JPH0787737A - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents
共振型スイッチング電源装置Info
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- JPH0787737A JPH0787737A JP25507293A JP25507293A JPH0787737A JP H0787737 A JPH0787737 A JP H0787737A JP 25507293 A JP25507293 A JP 25507293A JP 25507293 A JP25507293 A JP 25507293A JP H0787737 A JPH0787737 A JP H0787737A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 マグアンプを使用した共振型スイッチング電
源装置の制御電流を小さくする。 【構成】 直流電源１の一端と他端との間に第１及び第
２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路を接続する。出
力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に直列に共振用コンデン
サＣ1 を接続する。第１のトランジスタＱ1 と出力トラ
ンス１次巻線Ｎ1との間にマグアンプＴ1 の第１の１次
巻線Ｎ11a をダイオードＤ7 を介して接続する。出力ト
ランス１次巻線Ｎ1 と第２のトランジスタＱ2 との間に
マグアンプＴ1 の第２の１次巻線Ｎ11b をダイオードＤ
8 を介して接続する。マグアンプＴ1 の第１及び第２の
２次巻線Ｎ21、Ｎ22を第１及び第２のトランジスタＱ1
、Ｑ2 のベースに接続する。マグアンプＴ1 の制御巻
線Ｎc の電流をマグアンプＴ1の飽和レベル以下に設定
する。
源装置の制御電流を小さくする。 【構成】 直流電源１の一端と他端との間に第１及び第
２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路を接続する。出
力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に直列に共振用コンデン
サＣ1 を接続する。第１のトランジスタＱ1 と出力トラ
ンス１次巻線Ｎ1との間にマグアンプＴ1 の第１の１次
巻線Ｎ11a をダイオードＤ7 を介して接続する。出力ト
ランス１次巻線Ｎ1 と第２のトランジスタＱ2 との間に
マグアンプＴ1 の第２の１次巻線Ｎ11b をダイオードＤ
8 を介して接続する。マグアンプＴ1 の第１及び第２の
２次巻線Ｎ21、Ｎ22を第１及び第２のトランジスタＱ1
、Ｑ2 のベースに接続する。マグアンプＴ1 の制御巻
線Ｎc の電流をマグアンプＴ1の飽和レベル以下に設定
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、出力トランスの１次巻
線のインダクタンスとこれに直列接続されたコンデンサ
との共振を使用した共振型スイッチング電源装置に関す
る。
線のインダクタンスとこれに直列接続されたコンデンサ
との共振を使用した共振型スイッチング電源装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図１は可飽和トランスの１種である磁気
増幅器（以下、マグアンプと呼ぶ）を使用した従来の共
振型スイッチング電源装置を示す。このスイッチング電
源装置は、直流電源１の一端と他端との間に接続された
第１及び第２のスイッチング素子としてのトランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路と、マグアンプＴ1 と、出力トラ
ンスＴ2 と、この出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に直
列に接続された共振用の第１のコンデンサＣ1 と、第１
及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 に並列接続された第
２及び第３のコンデンサＣ2 、Ｃ3 と、第１及び第２の
トランジスタＱ1、Ｑ2 に逆方向並列に接続された第１
及び第２のクランプ用ダイオードＤ1 、Ｄ2 と、第１及
び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース（制御端子）
に接続された第４及び第５のコンデンサＣ4 、Ｃ5 と、
第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレクタ・ベ
ース間に接続された第１及び第２の起動抵抗Ｒ1 、Ｒ2
と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のエミッタ
・ベース間に接続されたダイオードＤ3 、Ｄ4 と、出力
トランスＴ2 の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bと、この２次巻線Ｎ
