JP6932373B2 - ３端子静止形直流変圧器の制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、制御装置に関し、特に、高周波交流を介して３つの直流端子が接続された３端子静止形直流変圧器を駆動制御する制御装置に適用して好適なものである。
近年、地球温暖化対策として太陽光発電を代表とする再生可能エネルギーの利用が世界中で増えてきており、これに伴い再生可能エネルギーを蓄電するための蓄電池の利用も増えている。また天然ガスから発電する燃料電池も利用され始めている。太陽光発電装置、蓄電池および燃料電池等は直流で電力を発電または蓄電するため、これらから出力される電力はインバータにより交流に変換されて利用される。
しかしながら、今後、再生可能エネルギーの利用が増加するであろうことが予想されており、太陽光発電装置等から出力される電力をわざわざ交流に変換することなく、直流のまま機器に接続して利用する直流送電や直流配電の登場が期待されている。これはオン／オフを外部から与える信号によって任意に切り替えられる自己消弧半導体素子の発展によりインバータが低廉で信頼性も高くなってきている背景によるものであり、次世代配電系として直流伝送や直流配電の研究・開発が進められている。
ところで、直流で異電圧を接続する場合、直流を高周波交流電圧に変換し、当該高周波交流電圧を交流変圧器を介して昇圧または降圧した後、再度直流に変換するソリッドステートトランスフォーマー（Solid State Transformer）と呼ばれる２端子型の静止形変圧器が広く使われている。しかしながら、直流配電系統に変圧器を用いる場合は２端子でなく、安全に接続を拡張できる３端子の静止形変圧器（以下、これを３端子静止形直流変圧器と呼ぶ）の採用が望まれる。
３端子静止形直流変圧器は、直流配電等を行う場合に用いる装置で、それぞれ４つの自己消弧素子から構成されるブリッジ回路と、直流コンデンサとが並列に接続された第１〜第３の直流端子を持ち、これら第１〜第３の直流端子間で電力を相互に融通できる直流変圧器である。
このような３端子静止形変圧器では、運転前に各直流端子にそれぞれ接続された各直流コンデンサを充電しておき、これら直流端子の電圧を所定電圧に維持しておく必要がある。そのための方法として、例えば特許文献１には、通常別途設置するプリチャージ回路を用いて各端子の直流コンデンサを充電することが開示されている。また特許文献２には、３端子静止形変圧器を駆動制御する主回路に抵抗器を挿入し抵抗で制限される電流によって直流コンデンサを充電して充電後に当該抵抗器を短絡する方法が開示されている。
特開平１１−１９６５２９号公報 特開２００８−２５９２５３号公報
ところで、従来、３端子静止形変圧器の起動に必要な３つの直流コンデンサの充電は、上述した主回路以外の回路や装置を用いて行っている。しかしながら、これらの回路や装置は３端子静止形変圧器の通常運転時には用いないため、３端子静止形変圧器を備えた装置全体の大型化や、製品コストの増加をもたらすという問題があった。
また３端子静止形変圧器を起動するに際しては、３端子静止形変圧器を破壊することなく安全に起動できることが重要である。
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、３端子静止形直流変圧器を備える装置の大型化や製品コストの増加を抑制しながら、３端子静止形直流変圧器を安全に起動し得る制御装置を提案しようとするものである。
かかる課題を解決するため本発明においては、それぞれ直流側に直流コンデンサが並列接続された３つ以上の自励式単相インバータが交流側で当該自励式単相インバータの数に応じた巻線を有する高周波変圧器を介して接続され、それぞれ対応する前記自励式単相インバータが接続された３つ以上の直流端子間で電力を融通するよう構成された多端子の静止形直流変圧器を駆動制御する制御装置において、１つの前記直流端子に直流電圧が印加されて当該直流端子が一定電圧に保たれた状態において、各前記直流端子の電圧をそれぞれ検出する検出器と、前記検出器の検出結果に基づいて、前記直流電圧が印加されていない前記直流端子のうち、電圧が最も低い前記直流端子を選択する最小電圧端子選択回路と、前記直流電圧が印加された前記直流端子の電圧と、前記最小電圧端子選択回路により選択された前記直流端子の電圧との差分に比例した大きさの交流電圧を、前記直流電圧が印加された前記自励式単相インバータに発生させる演算回路とを設けるようにした。
