JP2023088235A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、専用回路を用いずに動作開始時の過電流の発生を防止することができる電力変換装置を提供することを目的とする。【解決手段】電力変換装置１に備えられた初期充電信号生成部１２２は、二次側ブリッジ回路１１３を初期充電期間において制御するための被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４と、一次側ブリッジ回路１１２を初期充電期間において制御するための不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４とを生成する。不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４は、一次側ブリッジ回路１１２が出力する正極性出力電圧及び負極性出力電圧のそれぞれの電圧時間積の和が零となるようにパルス幅が設定されたパルス信号である。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチ素子を有する電力変換装置に関する。

双方向に電力を供給可能な電力変換装置として、ＤＡＢ（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂ ｒｉｄｇｅ）コンバータ等の双方向直流／直流（以下、「ＤＣ／ＤＣ」と略記する場合がある）コンバータが知られている（例えば、特許文献１及び２、並びに非特許文献１参照）。

特開２０１７－１１８８０６号公報 国際公開第２０１７／９８７６３号

Ｓｈｉｇｅｎｏｒｉ Ｉｎｏｕｅ， Ｈｉｒｏｆｕｍｉ Ａｋａｇｉ： "Ａ Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ－ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ａｎ Ｅｎｅｒｇｙ Ｓｔｏｒａｇｅ Ｓｙｓｔｅｍ Ｗｉｔｈ Ｇａｌｖａｎｉｃ Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ"， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， Ｖｏｌ．２２，Ｎｏ．６，ｐｐ．２２９９－２３０６（２００７）

変圧器と、変圧器による絶縁で電気的に隔てられた２つのコンデンサと、直流を交流に変換するためのスイッチ素子を有する半導体素子とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータでは、２つのコンデンサ間に電圧差がある場合、動作開始時（すなわち運転開始時）に半導体素子などの部品に過電流が生じる可能性がある。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータは、動作開始時に当該過電流が半導体素子などの部品に発生して故障する可能性があるという問題を有している。

特許文献１及び２には、このような過電流を防止するために所定の回路を設ける技術が開示されている。しかしながら、当該技術は、ＤＣ／ＤＣコンバータが大型化するという問題を有している。また、非特許文献１には、所定のパルス信号を用いて動作開始時の初期充電を実行する技術が開示されている。しかしながら、当該技術は、トランス電流に直流電流が重畳するという問題を有している。

本発明の目的は、専用回路を用いずに動作開始時の過電流の発生を防止することができる電力変換装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の一態様による電力変換装置は、
絶縁トランス、前記絶縁トランスの一次側に設けられて少なくとも２つのスイッチ素子を有する一次側ブリッジ回路及び前記絶縁トランスの二次側に設けられて少なくとも２つのスイッチ素子を有する二次側ブリッジ回路を有する絶縁型直流／直流コンバータと、
前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路の少なくともの一方の直流電圧を監視する直流電圧監視部と、
前記直流電圧監視部が監視する前記直流電圧が動作開始時の電圧から基準電圧よりも高くなるまでの初期充電期間において前記絶縁型直流／直流コンバータを制御するための初期充電用制御信号を生成する初期充電信号生成部と、
を備え、
前記初期充電信号生成部は、前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路のうちの前記直流電圧監視部に前記直流電圧が監視される被監視ブリッジ回路を前記初期充電期間において制御するための被監視回路制御信号と、前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路のうちの前記被監視ブリッジ回路ではない不監視ブリッジ回路を前記初期充電期間において制御するための不監視回路制御信号とを前記初期充電用制御信号として生成し、
前記不監視回路制御信号は、前記不監視ブリッジ回路が出力する正極性出力電圧及び負極性出力電圧のそれぞれの電圧時間積の和が零となるようにパルス幅が設定されたパルス信号である。