2a、Ｎ2bに接続されたダイオードＤ5 、Ｄ6 と平滑用コ
ンデンサＣ6 とから成る整流平滑回路と、制御巻線Ｎc
に制御電流Ｉc を供給する制御回路２とを有する。
増幅器（以下、マグアンプと呼ぶ）を使用した従来の共
振型スイッチング電源装置を示す。このスイッチング電
源装置は、直流電源１の一端と他端との間に接続された
第１及び第２のスイッチング素子としてのトランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路と、マグアンプＴ1 と、出力トラ
ンスＴ2 と、この出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に直
列に接続された共振用の第１のコンデンサＣ1 と、第１
及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 に並列接続された第
２及び第３のコンデンサＣ2 、Ｃ3 と、第１及び第２の
トランジスタＱ1、Ｑ2 に逆方向並列に接続された第１
及び第２のクランプ用ダイオードＤ1 、Ｄ2 と、第１及
び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース（制御端子）
に接続された第４及び第５のコンデンサＣ4 、Ｃ5 と、
第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のコレクタ・ベ
ース間に接続された第１及び第２の起動抵抗Ｒ1 、Ｒ2
と、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のエミッタ
・ベース間に接続されたダイオードＤ3 、Ｄ4 と、出力
トランスＴ2 の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bと、この２次巻線Ｎ
2a、Ｎ2bに接続されたダイオードＤ5 、Ｄ6 と平滑用コ
ンデンサＣ6 とから成る整流平滑回路と、制御巻線Ｎc
に制御電流Ｉc を供給する制御回路２とを有する。
【０００３】マグアンプＴ1 は可飽和磁心３に対して１
次巻線Ｎ11、制御巻線Ｎc 、第１及び第２の２次巻線Ｎ
21、Ｎ22を巻き回すことによって構成されている。マグ
アンプＴ1 の１次巻線Ｎ11は第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 の接続中点と出力トランスＴ2 の１次巻線
Ｎ1 の一端（共振回路の一端）との間に接続されてい
る。１次巻線Ｎ1 と第１のコンデンサＣ1 とから成る共
振回路の他端は直流電源１の他端即ち第１及び第２のト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路の下端に接続されてい
る。
次巻線Ｎ11、制御巻線Ｎc 、第１及び第２の２次巻線Ｎ
21、Ｎ22を巻き回すことによって構成されている。マグ
アンプＴ1 の１次巻線Ｎ11は第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 の接続中点と出力トランスＴ2 の１次巻線
Ｎ1 の一端（共振回路の一端）との間に接続されてい
る。１次巻線Ｎ1 と第１のコンデンサＣ1 とから成る共
振回路の他端は直流電源１の他端即ち第１及び第２のト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 の直列回路の下端に接続されてい
る。
【０００４】マグアンプＴ1 の第１及び第２の２次巻線
Ｎ21、Ｎ22は共振用コンデンサＣ4、Ｃ5 を介して第１
及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース・エミッタ
間に接続されている。
Ｎ21、Ｎ22は共振用コンデンサＣ4、Ｃ5 を介して第１
及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース・エミッタ
間に接続されている。
【０００５】制御巻線Ｎc の一端は電流制限抵抗Ｒ3 を
介して出力端子４に接続され、この他端は制御回路２の
誤差増幅器５に接続されている。誤差増幅器５の一方の
入力端子は出力端子４に接続され、他方の入力端子は基
準電圧源６に接続されている。
介して出力端子４に接続され、この他端は制御回路２の
誤差増幅器５に接続されている。誤差増幅器５の一方の
入力端子は出力端子４に接続され、他方の入力端子は基
準電圧源６に接続されている。
【０００６】
【動作】図１のスイッチング電源装置において、直流電
源１をオンにすると、起動抵抗Ｒ1 又はＲ2 を介して第
１又は第２のトランジスタＱ1 又はＱ2 がオンになる。
今、トランジスタＱ1 がオンの時には、電源１と第１の
トランジスタＱ1 とマグアンプＴ1 の１次巻線Ｎ11と出
力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1とから
成る回路に電流が流れる。この電流は１次巻線Ｎ1 とコ
ンデンサＣ1 との直列共振に基づく電流であって、正弦
波に近似した波形となり、ターンオン時のゼロ電流スイ