本発明によれば、３端子静止形直流変圧器を備える装置の大型化や製品コストの増加を抑制しながら、３端子静止形直流変圧器を安全に起動し得る制御装置を実現できる。
本実施の形態による３端子静止形直流変圧器を示す回路図である。 図１の３端子静止形直流変圧器を制御する制御装置の一部構成を示すブロック図である。 （Ａ）〜（Ｄ）は、第１〜第４のオンパルス信号の波形例を示す波形図であり、（Ｅ）は、第１のブリッジ回路に発生する交流電圧の波形例を示す波形図である。 第１のブリッジ回路に発生する交流電圧および交流電流の波形例を示す波形図である。
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
（１）本実施の形態による３端子静止形直流変圧器の構成
図１において、１は全体として本実施の形態による３端子静止形直流変圧器を示す。この３端子静止形直流変圧器１は、第１の直流端子２Ａを構成する第１および第２の端子２ＡＡ，２ＡＢ間に並列に接続された第１のブリッジ回路３Ａおよび第１の直流コンデンサ４Ａと、第２の直流端子２Ｂを構成する第１および第２の端子２ＢＡ，２ＢＢ間に並列に接続された第２のブリッジ回路３Ｂおよび第２の直流コンデンサ４Ｂと、第３の直流端子２Ｃを構成する第１および第２の端子２ＣＡ，２ＣＢ間に並列に接続された第３のブリッジ回路３Ｃおよび第３の直流コンデンサ４Ｃと、第１〜第３のブリッジ回路３Ａ〜３Ｃ間を接続する３巻線高周波変圧器５とを備えて構成される。
第１のブリッジ回路３Ａは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）に代表される第１〜第４の自己消弧素子１０Ａ〜１３Ａがブリッジ状に接続され、これら第１〜第４の自己消弧素子１０Ａ〜１３Ａにそれぞれ第１〜第４のダイオード１４Ａ〜１７Ａが並列に接続された自励式単相インバータから構成される。
そして第１のブリッジ回路３Ａは、第１および第４の自己消弧素子１０Ａ，１３Ａの接続中点が第１の直流端子２Ａの第１の端子２ＡＡに接続されると共に、第２および第３の自己消弧素子１１Ａ，１２Ａの接続中点が第１の直流端子２Ａの第２の端子２ＡＢに接続されている。
同様に、第２のブリッジ回路３Ｂは、第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂがブリッジ状に接続され、これら第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂにそれぞれ第１〜第４のダイオード１４Ｂ〜１７Ｂが並列に接続された自励式単相インバータから構成される。そして第２のブリッジ回路３Ｂは、第１および第４の自己消弧素子１０Ｂ，１３Ｂの接続中点が第２の直流端子２Ｂの第１の端子２ＢＡに接続されると共に、第２および第３の自己消弧素子１１Ｂ，１２Ｂの接続中点が第２の直流端子２Ｂの第２の端子２ＢＢに接続されている。
また第３のブリッジ回路３Ｃは、第１〜第４の自己消弧素子１０Ｃ〜１３Ｃがブリッジ状に接続され、これら第１〜第４の自己消弧素子１０Ｃ〜１３Ｃにそれぞれ第１〜第４のダイオード１４Ｃ〜１７Ｃが並列に接続された自励式単相インバータから構成される。そして第３のブリッジ回路３Ｃは、第１および第４の自己消弧素子１０Ｃ，１３Ｃの接続中点が第３の直流端子２Ｃの第１の端子２ＣＡに接続されると共に、第２および第３の自己消弧素子１１Ｃ，１２Ｃの接続中点が第３の直流端子２Ｃの第２の端子２ＣＢに接続されている。
