、この発振出力
はダイオード１２１，１２２、チヨークコイル１２３、
コンデンサ１２４から成る整流平滑回路１２０で整流さ
れ平滑された後出力端子Ｌ，Ｍに供給される。
出力端子Ｌ，Ｍ間の出力電圧は誤差増幅回路１３０に加
えられ、ここで所定の設定電圧値と比較される。
えられ、ここで所定の設定電圧値と比較される。
この誤差増幅回路１３０において、出力端子Ｌ，Ｍに定
電圧ダイオード１３１と抵抗器１３２との直列回路が接
続され、抵抗器１３２の両端の電圧がトランジスタ１３
３のベース、エミツタ間に加わるようになつている。ト
ランジスタ１３３のコレクタは抵抗器１３４を介して出
力端子Ｌに接続され、このトランジスタ１３３のコレク
タ側に、トランジスタ１３５及びこのエミツタ側に挿入
される可変可飽和発振トランス１１０の制御巻線１１０
Ｃとから成るエミツタフオロアが設けられる。その制御
巻線１１０Ｃには並列にコンデンサ１３６が接続される
。可飽和出力トランス１００は、第８図に示すように１
次巻線１００Ａが巻かれる１次側磁路３、２次巻線１０
０Ｂが巻かれる２次側磁路４の他に可飽和漏洩磁路５を
有している。
電圧ダイオード１３１と抵抗器１３２との直列回路が接
続され、抵抗器１３２の両端の電圧がトランジスタ１３
３のベース、エミツタ間に加わるようになつている。ト
ランジスタ１３３のコレクタは抵抗器１３４を介して出
力端子Ｌに接続され、このトランジスタ１３３のコレク
タ側に、トランジスタ１３５及びこのエミツタ側に挿入
される可変可飽和発振トランス１１０の制御巻線１１０
Ｃとから成るエミツタフオロアが設けられる。その制御
巻線１１０Ｃには並列にコンデンサ１３６が接続される
。可飽和出力トランス１００は、第８図に示すように１
次巻線１００Ａが巻かれる１次側磁路３、２次巻線１０
０Ｂが巻かれる２次側磁路４の他に可飽和漏洩磁路５を
有している。
この動作は、第１図乃至第３図にて説明した通りである
。可変可飽和発振トランス１１０は、第９図に示す如く
、１次巻線１１０Ａ及び２次巻線１１０Ｂが巻かれる中
央磁路１１１と、制御巻線１１０Ｃが２分割されて夫々
巻回される両側磁路１１２とを有している。
。可変可飽和発振トランス１１０は、第９図に示す如く
、１次巻線１１０Ａ及び２次巻線１１０Ｂが巻かれる中
央磁路１１１と、制御巻線１１０Ｃが２分割されて夫々
巻回される両側磁路１１２とを有している。
この場合、制御巻線１１０Ｃに直流の制御電流を流しか
つ制御巻線１１０Ｃを交流的に短絡した状態とすれば、
両側磁路１１２の一方が磁気飽和に達すると、他の磁路
も等価的に飽和した状態（自由磁化状態）となり、制御
電流により等価的に飽和しやすい状態となる。すなわら
、制御巻線１１０Ｃに供給する制御電流を大きくすれば
、１次巻線１１０Ａに加わる電圧・時間積が小さくとも
磁気飽和状態となる。上記第２実施例の構成において、
入力端子Ｊ，Ｋ間の交流電源入力は整流器８０、コンデ
ンサ８１で整流平滑されてゼンセン発振回路９０に供給
され、ゼンセン発振回路９０は所定の発振周波数で発振
する。
つ制御巻線１１０Ｃを交流的に短絡した状態とすれば、
両側磁路１１２の一方が磁気飽和に達すると、他の磁路
も等価的に飽和した状態（自由磁化状態）となり、制御
電流により等価的に飽和しやすい状態となる。すなわら
、制御巻線１１０Ｃに供給する制御電流を大きくすれば
、１次巻線１１０Ａに加わる電圧・時間積が小さくとも
磁気飽和状態となる。上記第２実施例の構成において、
入力端子Ｊ，Ｋ間の交流電源入力は整流器８０、コンデ
ンサ８１で整流平滑されてゼンセン発振回路９０に供給
され、ゼンセン発振回路９０は所定の発振周波数で発振
する。
この発振出力は可飽和出力トランス１００の２次巻線１
００Ｂに現れ、これが整流平滑回路１２０で整流平滑さ
れて所定の直流電圧となり、出力端子Ｌ，Ｍを介して負
荷に供給される。出力電圧が所定の設定電圧値を越える
と、定電圧ダイオード１３１がブレークオーバーしてト
ランジスタ１３３が導通し、さらにはトランジスタ１３
５のエミツタ、コレクタ間が低抵抗となり、これにより
可変可飽和発振トランス１１０の制御巻線１１０Ｃに制
御電流が流れる。
００Ｂに現れ、これが整流平滑回路１２０で整流平滑さ
れて所定の直流電圧となり、出力端子Ｌ，Ｍを介して負
荷に供給される。出力電圧が所定の設定電圧値を越える
と、定電圧ダイオード１３１がブレークオーバーしてト
ランジスタ１３３が導通し、さらにはトランジスタ１３
５のエミツタ、コレクタ間が低抵抗となり、これにより