ッチングが可能になり、スイッチング損失が小さくな
る。ところで、第１のトランジスタＱ1 のベース駆動回
路もコンデンサＣ4 と２次巻線Ｎ21のインダクタンスＬ
との共振回路で構成されており、ここでも共振が生じ
る。第１のトランジスタＱ1 はベース駆動回路の共振動
作でベース電流が供給されている間のみオンを維持し、
この後オフになる。第１のトランジスタＱ1 がオフにな
ると、これに代って第２のトランジスタＱ2 がオンにな
り、コンデンサＣ1 と出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1
とマグアンプＴ1 の１次巻線Ｎ11と第２のトランジスタ
Ｑ2 とから成る回路に共振電流が流れる。これと共に、
第２のトランジスタＱ2 のベース駆動回路のコンデンサ
Ｃ5 と２次巻線Ｎ22との共振動作が生じ、これによって
第２のトランジスタＱ2 が駆動される。上述の動作の繰
返しによって出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に第１及
び第２の方向の電流が交互に流れ、２次巻線Ｎ2a、Ｎ2b
にこれに対応した出力電圧が得られ、これがダイオード
Ｄ5 、Ｄ6 とコンデンサＣ6 で整流平滑される。
源１をオンにすると、起動抵抗Ｒ1 又はＲ2 を介して第
１又は第２のトランジスタＱ1 又はＱ2 がオンになる。
今、トランジスタＱ1 がオンの時には、電源１と第１の
トランジスタＱ1 とマグアンプＴ1 の１次巻線Ｎ11と出
力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 とコンデンサＣ1とから
成る回路に電流が流れる。この電流は１次巻線Ｎ1 とコ
ンデンサＣ1 との直列共振に基づく電流であって、正弦
波に近似した波形となり、ターンオン時のゼロ電流スイ
ッチングが可能になり、スイッチング損失が小さくな
る。ところで、第１のトランジスタＱ1 のベース駆動回
路もコンデンサＣ4 と２次巻線Ｎ21のインダクタンスＬ
との共振回路で構成されており、ここでも共振が生じ
る。第１のトランジスタＱ1 はベース駆動回路の共振動
作でベース電流が供給されている間のみオンを維持し、
この後オフになる。第１のトランジスタＱ1 がオフにな
ると、これに代って第２のトランジスタＱ2 がオンにな
り、コンデンサＣ1 と出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1
とマグアンプＴ1 の１次巻線Ｎ11と第２のトランジスタ
Ｑ2 とから成る回路に共振電流が流れる。これと共に、
第２のトランジスタＱ2 のベース駆動回路のコンデンサ
Ｃ5 と２次巻線Ｎ22との共振動作が生じ、これによって
第２のトランジスタＱ2 が駆動される。上述の動作の繰
返しによって出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 に第１及
び第２の方向の電流が交互に流れ、２次巻線Ｎ2a、Ｎ2b
にこれに対応した出力電圧が得られ、これがダイオード
Ｄ5 、Ｄ6 とコンデンサＣ6 で整流平滑される。
【０００７】ところで、図１の装置では制御巻線Ｎc に
比較的大きな制御電流Ｉc を流している。即ち、図２に
示すＢＨ曲線の飽和領域の磁束密度が得られるレベルま
で制御電流Ｉc が流されている。磁心３の透磁率μは図
２に示すように磁心３の飽和領域においては磁界の強さ
Ｈが大きくなると逆に小さくなる。マグアンプＴ1 の２
次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬは透磁率μにほぼ
比例して変化するので、制御電流Ｉc を変えることによ
って２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬを制御でき
る。
比較的大きな制御電流Ｉc を流している。即ち、図２に
示すＢＨ曲線の飽和領域の磁束密度が得られるレベルま
で制御電流Ｉc が流されている。磁心３の透磁率μは図
２に示すように磁心３の飽和領域においては磁界の強さ
Ｈが大きくなると逆に小さくなる。マグアンプＴ1 の２
次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬは透磁率μにほぼ
比例して変化するので、制御電流Ｉc を変えることによ
って２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬを制御でき
る。
【０００８】図１の装置において出力端子４の電圧が所
定値よりも高くなった時には、制御巻線Ｎc の電流Ｉc
が増加し、２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬ1 、
Ｌ2が小さくなり、Ｌ1 、Ｌ2 とＣ4 、Ｃ5 との各共振
回路の共振周波数ｆ2 が高くなり、第１及び第２のトラ
ンジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ繰返し周波数が高くな
る。
定値よりも高くなった時には、制御巻線Ｎc の電流Ｉc