本開示の一態様によれば、専用回路を用いずに動作開始時の過電流の発生を防止することができる。

本発明の一実施形態による電力変換装置の概略構成の一例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による電力変換装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。 従来の電力変換装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。 本発明の一実施形態による電力変換装置の他の動作の一例を示すタイミングチャートである。 本発明の一実施形態による電力変換装置の他の動作の一例を示すタイミングチャートである。 本発明の第二実施形態による電力変換装置の概略構成の一例を示すプロック図である。 本発明の第二実施形態による電力変換装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。 本発明の第二実施形態による電力変換装置の他の動作の一例を示すタイミングチャートである。

本発明の各実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

本発明の一実施形態による電力変換装置について図１から図５を用いて説明する。まず、本実施形態による電力変換装置の概略構成について図１を用いて説明する。図１は、本実施形態による電力変換装置１の概略構成の一例を示すブロック図である。図１では、理解を容易にするため、電力変換装置１に接続された一次側装置２及び二次側装置３が併せて図示されている。

（電力変換装置の概略構成）
電力変換装置１は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を備え、一次側に接続された一次側装置２及び二次側に接続された二次側装置３との間で、双方向に電力を供給することができる。

図１に示すように、一次側装置２及び二次側装置３は、電力変換装置１に接続される装置である。一次側装置２及び二次側装置３のそれぞれは、電力を出力する機能及び電力を受け取る機能を発揮してよい。例えば、一次側装置２及び二次側装置３の一方（一例として一次側装置２）は、蓄電装置であってよい。一次側装置２が蓄電装置の場合、一次側装置２は、一次側装置２及び二次側装置３の他方（一例として二次側装置３）から電力変換装置１を介して伝送される電力を受け取って充電する。一次側装置２は、充電した電力を必要に応じて電力変換装置１を介して二次側装置３に供給してよい。また例えば、一次側装置２及び二次側装置３の一方（一例として二次側装置３）は、モータ等の駆動装置であってよい。二次側装置３が駆動装置である場合、二次側装置３は、一次側装置２及び二次側装置３の他方（一例として一次側装置２）から供給される電力を用いて駆動される。二次側装置３は、回生動作中に回生して得られる電力を、電力変換装置１を介して一次側装置２に供給してよい。また、一次側装置２及び二次側装置３のそれぞれは、例えば太陽光発電装置及び蓄電装置を組み合わせたシステム等であってもよい。

図１に示すように、電力変換装置１は、絶縁トランス１１１、絶縁トランス１１１の一次側に設けられてトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４（少なくとも２つのスイッチ素子の一例）を有する一次側ブリッジ回路１１２及び絶縁トランス１１１の二次側に設けられてトランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４（少なくとも２つのスイッチ素子の一例）を有する二次側ブリッジ回路１１３を有する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を備えている。

絶縁トランス１１１は、一次巻線及び二次巻線を有している。絶縁トランス１１１の一次巻線には、一次側ブリッジ回路１１２が電気的に接続され、絶縁トランス１１１の二次巻線には、二次側ブリッジ回路１１３が電気的に接続されている。絶縁トランス１１１の一次巻線及び二次巻線の巻線比は、一次側装置２及び二次側装置３の定格電圧の比に応じて決定されてよい。本実施形態では、説明の便宜上、絶縁トランス１１１の巻線比は１：１であるとする。

電力変換装置１は、一次側ブリッジ回路１１２の正極側に接続された一次側正極ラインＰ１と、一次側ブリッジ回路１１２の負極側に接続された一次側負極ラインＮ１とを有している。一次側正極ラインＰ１は、一次側装置２の正極側端子に接続されている。一次側負極ラインＮ１は、一次側装置２の負極側端子に接続されている。これにより、一次側ブリッジ回路１１２は、一次側装置２との間で電力を授受することができ、絶縁トランス１１１の一次巻線との間で電力を授受することができる。

図１に示すように、一次側ブリッジ回路１１２は、直列に接続されたトランジスタＱ１１及びトランジスタＱ１２（少なくとも２つのスイッチ素子の一例）と、直列に接続されたトランジスタＱ１３及びトランジスタＱ１４（少なくとも２つのスイッチ素子の一例）とを有している。トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４（以下、「トランジスタＱ１１～Ｑ１４」と称する場合がある）は、例えば金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＭＯＳＦＥＴ））で構成されている。トランジスタＱ１１及びトランジスタＱ１２と、トランジスタＱ１３及びトランジスタＱ１４とは、並列に接続されている。