３巻線高周波変圧器５は、鉄心１９に巻回された第１〜第３の巻線１８Ａ〜１８Ｃを備えて構成される。そして第１の巻線１８Ａは、第１のブリッジ回路３Ａにおける第１および第２の自己消弧素子１０Ａ，１１Ａの接続中点と、第３および第４の自己消弧素子１２Ａ，１３Ａの接続中点との間に接続されている。また第２の巻線１８Ｂは、第２のブリッジ回路３Ｂにおける第１および第２の自己消弧素子１０Ｂ，１１Ｂの接続中点と、第３および第４の自己消弧素子１２Ｂ，１３Ｂの接続中点との間に接続され、第３の巻線１８Ｃは、第３のブリッジ回路３Ｃにおける第１および第２の自己消弧素子１０Ｃ，１１Ｃの接続中点と、第３および第４の自己消弧素子１２Ｃ，１３Ｃの接続中点との間に接続されている。
図２は、かかる３端子静止形直流変圧器１の通常運転時に第１〜第３のブリッジ回路３Ａ〜３Ｃの動作を制御する本実施の形態による制御装置２０の構成を示す。この制御装置２０は、第１〜第３の検出器２１〜２３と、最小電圧端子検出回路２４と、演算回路２５とを備えて構成される。
第１の検出器２１は、第１の直流端子２Ａの第１および第２の端子２ＡＡ，２ＡＢ間の電圧Ｅｄ１を検出する電圧検出器であり、検出した電圧Ｅｄ１を第１の電圧情報として演算回路２５に出力する。また第２の検出器２２は、第２の直流端子２Ｂの第１および第２の端子２ＢＡ，２ＢＢ間の電圧Ｅｄ２を検出する電圧検出器であり、検出した電圧Ｅｄ２を第２の電圧情報として最小電圧端子検出回路２４に出力する。さらに第３の検出器２３は、第３の直流端子２Ｃの第１および第２の端子２ＣＡ，２ＣＢ間の電圧Ｅｄ３を検出する電圧検出器であり、検出した電圧Ｅｄ３を第３の電圧情報として最小電圧端子検出回路２４に出力する。
最小電圧端子検出回路２４は、本実施の形態の３端子静止形直流変圧器１の出力側端子対となる第２の直流端子２Ｂの第１および第２の端子２ＢＡ，２ＢＢ間の電圧Ｅｄ２と、第３の直流端子２Ｃの第１および第２の端子２ＣＡ，２ＣＢ間の電圧Ｅｄ３とのうちのいずれか低い一方の電圧Ｅｄ２，Ｅｄ３を選択して演算回路２５に通知する機能を有する。実際上、最小電圧端子検出回路２４は、第２の検出器２２から与えられた第２の電圧情報と、第３の検出器２３から与えられた第３の電圧情報とに基づいて、より電圧が低い一方の第２または第３の電圧情報を選択し、選択した第２または第３の電圧情報を演算回路２５に転送する。
演算回路２５は、第１の検出器２１から与えられる第１の電圧情報と、最小電圧端子検出回路２４から与えられる第２または第３の電圧情報とに基づいて、第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃにそれぞれ接続された第２および第３の直流コンデンサ４Ｂ，４Ｃの充電を制御する機能を有する。
実際上、演算回路２５は、第１のブリッジ回路３Ａの第１〜第４の自己消弧素子１０Ａ〜１３Ａにそれぞれ第１〜第４のオンパルス信号Ｓ１〜Ｓ４を送信して必要なタイミングでこれら第１〜第４の自己消弧素子１０Ａ〜１３Ａを駆動することにより、第２の直流端子２Ｂの第１および第２の端子２ＢＡ，２ＢＢ間と、第３の直流端子２Ｃの第１および第２の端子２ＣＡ，２ＣＢ間とにそれぞれ電位差（電圧Ｅｄ２，Ｅｄ３）を生じさせて、第２および第３の直流コンデンサ４Ｂ，４Ｃを充電する。
図３（Ａ）〜（Ｄ）は、３端子静止形直流変圧器１の起動時に演算回路２５から第１のブリッジ回路３Ａの第１〜第４の自己消弧素子１０Ａ〜１３Ａにそれぞれ与えられる第１〜第４のオンパルス信号Ｓ１〜Ｓ４の波形例を示す。
ここでは、前提として、第１の直流端子２Ａに直流電圧が印加されて当該第１の直流端子２Ａの第１および第２の端子２ＡＡ，２ＡＢ間の電圧Ｅｄ１が一定電圧に保たれているものとする。また第２および第３の直流コンデンサ４Ｂ，４Ｃは充電されておらず、第２の直流端子２Ｂの第１および第２の端子２ＢＡ，２ＢＢ間の電位Ｅｄ２と、第３の直流端子２Ｃの第１および第２の端子２ＣＡ，２ＣＢ間の電圧Ｅｄ３とのいずれもが０Ｖであるものとする。