が増加し、２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスＬ1 、
Ｌ2が小さくなり、Ｌ1 、Ｌ2 とＣ4 、Ｃ5 との各共振
回路の共振周波数ｆ2 が高くなり、第１及び第２のトラ
ンジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ繰返し周波数が高くな
る。
【０００９】出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖ
n1の振幅は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ周波数ｆ2 に依存して変化する。図３は１次巻
線Ｎ1 のインダクタンスＬn1とコンデンサＣ1 との共振
回路のレスポンスを示す。Ｌn1とＣ1 とで決定される固
有の共振周波数ｆ1 よりも高い周波数でトランジスタＱ
1 、Ｑ2 がオン・オフすると、レスポンスが低下する。
図４はこれを説明するためのものであり、図４の前半分
に示すｆ2 が低い場合には１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1の振
幅が大きいが、後半分に示すｆ2 が高い場合には電圧Ｖ
n1の振幅が低下する。この結果、制御電流Ｉc の増加に
よって出力電圧が低下し、電圧制御が達成される。
n1の振幅は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ周波数ｆ2 に依存して変化する。図３は１次巻
線Ｎ1 のインダクタンスＬn1とコンデンサＣ1 との共振
回路のレスポンスを示す。Ｌn1とＣ1 とで決定される固
有の共振周波数ｆ1 よりも高い周波数でトランジスタＱ
1 、Ｑ2 がオン・オフすると、レスポンスが低下する。
図４はこれを説明するためのものであり、図４の前半分
に示すｆ2 が低い場合には１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1の振
幅が大きいが、後半分に示すｆ2 が高い場合には電圧Ｖ
n1の振幅が低下する。この結果、制御電流Ｉc の増加に
よって出力電圧が低下し、電圧制御が達成される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図１の電源装
置では、トランジスタＱ1 、Ｑ2 の駆動回路の共振周波
数をインダクタンスＬ1 、Ｌ2 に依存して変える構成で
あるために、図２から明らかなように大きな制御電流Ｉ
c を流すことが必要になる。この結果、誤差増幅器５の
電流容量も大きくしなければならず、必然的にコストの
上昇を招いた。
置では、トランジスタＱ1 、Ｑ2 の駆動回路の共振周波
数をインダクタンスＬ1 、Ｌ2 に依存して変える構成で
あるために、図２から明らかなように大きな制御電流Ｉ
c を流すことが必要になる。この結果、誤差増幅器５の
電流容量も大きくしなければならず、必然的にコストの
上昇を招いた。
【００１１】そこで、本発明の目的は、マグアンプの制
御電流を低減することができる共振型スイッチング電源
装置を提供することにある。
御電流を低減することができる共振型スイッチング電源
装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源と、前記直流電源の一端と他端と
の間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直
列回路と、第１及び第２の１次巻線と第１及び第２の２
次巻線と制御巻線とを有する可飽和トランスと、インダ
クタンスを有する１次巻線と２次巻線とを備えた出力ト
ランスと、前記出力トランスの１次巻線に直列に接続さ
れた共振用コンデンサと、前記制御巻線に制御電流を供
給する制御回路とから成り、前記可飽和トランスの第１
の１次巻線は前記第１及び第２のスイッチング素子の相
互接続点と前記出力トランスの１次巻線と前記共振用コ
ンデンサとから成る共振回路の一端との間に接続され、
前記可飽和トランスの第２の１次巻線は前記共振回路の
一端と前記相互接続点との間に接続され、前記共振回路
の他端は前記直流電源の他端に接続され、前記可飽和ト
ランスの前記第１の２次巻線は前記第１のスイッチング
素子の制御端子に接続され、前記可飽和トランスの前記
第２の２次巻線は前記第２のスイッチング素子の制御端
子に接続されていることを特徴とする共振型スイッチン
グ電源装置に係わるものである。なお、請求項２に示す
ように、逆流阻止用ダイオードを可飽和トランスの各１
次巻線に直列に接続することが望ましい。また、請求項
３に示すように、第１及び第２のスイッチング素子に並
列にコンデンサを接続することが望ましい。また、請求
項４に示すように、第１及び第２のスイッチング素子に
逆並列にダイオードを接続することが望ましい。また、
請求項５に示すように、出力トランスの２次巻線に整流
平滑回路を接続することが望ましい。
の本発明は、直流電源と、前記直流電源の一端と他端と
の間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直