一次側ブリッジ回路１１２は、トランジスタＱ１１及びトランジスタＱ１２と並列に接続されたコンデンサＣ１を有している。コンデンサＣ１は、トランジスタＱ１３及びトランジスタＱ１４とも並列に接続されている。コンデンサＣ１は、トランジスタＱ１１及びトランジスタＱ１２と一次側装置２との間に配置されている。コンデンサＣ１の一方の電極は、一次側正極ラインＰ１に接続され、コンデンサＣ１の他方の電極は、一次側負極ラインＮ１に接続されている。コンデンサＣ１は、一次側ブリッジ回路１１２及び一次側装置２の間で授受される電圧及び電流を平滑化する平滑コンデンサとしての機能を発揮する。

一次側ブリッジ回路１１２は、トランジスタＱ１１に逆並列に接続された還流ダイオードＤ１１と、トランジスタＱ１２に逆並列に接続された還流ダイオードＤ１２と、トランジスタＱ１３に逆並列に接続された還流ダイオードＤ１３と、トランジスタＱ１４に逆並列に接続された還流ダイオードＤ１４とを有している。

トランジスタＱ１１のドレインは、還流ダイオードＤ１１のカソード、トランジスタＱ１３のドレイン及び還流ダイオードＤ１３のカソード端子に接続されている。トランジスタＱ１１のソースは、還流ダイオードＤ１１のアノード、トランジスタＱ１２のドレイン及び還流ダイオードＤ１２のカソードに接続されている。トランジスタＱ１１のゲートは、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたゲート駆動ユニット（ＧＤＵ）１１２ａ（詳細は後述）に接続されている。これにより、トランジスタＱ１１のゲートにはゲート駆動ユニット１１２ａから出力されるゲート信号Ｓｇ１１が入力され、トランジスタＱ１１のオン（導通）／オフ（非導通）が制御される。

トランジスタＱ１２のソースは、還流ダイオードＤ１２のアノード、トランジスタＱ１４のソース及び還流ダイオードＤ１４のアノードに接続されている。トランジスタＱ１２のゲートは、ゲート駆動ユニット１１２ａに接続されている。これにより、トランジスタＱ１２のゲートにはゲート駆動ユニット１１２ａから出力されるゲート信号Ｓｇ１２が入力され、トランジスタＱ１２のオン（導通）／オフ（非導通）が制御される。

トランジスタＱ１３のソースは、還流ダイオードＤ１３のアノード、トランジスタＱ１４のドレイン及び還流ダイオードＤ１４のカソードに接続されている。トランジスタＱ１３のゲートは、ゲート駆動ユニット１１２ａに接続されている。これにより、トランジスタＱ１３のゲートにはゲート駆動ユニット１１２ａから出力されるゲート信号Ｓｇ１３が入力され、トランジスタＱ１３のオン（導通）／オフ（非導通）が制御される。

トランジスタＱ１４のゲートは、ゲート駆動ユニット１１２ａに接続されている。これにより、トランジスタＱ１４のゲートにはゲート駆動ユニット１１２ａから出力されるゲート信号Ｓｇ１４が入力され、トランジスタＱ１４のオン（導通）／オフ（非導通）が制御される。

トランジスタＱ１１のドレイン、還流ダイオードＤ１１のカソード、トランジスタＱ１３のドレイン及び還流ダイオードＤ１３のカソードは、一次側正極ラインＰ１に接続されている。コンデンサＣ１の一方の電極は、一次側正極ラインＰ１を介して、トランジスタＱ１１のドレイン、還流ダイオードＤ１１のカソード、トランジスタＱ１３のドレイン及び還流ダイオードＤ１３のカソードに接続されている。トランジスタＱ１２のソース、還流ダイオードＤ１２のアノード、トランジスタＱ１４のソース及び還流ダイオードＤ１４のアノードは、一次側負極ラインＮ１に接続されている。コンデンサＣ１の他方の電極は、一次側負極ラインＮ１を介して、トランジスタＱ１２のソース、還流ダイオードＤ１２のアノード、トランジスタＱ１４のソース及び還流ダイオードＤ１４のアノードに接続されている。これにより、一次側装置２から出力されてコンデンサＣ１によって平滑化された電圧がトランジスタＱ１１～Ｑ１４によって構成されるフルブリッジ回路に入力される。