可変可飽和発振トランス１１０の制御巻線１１０Ｃに制
御電流が流れる。
ここで、制御巻線１１０Ｃはエミツタフオロアで駆動さ
れかつコンデンサ１３６で交流的に短絡されているから
、可変可飽和発振トランス１１０は制御電流により飽和
しやすい方向に磁気的にバイアスされる。ゼンセン発振
回路９０は可変可飽和発振トランス１１０の１次巻線１
１０Ａに流れる電流により該トランスが飽和した時に反
転する性質を有しているから、制御電流によりゼンセン
発振回路９０の発振周波数は高くなる。可飽和出力トラ
ンス１００の２次巻線１００Ｂに現れる電圧波形のデユ
ーテイーサイクルは、発振周波数が高くなるに従つて減
少するから、出力電圧は減少し、所望の設定電圧値に一
致する方向に制御される。上記第２実施例によれば、ゼ
ンセン発振回路９０の発振トランスとして可変可飽和発
振トランス１１０を用いたので、ゼンセン発振回路９０
の発振周波数（スイツチングトランジスタ９１．９２の
動作スイツチング周波数）を簡単に変えることができる
。
れかつコンデンサ１３６で交流的に短絡されているから
、可変可飽和発振トランス１１０は制御電流により飽和
しやすい方向に磁気的にバイアスされる。ゼンセン発振
回路９０は可変可飽和発振トランス１１０の１次巻線１
１０Ａに流れる電流により該トランスが飽和した時に反
転する性質を有しているから、制御電流によりゼンセン
発振回路９０の発振周波数は高くなる。可飽和出力トラ
ンス１００の２次巻線１００Ｂに現れる電圧波形のデユ
ーテイーサイクルは、発振周波数が高くなるに従つて減
少するから、出力電圧は減少し、所望の設定電圧値に一
致する方向に制御される。上記第２実施例によれば、ゼ
ンセン発振回路９０の発振トランスとして可変可飽和発
振トランス１１０を用いたので、ゼンセン発振回路９０
の発振周波数（スイツチングトランジスタ９１．９２の
動作スイツチング周波数）を簡単に変えることができる
。
また、出力トランスとして可飽和出力トランス１００を
用いたので出力制御が容易であるなお、上記各実施例で
は、出力電圧を一定制御する場合を示したが、出力電流
を誤差増幅回路で検出することにより定電流制御を行う
ことができることは明らかである。
用いたので出力制御が容易であるなお、上記各実施例で
は、出力電圧を一定制御する場合を示したが、出力電流
を誤差増幅回路で検出することにより定電流制御を行う
ことができることは明らかである。
また、可飽和トランスにおいて、特性の改善等を目的と
して、１次巻線又は２次巻線の一部を他方の巻線に重ね
て巻回するようにしても差し支えない。叙上のように、
本発明によれば、入力周波数の変化に応じて出力波形の
デユーテイーサイクルが変わる性質を有する可飽和トラ
ンスを用いることにより、動作スイツチング周波数を変
化させて出力制御を容易に実行可能なスイツチング電源
を得る。
して、１次巻線又は２次巻線の一部を他方の巻線に重ね
て巻回するようにしても差し支えない。叙上のように、
本発明によれば、入力周波数の変化に応じて出力波形の
デユーテイーサイクルが変わる性質を有する可飽和トラ
ンスを用いることにより、動作スイツチング周波数を変
化させて出力制御を容易に実行可能なスイツチング電源
を得る。
第１図は本発明のスイツチング電源で用いる可飽和トラ
ンスの概略正面図、第２図は同断面図、第３図は可飽和
トランスの動作説明のための波形図、第４図は本発明に
係るスイツチング電源の第１実施例を示す回路図、第５
図は第１実施例で用いる可飽和トランスの概略正面図、
第６図は第１実施例の動作説明のための波形図、第７図
は本発明の第２実施例を示す回路図、第８図は第２実施
例で用いる可飽和出力トランスの概略正面図、第９図は
可変可飽和発振トランスの概略正面図である。 １，３０Ａ，１００Ａ，１１０Ａ・・・・・・１次巻線
、２，３０Ｃ，１００Ｂ，１１０Ｂ・・・・・・２次巻
線、３・・・・・・１次側磁路、４・・・・・・２次側
磁路、５・・・・・・可飽和漏洩磁路、１０，８０・・
・・・・整流器、２０・・・・・・発振回路、３０・・
・・・・可飽和トランス、４０，１２０・・・・・・整
流平滑回路、５０，１３０・・・・・・誤差増幅回路、
７０・・・・・・制御回路、９０・・・・・・ゼンセン
発振回路、１００・・・・・・可飽和出力トランス、１
１０・・・・・・可変可飽和発振トランス。
ンスの概略正面図、第２図は同断面図、第３図は可飽和
トランスの動作説明のための波形図、第４図は本発明に