なお演算回路２５は、３端子静止形直流変圧器１の起動時、第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃの第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃに第１〜第４のオンパルス信号を与えずにこれら第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃの第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃをオフ状態としておき、これら第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃとそれぞれ並列に接続された各第１〜第４のダイオード１４Ｂ〜１７Ｂ，１４Ｃ〜１７Ｃのみ動作するようにしておく。
図３（Ａ）〜（Ｄ）からも明らかなように、３端子静止形直流変圧器１の起動時、演算回路２５は、第１のブリッジ回路３Ａの第１および第２の自己消弧素子１０Ａ，１１Ａを導通デューティ比50％で動作させる。この際、直流短絡が発生しないように、第１の自己消弧素子１０Ａのオン期間と、第２の自己消弧素子１１Ａのオン期間との間にデッドタイムＴｄが確保される。なお、第１の自己消弧素子１０Ａや第２の自己消弧素子１１Ａの「オン期間」とは、第１のオンパルス信号Ｓ１や第２のオンパルス信号Ｓ２が論理「１」レベルに立ち上がり、これによって第１の自己消弧素子１０Ａや第２の自己消弧素子１１Ａがオン動作する期間である。第３および第４の自己消弧素子１２Ａ，１３Ａについても同様である。
また演算回路２５は、第１のブリッジ回路３Ａの第３および第４の自己消弧素子１２Ａ，１３Ａも導通デューティ比50％で動作させる。この場合にも、直流短絡が発生しないように第３の自己消弧素子１２Ａのオン期間と、第４の自己消弧素子１３Ａのオン期間との間にデッドタイムＴｄが確保される。
さらに演算回路２５は、このとき第１の自己消弧素子１０Ａのオン期間と、第３の自己消弧素子１２Ａのオン期間とが周期的に一定期間だけ重複し、第２の自己消弧素子１１Ａのオン期間と、第４の自己消弧素子１３Ａのオン期間とが定期的に一定期間だけ重複するよう第１〜第４のオンパルス信号Ｓ１〜Ｓ４の位相を調整する。
このような第１〜第４のオンパルス信号Ｓ１〜Ｓ４により第１のブリッジ回路３Ａの第１〜第４の自己消弧素子１０Ａ〜１３Ａを動作させた場合、図４において実線に示すように、第１の自己消弧素子１０Ａのオン期間（第１のオンパルス信号Ｓ１が論理「１」レベルに立ち上がる期間）と、第３の自己消弧素子１２Ａのオン期間（第３のオンパルス信号Ｓ３が論理「１」レベルに立ち上がる期間）とが重なる期間Ｔｃ中は、３巻線高周波変圧器５の第１の巻線１８Ａに発生する電圧Ｖ１の値が「Ｅｄ１」となり、第２の自己消弧素子１１Ａのオン期間（第２のオンパルス信号Ｓ２が論理「１」レベルに立ち上がる期間）と、第４の自己消弧素子１３Ａのオン期間（第４のオンパルス信号Ｓ４が論理「１」レベルに立ち上がる期間）とが重なる期間Ｔｃ中は、当該第１の巻線１８Ａに発生する電圧Ｖ１の値が「−Ｅｄ１」となる。なお、以下においては、この期間Ｔｃを第１のブリッジ回路３Ａの導通期間と呼ぶ。
そして３巻線高周波変圧器５の第１の巻線１８Ａに「Ｅｄ１」または「−Ｅｄ１」の大きさの電圧Ｖ１が現れた場合、図４において一点鎖線で示すように、当該第１の巻線１８Ａには電流Ｉ１が流れ、当該第１の巻線１８Ａの電圧Ｖ１の値がゼロとなると電流Ｉ１が流れなくなる。なお、３端子静止形直流変圧器１には３巻線高周波変圧器５等にインダクタンスＬが存在するため、電流Ｉ１の値は図４において一点鎖線で示すように時間を変数とした一次関数として変化する。
一方、図４において実線で示した「Ｅｄ１」または「−Ｅｄ１」という大きさの電圧Ｖ１が３巻線高周波変圧器５の第１の巻線１８Ａに発生した場合、第２のブリッジ回路３Ｂ側では、第２のダイオード１５Ｂ、第２の巻線１８Ｂおよび第４のダイオード１７Ｂを介して、または、第３のダイオード１６Ｂ、第２の巻線１８Ｂおよび第１のダイオード１４Ｂを介して第２の直流コンデンサ４Ｂに電流が流れ込み（つまり第２の直流端子２Ｂの第１および第２の端子２ＢＡ，２ＢＢ間に電位差Ｅｄ２が発生し）、第２の直流コンデンサ４Ｂが充電される。