列回路と、第１及び第２の１次巻線と第１及び第２の２
次巻線と制御巻線とを有する可飽和トランスと、インダ
クタンスを有する１次巻線と２次巻線とを備えた出力ト
ランスと、前記出力トランスの１次巻線に直列に接続さ
れた共振用コンデンサと、前記制御巻線に制御電流を供
給する制御回路とから成り、前記可飽和トランスの第１
の１次巻線は前記第１及び第２のスイッチング素子の相
互接続点と前記出力トランスの１次巻線と前記共振用コ
ンデンサとから成る共振回路の一端との間に接続され、
前記可飽和トランスの第２の１次巻線は前記共振回路の
一端と前記相互接続点との間に接続され、前記共振回路
の他端は前記直流電源の他端に接続され、前記可飽和ト
ランスの前記第１の２次巻線は前記第１のスイッチング
素子の制御端子に接続され、前記可飽和トランスの前記
第２の２次巻線は前記第２のスイッチング素子の制御端
子に接続されていることを特徴とする共振型スイッチン
グ電源装置に係わるものである。なお、請求項２に示す
ように、逆流阻止用ダイオードを可飽和トランスの各１
次巻線に直列に接続することが望ましい。また、請求項
３に示すように、第１及び第２のスイッチング素子に並
列にコンデンサを接続することが望ましい。また、請求
項４に示すように、第１及び第２のスイッチング素子に
逆並列にダイオードを接続することが望ましい。また、
請求項５に示すように、出力トランスの２次巻線に整流
平滑回路を接続することが望ましい。
【００１３】
【発明の作用及び効果】本発明においては第１及び第２
のスイッチング素子のオン期間を可飽和トランスの２次
巻線のインダクタンスに基づく共振を使用して決定して
いない。第１及び第２のスイッチング素子のオン期間
は、これ等を通って流れる電流を可飽和トランスの第１
及び第２の１次巻線を使用して自己帰還し、この帰還に
よる励磁で可飽和トランスが飽和するまでとされてい
る。制御巻線の制御電流は可飽和トランスを飽和に導く
ためのバイアス電流として使用されているので、大きな
値にする必要がない。即ち、本発明によれば、制御電流
Ｉc を図１の従来装置のそれよりも小さくすることがで
きる。請求項２の発明によれば、オフ期間中のスイッチ
ング素子側への電流の洩れを防ぐことができる。請求項
３の発明における第１及び第２のスイッチング素子に対
して並列に接続されたコンデンサは第１及び第２のスイ
ッチング素子のオフ時において出力トランスＴ2 の１次
巻線Ｎ1 のインダクタンスと並列共振回路を形成し、タ
ーンオンするスイッチング素子の電流の立上りに遅延を
与える。請求項４の発明のダイオードはクランプ機能を
有する。請求項５の発明によれば直流出力電圧が得ら
れ、これによって制御巻線に電流を流すことができる。
のスイッチング素子のオン期間を可飽和トランスの２次
巻線のインダクタンスに基づく共振を使用して決定して
いない。第１及び第２のスイッチング素子のオン期間
は、これ等を通って流れる電流を可飽和トランスの第１
及び第２の１次巻線を使用して自己帰還し、この帰還に
よる励磁で可飽和トランスが飽和するまでとされてい
る。制御巻線の制御電流は可飽和トランスを飽和に導く
ためのバイアス電流として使用されているので、大きな
値にする必要がない。即ち、本発明によれば、制御電流
Ｉc を図１の従来装置のそれよりも小さくすることがで
きる。請求項２の発明によれば、オフ期間中のスイッチ
ング素子側への電流の洩れを防ぐことができる。請求項
３の発明における第１及び第２のスイッチング素子に対
して並列に接続されたコンデンサは第１及び第２のスイ
ッチング素子のオフ時において出力トランスＴ2 の１次
巻線Ｎ1 のインダクタンスと並列共振回路を形成し、タ
ーンオンするスイッチング素子の電流の立上りに遅延を
与える。請求項４の発明のダイオードはクランプ機能を
有する。請求項５の発明によれば直流出力電圧が得ら
れ、これによって制御巻線に電流を流すことができる。
【００１４】次に、図５〜図８を参照して本発明の実施
例に係わる共振型スイッチング電源装置を説明する。但
し、図５において図１と共通する部分には同一の符号を
付してその説明を省略する。図５においてはマグアンプ
Ｔ1 に第１及び第２の１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b が設けら
れている。第１の１次巻線Ｎ11a は第１の逆流阻止用ダ
イオードＤ7 を介して第１及び第２のトランジスタＱ1
、Ｑ2 の相互接続点と出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1
との間に接続されている。第２の１次巻線Ｎ11b は第
２の逆流阻止用ダイオードＤ8 を介して出力トランスＴ
2 の１次巻線Ｎ1 と第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 の接続点との間に接続されている。図５においては
図１の共振用コンデンサＣ4 、Ｃ5 の代りにベース電流
制限用抵抗Ｒb1、Ｒb2が接続されている。また、図５の
装置では制御巻線Ｎc の電流Ｉc が磁心３の飽和レベル
よりも低く設定されている。図５において上記以外は図