係るスイツチング電源の第１実施例を示す回路図、第５
図は第１実施例で用いる可飽和トランスの概略正面図、
第６図は第１実施例の動作説明のための波形図、第７図
は本発明の第２実施例を示す回路図、第８図は第２実施
例で用いる可飽和出力トランスの概略正面図、第９図は
可変可飽和発振トランスの概略正面図である。 １，３０Ａ，１００Ａ，１１０Ａ・・・・・・１次巻線
、２，３０Ｃ，１００Ｂ，１１０Ｂ・・・・・・２次巻
線、３・・・・・・１次側磁路、４・・・・・・２次側
磁路、５・・・・・・可飽和漏洩磁路、１０，８０・・
・・・・整流器、２０・・・・・・発振回路、３０・・
・・・・可飽和トランス、４０，１２０・・・・・・整
流平滑回路、５０，１３０・・・・・・誤差増幅回路、
７０・・・・・・制御回路、９０・・・・・・ゼンセン
発振回路、１００・・・・・・可飽和出力トランス、１
１０・・・・・・可変可飽和発振トランス。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 主として１次巻線が巻かれる第１の磁路３と、主と
して２次巻線が巻かれる第２の磁路４と、それら第１及
び第２の磁路３、４より断面積の小さい可飽和漏洩磁路
５とを有する可飽和トランスを出力トランスとして用い
、前記１次巻線側に入力直流電圧をスイッチングした電
圧を加えるスイッチング回路２０、９０を接続し、前記
２次巻線側に整流平滑回路４０、１２０を接続し、前記
整流平滑回路４０、１２０の出力が所定の設定値より増
大したとき前記スイッチング回路の動作スイッチング周
波数を高める方向に制御することを特徴とするスイッチ
ング電源。 ２ 前記スイッチング回路を、発振トランスとして可変
可飽和トランス１１０を用いたトランジスタ発振回路で
構成し、該可変可飽和トランス１１０の可飽和特性を変
化させることにより動作スイッチング周波数を可変制御
する特許請求の範囲第１項記載のスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8803079A JPS5924627B2 (ja) | 1979-07-13 | 1979-07-13 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8803079A JPS5924627B2 (ja) | 1979-07-13 | 1979-07-13 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5612862A JPS5612862A (en) | 1981-02-07 |
| JPS5924627B2 true JPS5924627B2 (ja) | 1984-06-11 |
Family
ID=13931416
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8803079A Expired JPS5924627B2 (ja) | 1979-07-13 | 1979-07-13 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5924627B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8200616A (nl) * | 1982-02-17 | 1983-09-16 | Philips Nv | Geschakelde zelfoscillerende voedingsspanningsschakeling. |
| US4812959A (en) * | 1987-05-20 | 1989-03-14 | International Business Machines Corp. | Synchronization circuit for a blocking oscillator |
| KR100261035B1 (ko) * | 1997-12-31 | 2000-07-01 | 김덕중 | 스위칭 모드 전원 공급장치 |
-
1979
- 1979-07-13 JP JP8803079A patent/JPS5924627B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5612862A (en) | 1981-02-07 |
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