同様に、このとき第３のブリッジ回路３Ｃ側では、第２のダイオード１５Ｃ、第３の巻線１８Ｃおよび第４のダイオード１７Ｃを介して、または、第３のダイオード１６Ｃ、第３の巻線１８Ｃおよび第１のダイオード１４Ｃを介して第３の直流コンデンサ４Ｃに電流が流れ込み（つまり第３の直流端子２Ｃの第１および第２の端子２ＣＡ，２ＣＢ間に電位差Ｅｄ３が発生し）、第３の直流コンデンサ４Ｃが充電される。
ところで、一般的に第１のブリッジ回路３Ａと同じ構成を有する自励式単相インバータでは、第１および第３自己消弧素子１０Ａ，１２Ａを同時にオン動作させ、それ以外の時間では第２および第４の自己消弧素子１１Ａ，１３Ａを同時にオン動作させるように駆動する。すると、３巻線高周波変圧器５の第１の巻線１８Ａには、「Ｅｄ１」または「−Ｅｄ１」という大きさの電圧Ｖ１が第１〜第４の自己消弧素子１０Ａ〜１３Ａがオン／オフする周期の半分の周期で交互に現れる。
一方、第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃの第２の直流端子２Ｂの第１および第２の端子２ＢＡ，２ＢＢ間の電位差Ｅｄ２と、第３の直流端子２Ｃの第１および第２の端子２ＣＡ，２ＣＢ間の電位差Ｅｄ３はいずれも初期時は０Ｖであるため、第１のブリッジ回路３Ａの駆動開始と共に大きな電流Ｉ２，Ｉ３が第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃや第２および第３の直流コンデンサ４Ｂ，４Ｃに流れ込む。
そしてこれら電流Ｉ２，Ｉ３の電流値が第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃを構成する第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃの電流定格値を超える場合、これら第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃが破壊されるおそれがある。従って、この電流Ｉ２，Ｉ３のピーク値Ｉｐを第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃが破壊されない範囲に抑制する必要がある。
そこで、この電流Ｉ２，Ｉ３の電流値を第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃの第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃの電流定格値以下に抑制しながら第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃの第２および第３の直流コンデンサ４Ｂ，４Ｃを充電する方法を以下に説明する。
かかる電流Ｉ２，Ｉ３の最大値Ｉｐは、３巻線高周波変圧器等の回路のインダクタンスをＬ、導通期間をTcとすると次式になる。
Figure 0006932373
 または（１）式の計算結果である次式
Figure 0006932373
 で表すことができる。従って、この最大値Ｉｐが第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃを構成する第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃの許容電流以下であればよい。よって、これら第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃの電流定格値以下で流したい電流値をＩｍとすると、第１のブリッジ回路３Ａの導通期間Ｔｃの最大値は、次式
Figure 0006932373
 により算出することができる。