１と実質的に同一である。
例に係わる共振型スイッチング電源装置を説明する。但
し、図５において図１と共通する部分には同一の符号を
付してその説明を省略する。図５においてはマグアンプ
Ｔ1 に第１及び第２の１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b が設けら
れている。第１の１次巻線Ｎ11a は第１の逆流阻止用ダ
イオードＤ7 を介して第１及び第２のトランジスタＱ1
、Ｑ2 の相互接続点と出力トランスＴ2 の１次巻線Ｎ1
との間に接続されている。第２の１次巻線Ｎ11b は第
２の逆流阻止用ダイオードＤ8 を介して出力トランスＴ
2 の１次巻線Ｎ1 と第１及び第２のトランジスタＱ1 、
Ｑ2 の接続点との間に接続されている。図５においては
図１の共振用コンデンサＣ4 、Ｃ5 の代りにベース電流
制限用抵抗Ｒb1、Ｒb2が接続されている。また、図５の
装置では制御巻線Ｎc の電流Ｉc が磁心３の飽和レベル
よりも低く設定されている。図５において上記以外は図
１と実質的に同一である。
【００１５】図６は図５のマグアンプＴ1 の構成を示
す。可飽和磁心３は第１、第２及び第３の脚３ａ、３
ｂ、３ｃを有し、中央の第１の脚３ａに制御巻線Ｎc が
巻回され、第２の脚３ｂに第１の１次巻線Ｎ11a と第１
の２次巻線Ｎ21が巻回され、第３の脚３ｃに第２の１次
巻線Ｎ11b と第２の２次巻線Ｎ22が巻回されている。図
６の各線の端子ａ〜ｊは図５のａ〜ｊ点に対応してい
る。第１及び第２の１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b は磁束
φ1 、φ2 を発生し、制御巻線Ｎc は磁束φc を発生す
る。
す。可飽和磁心３は第１、第２及び第３の脚３ａ、３
ｂ、３ｃを有し、中央の第１の脚３ａに制御巻線Ｎc が
巻回され、第２の脚３ｂに第１の１次巻線Ｎ11a と第１
の２次巻線Ｎ21が巻回され、第３の脚３ｃに第２の１次
巻線Ｎ11b と第２の２次巻線Ｎ22が巻回されている。図
６の各線の端子ａ〜ｊは図５のａ〜ｊ点に対応してい
る。第１及び第２の１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b は磁束
φ1 、φ2 を発生し、制御巻線Ｎc は磁束φc を発生す
る。
【００１６】図７は制御電流Ｉc とＢＨ曲線との関係を
示す。制御電流Ｉc は飽和磁束密度を得るための磁界の
強さＨ2 よりも低いＨ1 を得るレベルに設定されてい
る。従って、磁心３を飽和に至らしめるためには１次巻
線Ｎ11a 又はＮ11b の電流Ｉ1又はＩ2 を流さなければ
ならない。制御電流Ｉc のレベルを変えると、第１又は
第２のトランジスタＱ1 又はＱ2 がオンしてから飽和に
至るまでの時間幅が変化する。即ち、図５の回路におい
ては、２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスを制御して
第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 をオン・オフ制
御するのではなく、１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b による自己
帰還によって磁心３が飽和に至るまでの時間を制御電流
Ｉc で制御することによって第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 をオン・オフ制御している。例えば、第１
の１次巻線Ｎ11a による帰還で磁心３が飽和すると、第
１のトランジスタＱ1 を駆動する電圧が得られなくな
り、第１のトランジスタＱ1 がターンオフする。これと
共に、今迄オフ状態にあった第２のトランジスタＱ2 を
オンにする向きの電圧が発生し、第２のトランジスタＱ
2 がオンになる。図８は第１及び第２のトランジスタＱ
1 、Ｑ2 のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE1 、ＶCE2 、
コレクタ電流Ｉc1、Ｉc2及び出力トランスＴ2 の１次巻
線Ｎ1 の電流Ｉn1を示す。図８（Ｅ）の電流Ｉn1の領域
Ｅ1 の電流は、コンデンサＣ1 とコンデンサＣ3 とマグ
アンプ１次巻線Ｎ11a とダイオードＤ7 と出力トランス
１次巻線Ｎ1 とから成る並列共振回路に基づいて流れ
る。電流Ｉn1の領域Ｅ2 の電流は上記の共振回路のコン
デンサＣ3 の代りにダイオードＤ2 を通って流れる。負
の半波における領域Ｅ3 、Ｅ4 の電流はコンデンサＣ2
とダイオードＤ1 を通って流れる。
示す。制御電流Ｉc は飽和磁束密度を得るための磁界の
強さＨ2 よりも低いＨ1 を得るレベルに設定されてい
る。従って、磁心３を飽和に至らしめるためには１次巻
線Ｎ11a 又はＮ11b の電流Ｉ1又はＩ2 を流さなければ
ならない。制御電流Ｉc のレベルを変えると、第１又は
第２のトランジスタＱ1 又はＱ2 がオンしてから飽和に
至るまでの時間幅が変化する。即ち、図５の回路におい
ては、２次巻線Ｎ21、Ｎ22のインダクタンスを制御して