一次側ブリッジ回路１１２は、トランジスタＱ１１のソース、還流ダイオードＤ１１のアノード、トランジスタＱ１２のドレイン及び還流ダイオードＤ１２のカソードに接続された一端子と、絶縁トランス１１１の一次巻線の一端子に接続された他端子とを有するインダクタＬ１を有している。つまり、インダクタＬ１の一端子は、トランジスタＱ１１のソース及び還流ダイオードＤ１１のアノードと、トランジスタＱ１２のドレイン及び還流ダイオードＤ１２のカソードとの接続部ａ１に接続されている。

絶縁トランス１１１の一次巻線の他端子は、トランジスタＱ１３のソース、還流ダイオードＤ１３のアノード、トランジスタＱ１４のドレイン及び還流ダイオードＤ１４のカソードに接続されている。つまり、絶縁トランス１１１の一次巻線の他端子は、トランジスタＱ１３のソース及び還流ダイオードＤ１３のアノードと、トランジスタＱ１４のドレイン及び還流ダイオードＤ１４のカソードとの接続部ｂ１に接続されている。したがって、インダクタＬ１及び絶縁トランス１１１の一次巻線は、接続部ａ１及び接続部ｂ１の間で、換言するとトランジスタＱ１１～Ｑ１４で構成されるフルブリッジ回路に直列に接続されている。

図１に示すように、二次側ブリッジ回路１１３は、一次側ブリッジ回路１１２と同様の構成を有している。すなわち、二次側ブリッジ回路１１３は、一次側ブリッジ回路１１２を構成する各構成要素、一次側ブリッジ回路１１２に接続される各構成要素及び入力さるゲート信号を以下のように矢印の左から右に読み替えた場合の一次側ブリッジ回路１１２と同様の構成を有し、同様の機能を発揮するようになっている。

トランジスタＱ１１→トランジスタＱ２１
トランジスタＱ１２→トランジスタＱ２２
トランジスタＱ１３→トランジスタＱ２３
トランジスタＱ１４→トランジスタＱ２４
還流ダイオードＤ１１→還流ダイオードＤ２１
還流ダイオードＤ１２→還流ダイオードＤ２２
還流ダイオードＤ１３→還流ダイオードＤ２３
還流ダイオードＤ１４→還流ダイオードＤ２４
接続部ａ１→接続部ａ２
接続部ｂ１→接続部ｂ２
コンデンサＣ１→コンデンサＣ２
インダクタＬ１→インダクタＬ２
一次側正極ラインＰ１→二次側正極ラインＰ２
一次側負極ラインＮ１→二次側負極ラインＮ２
絶縁トランス１１１の一次巻線→絶縁トランス１１１の二次巻線
ゲート駆動ユニット１１２ａ→ゲート駆動ユニット１１３ａ
ゲート信号Ｓｇ１１→ゲート信号Ｓｇ２１
ゲート信号Ｓｇ１２→ゲート信号Ｓｇ２２
ゲート信号Ｓｇ１３→ゲート信号Ｓｇ２３
ゲート信号Ｓｇ１４→ゲート信号Ｓｇ２４
一次側装置２→二次側装置３
トランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４（以下、「トランジスタＱ２１～Ｑ２４」と称する場合がある）は、トランジスタＱ１１～Ｑ１４と同様に、例えばＭＯＳＦＥＴで構成されている。

図１に示すように、電力変換装置１は、一次側ブリッジ回路１１２及び二次側ブリッジ回路１１３の少なくともの一方の直流電圧を監視する直流電圧監視部１２３を備えている。本実施形態では、直流電圧監視部１２３は、二次側ブリッジ回路１１３の直流電圧を監視するようになっている。当該直流電圧は、コンデンサＣ２に印加されるコンデンサ電圧Ｖｃ２である。