ここで、第２のブリッジ回路３Ｂおよび第３のブリッジ回路３Ｃの抵抗値は同じであるため、第２のブリッジ回路３Ｂおよび第３のブリッジ回路３Ｃに流れる電流Ｉ２，Ｉ３の大きさは、第２または第３の直流端子２Ｂ，２Ｃに現れる電圧Ｅｄ２，Ｅｄ３の大きさによって決まる。従って、電流値Ｉｍを決めるに際しては、より高い電圧が現れる第２または第３の直流端子２Ｂ，２Ｃに接続された第２または第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃを構成する第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃの電流定格値以下の大きさに電流値Ｉｍを抑制する必要がある。
また第２の直流端子２Ｂの第１および第２の端子２ＢＡ，２ＢＢ間の電位Ｅｄ２、並びに、第３の直流端子２Ｃの第１および第２の端子２ＣＡ，２ＣＢ間の電位Ｅｄ３がゼロであるものとして説明したが、第２の直流コンデンサ４Ｂや第３の直流コンデンサ４Ｃに残留電荷が存在する場合には、（３）式の右辺において、「Ｅｄ１」の代わりに（Ｅｄ１−Ｅｄ２）または（Ｅｄ１−Ｅｄ３）を分母として当て嵌めてオン期間Ｔの最大値を求めればよい。その場合、電流ピークを抑えるためには、これらの電位（「Ｅｄ１−Ｅｄ２」または「Ｅｄ１−Ｅｄ３」）のうちの大きい方を選べばよい。
以上を踏まえて、図２について上述した本実施の形態による制御装置２０の演算回路２５は、第２の検出器２２および第３の検出器２３がそれぞれ検出した電圧Ｅｄ２，Ｅｄ３のうち小さい方を選択し、上述した第１のブリッジ回路３Ａの導通期間Ｔｃを次式
Figure 0006932373
 によって演算する。
また演算回路２５は、この導通期間Ｔｃと、上述した第１〜第４のオンパルス信号Ｓ１〜Ｓ４が論理「１」レベルに立ち上がるオン期間Ｔａとから次式
Figure 0006932373
 によって第１のオンパルス信号Ｓ１に対する第３のオンパルス信号Ｓ３や、第２のオンパルス信号Ｓ２に対する第４のオンパルス信号Ｓ４の遅延時間δを算出し、このような遅延時間δをもって第１〜第４のオンパルス信号Ｓ１〜Ｓ４を発生するようパルス発生回路を制御する。
なお、ここでの「遅延時間δ」とは、第１のオンパルス信号Ｓ１が論理「１」レベルに立ち上がる期間に対する第３のオンパルス信号Ｓ３が論理「１」レベルに立ち上がる期間の遅れ時間、および、第２のオンパルス信号Ｓ２が論理「１」レベルに立ち上がる期間に対する第４のオンパルス信号Ｓ４が論理「１」レベルに立ち上がる期間の遅れ時間を言う。
これにより第１の直流端子２Ａの電圧Ｅｄ１と、第２および第３の直流端子２Ｂ，２Ｃのうち、電圧が低い方の第２または第３の直流端子２Ｂ，２Ｃの電圧Ｅｄ２，Ｅｄ３との差分に比例した大きさの交流電圧および交流電流（電圧Ｖ１、電流Ｉ１）が第１のブリッジ回路３Ａに発生し、この交流電流に応じた電流Ｉ２，Ｉ３が第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃに流れることになる。
このように演算回路２５は、第１のオンパルス信号Ｓ１に対する第３のオンパルス信号Ｓ３や、第２のオンパルス信号Ｓ２に対する第４のオンパルス信号Ｓ４の遅延時間δを制御する３巻線高周波変圧器５の第１の巻線１８Ａに流れる電流Ｉ１の大きさを制御し、これにより３巻線高周波変圧器５の第２および第３の巻線１８Ｂ，１８Ｃ、ひいては第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃに流れる電流Ｉ２，Ｉ３の大きさを制御する。
（２）本実施の形態の効果
以上のように本実施の形態では、３端子静止形直流変圧器１の起動時、当該３端子静止形直流変圧器１の通常運転時に第１〜第３のブリッジ回路３Ａ〜３Ｃを駆動制御する制御装置２０の制御のもとに、第２の直流端子２Ｂに接続された第２の直流コンデンサ４Ｂや、第３の直流端子２Ｃに接続された第３の直流コンデンサ４Ｃを充電する。従って、本実施の形態によれば、３端子静止形直流変圧器１の起動のために通常の運転時には利用しない回路や装置を別途用意する必要がなく、その分、全体としてのコストを低減することができる。