第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 をオン・オフ制
御するのではなく、１次巻線Ｎ11a 、Ｎ11b による自己
帰還によって磁心３が飽和に至るまでの時間を制御電流
Ｉc で制御することによって第１及び第２のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 をオン・オフ制御している。例えば、第１
の１次巻線Ｎ11a による帰還で磁心３が飽和すると、第
１のトランジスタＱ1 を駆動する電圧が得られなくな
り、第１のトランジスタＱ1 がターンオフする。これと
共に、今迄オフ状態にあった第２のトランジスタＱ2 を
オンにする向きの電圧が発生し、第２のトランジスタＱ
2 がオンになる。図８は第１及び第２のトランジスタＱ
1 、Ｑ2 のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE1 、ＶCE2 、
コレクタ電流Ｉc1、Ｉc2及び出力トランスＴ2 の１次巻
線Ｎ1 の電流Ｉn1を示す。図８（Ｅ）の電流Ｉn1の領域
Ｅ1 の電流は、コンデンサＣ1 とコンデンサＣ3 とマグ
アンプ１次巻線Ｎ11a とダイオードＤ7 と出力トランス
１次巻線Ｎ1 とから成る並列共振回路に基づいて流れ
る。電流Ｉn1の領域Ｅ2 の電流は上記の共振回路のコン
デンサＣ3 の代りにダイオードＤ2 を通って流れる。負
の半波における領域Ｅ3 、Ｅ4 の電流はコンデンサＣ2
とダイオードＤ1 を通って流れる。
【００１７】第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の
オン時間幅即ちオン・オフの繰返し周波数を変えること
によって出力電圧を制御する原理は、図３及び図４に示
した原理と同一である。図５の実施例では制御電流Ｉc
が小さくなるので、誤差増幅器５の電流容量の小さい安
価なものにすることができる。
オン時間幅即ちオン・オフの繰返し周波数を変えること
によって出力電圧を制御する原理は、図３及び図４に示
した原理と同一である。図５の実施例では制御電流Ｉc
が小さくなるので、誤差増幅器５の電流容量の小さい安
価なものにすることができる。
【００１８】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 制御マグアンプの飽和を利用しているため、図
５の抵抗Ｒb1、Ｒb2の代わりにコンデンサ又はダイオ−
ドを接続することができ、また場合によってはＲb1、Ｒ
b2を省くこともできる。図５の抵抗Ｒb1、Ｒb2に直列に
逆流阻止用ダイオードを接続すること、及びこれ等に並
列にスピードアップコンデンサを接続することができ
る。 （２） ダイオードＤ5 、Ｄ6 、コンデンサＣ6 を省い
てインバータにすることができる。 （３） ２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの巻数を変えて２つの異な
った出力をとることができる。また、出力ランスＴ2 の
２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの一方を省く構成にすることができ
る。 （４） トランジスタＱ1 、Ｑ2 を電界効果トランジス
タ等の他のスイッチング素子に置き換えることができ
る。 （５） 逆流素子用ダイオ−ドＤ7 、Ｄ8 を省くことが
できる。 （６） 制御巻線Ｎc に並列にコンデンサを接続し、第
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフに対
応して制御巻線Ｎc に生じる交流成分をコンデンサで短
絡し、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の内の一
方がオンの時に他方を逆バイアスする動作を強めること
ができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 制御マグアンプの飽和を利用しているため、図
５の抵抗Ｒb1、Ｒb2の代わりにコンデンサ又はダイオ−
ドを接続することができ、また場合によってはＲb1、Ｒ
b2を省くこともできる。図５の抵抗Ｒb1、Ｒb2に直列に
逆流阻止用ダイオードを接続すること、及びこれ等に並
列にスピードアップコンデンサを接続することができ
る。 （２） ダイオードＤ5 、Ｄ6 、コンデンサＣ6 を省い
てインバータにすることができる。 （３） ２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの巻数を変えて２つの異な
った出力をとることができる。また、出力ランスＴ2 の
２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの一方を省く構成にすることができ
る。 （４） トランジスタＱ1 、Ｑ2 を電界効果トランジス
タ等の他のスイッチング素子に置き換えることができ
る。 （５） 逆流素子用ダイオ−ドＤ7 、Ｄ8 を省くことが
できる。 （６） 制御巻線Ｎc に並列にコンデンサを接続し、第