直流電圧監視部１２３は、二次側正極ラインＰ２に接続された比較器１２３ａと、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の初期充電期間の基準となる基準電圧を生成する基準電圧生成部１２３ｂとを有している。比較器１２３ａの反転入力端子（－）は、二次側正極ラインＰ２に接続され、比較器１２３ａの非反転入力端子（＋）は、基準電圧生成部１２３ｂに接続されている。比較器１２３ａの出力端子は、選択部１２４，１２５（詳細は後述）に接続されている。

基準電圧生成部１２３ｂは、例えば直流電源で構成されている。基準電圧生成部１２３ｂの正極側端子は、比較器１２３ａの非反転入力端子（＋）に接続されている。基準電圧生成部１２３ｂの負極側端子は、基準電位端子（例えばグランド端子）に接続されている。基準電圧生成部１２３ｂで生成される基準電圧Ｖｒは、二次側ブリッジ回路１１３に印加される印加電圧の定格電圧に基づいて設定される。本実施形態では、基準電圧Ｖｒは、当該定格電圧の例えば９０％の電圧に設定されている。

直流電圧監視部１２３は、比較器１２３ａによって二次側正極ラインＰ２を介して二次側ブリッジ回路１１３の直流電圧（すなわちコンデンサＣ２のコンデンサ電圧Ｖｃ２）と基準電圧Ｖｒを比較する。比較器１２３ａは、コンデンサ電圧Ｖｃ２が基準電圧Ｖｒ以下の場合には電圧レベルがハイレベルの電圧を出力する。一方、比較器１２３ａは、コンデンサ電圧Ｖｃ２が基準電圧Ｖｒよりも高い場合には電圧レベルがローレベルの電圧を出力する。直流電圧監視部１２３は、比較器１２３ａから出力される電圧を監視信号Ｓｍとして選択部１２４，１２５に出力する。

図１に示すように、電力変換装置１は、直流電圧監視部１２３が監視するコンデンサ電圧Ｖｃ２（直流電圧の一例）が初期充電開始時の電圧から基準電圧Ｖｒよりも高くなるまでの初期充電期間において絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御するための初期充電用制御信号Ｓｅｃ１１，Ｓｅｃ１２，Ｓｅｃ１３，Ｓｅｃ１４，Ｓｅｃ２１，Ｓｅｃ２２，Ｓｅｃ２３，Ｓｅｃ２４を生成する初期充電信号生成部１２２を備えている。初期充電信号生成部１２２は、一次側ブリッジ回路１１２及び二次側ブリッジ回路１１３のうちの直流電圧監視部１２３にコンデンサ電圧Ｖｃ２が監視される二次側ブリッジ回路（被監視ブリッジ回路の一例）１１３を初期充電期間において制御するための被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１，Ｓｍｃ２２，Ｓｍｃ２３，Ｓｍｃ２４と、一次側ブリッジ回路１１２及び二次側ブリッジ回路１１３のうちの被監視ブリッジ回路（本実施形態では二次側ブリッジ回路１１３）ではない一次側ブリッジ回路（不監視ブリッジ回路の一例）１１２を初期充電期間において制御するための不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３，Ｓｎｍ１４とを初期充電用制御信号Ｓｅｃ１１，Ｓｅｃ１２，Ｓｅｃ１３，Ｓｅｃ１４及び初期充電用制御信号Ｓｅｃ２１，Ｓｅｃ２２，Ｓｅｃ２３，Ｓｅｃ２４として生成する。

本実施形態では、二次側ブリッジ回路１１３が被監視ブリッジ回路の一例に相当し、一次側ブリッジ回路１１２が不監視ブリッジ回路の一例に相当する。このため、初期充電期間において二次側ブリッジ回路１１３に入力される被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１，Ｓｍｃ２２，Ｓｍｃ２３，Ｓｍｃ２４が初期充電用制御信号Ｓｅｃ２１，Ｓｅｃ２２，Ｓｅｃ２３，Ｓｅｃ２４となる。一方、初期充電期間において一次側ブリッジ回路１１２に入力される不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３，Ｓｎｍ１４が初期充電用制御信号Ｓｅｃ１１，Ｓｅｃ１２，Ｓｅｃ１３，Ｓｅｃ１４となる。