また、この際、制御装置２０は、３巻線高周波変圧器５の第１の巻線１８Ａに流れる電流Ｉ１に起因して３巻線高周波変圧器５の第２および第３の巻線１８Ｂ，１８Ｃにそれぞれ流れる電流Ｉ２，Ｉ３の大きさが第２および第３のブリッジ回路３Ｂ，３Ｃを構成する第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃの電流定格値以下となるように、第１〜第４のオンパルス信号Ｓ１〜Ｓ４の遅延時間δを制御する。従って、本実施の形態によれば、第２のブリッジ回路３Ｂを構成する第１〜第４の自己消弧素子１０Ｂ〜１３Ｂや、第３のブリッジ回路を構成する第１〜第４の自己消弧素子１０Ｃ〜１３Ｃを破壊させることなく、３巻線高周波変圧器５を安全に起動させることができる。
従って、本実施の形態によれば、３端子静止形直流変圧器を備える装置の大型化や製品コストの増加を抑制しながら、３端子静止形直流変圧器を安全に起動し得る制御装置を実現できる。
（３）他の実施の形態
なお上述の実施の形態においては、本発明を直流端子が３つの３端子静止形直流変圧器１に適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は、直流側に直流コンデンサが並列接続された３つ以上の自励式単相インバータが交流側で当該自励式単相インバータの数に応じた巻線を有する高周波変圧器を介して接続され、それぞれ対応する前記自励式単相インバータが接続された各直流端子間で電力を融通するよう構成された多端子静止形直流変圧器にも広く適用することができる。
１……３端子静止形直流変圧器、２Ａ〜２Ｃ……第１〜第３の直流端子、３Ａ〜３Ｃ……第１〜第３のブリッジ回路、４Ａ〜４Ｃ……第１〜第３の直流コンデンサ、５……３巻線高周波変圧器、１０Ａ〜１３Ａ，１０Ｂ〜１３Ｂ，１０Ｃ〜１３Ｃ……第１〜第４の自己消弧素子、１４Ａ〜１７Ａ，１４Ｂ〜１７Ｂ，１４Ｃ〜１７Ｃ……第１〜第３のダイオード、１８Ａ〜１８Ｃ……第１〜第３の巻線、１９……鉄心、２０……制御装置、２１〜２３……第１〜第３の検出器、２４……最小電圧端子検出回路、２５……演算回路。

Claims (2)

  1. それぞれ直流側に直流コンデンサが並列接続された３つ以上の自励式単相インバータが交流側で当該自励式単相インバータの数に応じた巻線を有する高周波変圧器を介して接続され、それぞれ対応する前記自励式単相インバータが接続された３つ以上の直流端子間で電力を融通するよう構成された多端子の静止形直流変圧器を駆動制御する制御装置において、
    １つの前記直流端子に直流電圧が印加されて当該直流端子が一定電圧に保たれた状態において、各前記直流端子の電圧をそれぞれ検出する検出器と、
    前記検出器の検出結果に基づいて、前記直流電圧が印加されていない前記直流端子のうち、電圧が最も低い前記直流端子を選択する最小電圧端子選択回路と、
    前記直流電圧が印加された前記直流端子の電圧と、前記最小電圧端子選択回路により選択された前記直流端子の電圧との差分に比例した大きさの交流電圧を、前記直流電圧が印加された前記自励式単相インバータに発生させる演算回路と
    を備えることを特徴とする制御装置。
  2. 前記自励式単相インバータは、
    ブリッジ状に接続された４つの自己消弧素子を備え、
    前記演算回路は、
    前記直流電圧が印加された前記直流端子の電圧と、前記最小電圧端子選択回路により選択された前記直流端子の電圧との差分に基づいて、一の前記自己消弧素子がオン動作する期間に対して当該自己消弧素子と隣接しない他の前記自己消弧素子がオン動作する期間の遅延時間を算出し、
    算出した遅延時間に基づいて、前記直流電圧が印加された前記直流端子の電圧と、前記最小電圧端子選択回路により選択された前記直流端子の電圧との差分に比例した大きさの交流電圧を発生させるように、前記直流電圧が印加された前記直流端子と接続された前記自励式単相インバータを制御する
    ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
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