１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフに対
応して制御巻線Ｎc に生じる交流成分をコンデンサで短
絡し、第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 の内の一
方がオンの時に他方を逆バイアスする動作を強めること
ができる。
【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。
る。
【図２】図１のマグアンプのＢＨ曲線及び透磁率μと制
御電流との関係を示す図である。
御電流との関係を示す図である。
【図３】図１及び図５のＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数
とＮ1 とＣ1 の共振回路のレスポンスとの関係を説明す
るための図である。
とＮ1 とＣ1 の共振回路のレスポンスとの関係を説明す
るための図である。
【図４】Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数と１次巻線Ｎ1
の電圧との関係を示す図である。
の電圧との関係を示す図である。
【図５】本発明の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図６】図５のマグアンプを示す斜視図である。
【図７】図５のマグアンプのＢＨ曲線と制御電流の関係
を示す図である。
を示す図である。
【図８】図５の各部の状態を示す波形図である。
Ｔ1 マグアンプ Ｔ2 出力トランス Ｎ11a 、Ｎ11b １次巻線 Ｃ1 共振用コンデンサ
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１及び
第２のスイッチング素子の直列回路と、 第１及び第２の１次巻線と第１及び第２の２次巻線と制
御巻線とを有する可飽和トランスと、 インダクタンスを有する１次巻線と２次巻線とを備えた
出力トランスと、 前記出力トランスの１次巻線に直列に接続された共振用
コンデンサと、 前記制御巻線に制御電流を供給する制御回路とから成
り、前記可飽和トランスの第１の１次巻線は前記第１及
び第２のスイッチング素子の相互接続点と前記出力トラ
ンスの１次巻線と前記共振用コンデンサとから成る共振
回路の一端との間に接続され、 前記可飽和トランスの第２の１次巻線は前記共振回路の
一端と前記相互接続点との間に接続され、 前記共振回路の他端は前記直流電源の他端に接続され、 前記可飽和トランスの前記第１の２次巻線は前記第１の
スイッチング素子の制御端子に接続され、 前記可飽和トランスの前記第２の２次巻線は前記第２の
スイッチング素子の制御端子に接続されていることを特
徴とする共振型スイッチング電源装置。 - 【請求項２】 更に前記第１及び第２の１次巻線に直列
に接続された第１及び第２の逆流阻止用ダイオードを有
することを特徴とする請求項１記載の共振型スイッチン
グ電源装置。 - 【請求項３】 更に、前記第１及び第２のスイッチング
素子に並列に接続された第１及び第２のコンデンサを有
することを特徴とする請求項１又は２記載の共振型スイ
ッチング電源装置。 - 【請求項４】 更に、前記第１及び第２のスイッチング
素子に対して逆方向並列に接続された第１及び第２のダ
イオードを有することを特徴とする請求項１又は２又は
３記載の共振型スイッチング電源装置。 - 【請求項５】 更に、前記出力トランスの２次巻線に接
続された整流平滑回路を有し、前記制御回路は前記整流
平滑回路の出力電圧を一定にするように前記制御電流を
供給するものであることを特徴とする請求項１又は２又
は３又は４記載の共振型スイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25507293A JPH0787737A (ja) | 1993-09-17 | 1993-09-17 | 共振型スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25507293A JPH0787737A (ja) | 1993-09-17 | 1993-09-17 | 共振型スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0787737A true JPH0787737A (ja) | 1995-03-31 |
Family
ID=17273749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25507293A Pending JPH0787737A (ja) | 1993-09-17 | 1993-09-17 | 共振型スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787737A (ja) |
-
1993
- 1993-09-17 JP JP25507293A patent/JPH0787737A/ja active Pending
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