以下、初期充電用制御信号Ｓｅｃ１１，Ｓｅｃ１２，Ｓｅｃ１３，Ｓｅｃ１４を「初期充電用制御信号Ｓｅｃ１１～Ｓｅｃ１４」と略記し、初期充電用制御信号Ｓｅｃ２１，Ｓｅｃ２２，Ｓｅｃ２３，Ｓｅｃ２４を「初期充電用制御信号Ｓｅｃ２１～Ｓｅｃ２４」と略記する場合がある。また、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３，Ｓｎｍ１４を「不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４」と略記し、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１，Ｓｍｃ２２，Ｓｍｃ２３，Ｓｍｃ２４を「被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４」と略記する場合がある。

図１に示すように、電力変換装置１は、直流電圧監視部１２３と、初期充電信号生成部１２２と、初期充電期間が経過した後に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御するための制御信号Ｓｃ１１，Ｓｃ１２，Ｓｃ１３，Ｓｃ１４，Ｓｃ２１，Ｓｃ２２，Ｓｃ２３，Ｓｃ２４を生成する制御信号生成部１２１と、直流電圧監視部１２３から出力される監視信号（出力信号の一例）Ｓｍの電圧レベルに基づいて、初期充電信号生成部１２２から入力される不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４及び被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４と、制御信号生成部１２１から入力される制御信号Ｓｃ１１，Ｓｃ１２，Ｓｃ１３，Ｓｃ１４，Ｓｃ２１，Ｓｃ２２，Ｓｃ２３，Ｓｃ２４とのいずれか一方を選択して絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に出力する選択部１２４，１２５とを有する制御装置１２を備えている。以下、制御信号Ｓｃ１１，Ｓｃ１２，Ｓｃ１３，Ｓｃ１４を「制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４」と略記し、制御信号Ｓｃ２１，Ｓｃ２２，Ｓｃ２３，Ｓｃ２４を「制御信号Ｓｃ２１～Ｓｃ２４」と略記する場合がある。

詳細は後述するが、電力変換装置１は、初期充電期間において、所定の形状のパルス状の不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４に基づくゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４をトランジスタＱ１１～Ｑ１４のゲートに入力し、低電圧レベル一定の被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４に基づくゲート信号Ｓｇ２１～Ｓｇ２４を二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２１～Ｑ２４に入力する。これにより、電力変換装置１は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作開始時にコンデンサ電圧Ｖｃ１及びコンデンサ電圧Ｖｃ２に電位差があっても、一次側ブリッジ回路１１２及び二次側ブリッジ回路１１３に過電流が生じることを防止できる。

選択部１２４には、制御信号生成部１２１から制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４が入力され、初期充電信号生成部１２２から不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４が入力される。選択部１２４は、直流電圧監視部１２３から入力される監視信号Ｓｍの電圧レベルがハイレベルの場合に不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択してゲート駆動ユニット１１２ａに出力する。一方、選択部１２４は、直流電圧監視部１２３から入力される監視信号Ｓｍの電圧レベルがローレベルの場合に制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４を選択してゲート駆動ユニット１１２ａに出力する。

選択部１２５には、制御信号生成部１２１から制御信号Ｓｃ２１～Ｓｃ２４が入力され、初期充電信号生成部１２２から被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４が入力される。選択部１２５は、直流電圧監視部１２３から入力される監視信号Ｓｍの電圧レベルがハイレベルの場合に被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択してゲート駆動ユニット１１３ａに出力する。一方、選択部１２５は、直流電圧監視部１２３から入力される監視信号Ｓｍの電圧レベルがローレベルの場合に制御信号Ｓｃ２１～Ｓｃ２４を選択してゲート駆動ユニット１１３ａに出力する。

初期充電期間は、初期充電開始時（すなわち絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作開始）から二次側ブリッジ回路１１３の直流電圧（すなわちコンデンサ電圧Ｖｃ２）が基準電圧Ｖｒよりも高くなるまでの期間である。このため、直流電圧監視部１２３は、初期充電期間では電圧レベルがハイレベルの監視信号Ｓｍを選択部１２４，１２５に出力し、初期充電期間が終了した後に電圧レベルがローレベルの監視信号Ｓｍを選択部１２４，１２５に出力する。

これにより、初期充電期間では、選択部１２４は、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択信号Ｓｓ１１～Ｓｓ１４としてゲート駆動ユニット１１２ａに出力し、選択部１２５は、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択信号Ｓｓ２１～Ｓｓ２４としてゲート駆動ユニット１１３ａに出力する。具体的には、選択部１２４は、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１を選択信号Ｓｓ１１として出力し、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２を選択信号Ｓｓ１２として出力し、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１３を選択信号Ｓｓ１３として出力し、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１４を選択信号Ｓｓ１４として出力する。また、選択部１２５は、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１を選択信号Ｓｓ２１として出力し、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２２を選択信号Ｓｓ２２として出力し、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２３を選択信号Ｓｓ２３として出力し、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２４を選択信号Ｓｓ２４として出力する。

一方、初期充電期間が経過した後は、選択部１２４は、制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４を選択信号Ｓｓ１１～Ｓｓ１４としてゲート駆動ユニット１１２ａに出力し、選択部１２５は、制御信号Ｓｃ２１～Ｓｃ２４を選択信号Ｓｓ２１～Ｓｓ２４としてゲート駆動ユニット１１３ａに出力する。具体的には、選択部１２４は、制御信号Ｓｃ１１を選択信号Ｓｓ１１として出力し制御信号Ｓｃ１２を選択信号Ｓｓ１２として出力し、制御信号Ｓｃ１３を選択信号Ｓｓ１３として出力し、制御信号Ｓｃ１４を選択信号Ｓｓ１４として出力する。また、選択部１２５は、制御信号Ｓｃ２１を選択信号Ｓｓ２１として出力し、制御信号Ｓｃ２２を選択信号Ｓｓ２２として出力し、制御信号Ｓｃ２３を選択信号Ｓｓ２３として出力し、制御信号Ｓｃ２４を選択信号Ｓｓ２４として出力する。

一次側ブリッジ回路１１２に設けられたゲート駆動ユニット１１２ａは、選択部１２４から入力される選択信号Ｓｓ１１を用いてゲート信号Ｓｇ１１を生成する。ゲート駆動ユニット１１２ａは、選択部１２４から入力される選択信号Ｓｓ１２を用いてゲート信号Ｓｇ１２を生成する。ゲート駆動ユニット１１２ａは、選択部１２４から入力される選択信号Ｓｓ１３を用いてゲート信号Ｓｇ１３を生成する。ゲート駆動ユニット１１２ａは、選択部１２４から入力される選択信号Ｓｓ１４を用いてゲート信号Ｓｇ１４を生成する。本実施形態では、ゲート駆動ユニット１１２ａは、選択信号Ｓｓ１１，Ｓｓ１２，Ｓｓ１３，Ｓｓ１４と電圧レベルが異なりかつ同位相のゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１２，Ｓｇ１３，Ｓｇ１４を生成する。

二次側ブリッジ回路１１３に設けられたゲート駆動ユニット１１３ａは、選択部１２５から入力される選択信号Ｓｓ２１を用いてゲート信号Ｓｇ２１を生成する。ゲート駆動ユニット１１３ａは、選択部１２５から入力される選択信号Ｓｓ２２を用いてゲート信号Ｓｇ２２を生成する。ゲート駆動ユニット１１３ａは、選択部１２５から入力される選択信号Ｓｓ２３を用いてゲート信号Ｓｇ２３を生成する。ゲート駆動ユニット１１３ａは、選択部１２５から入力される選択信号Ｓｓ２４を用いてゲート信号Ｓｇ２４を生成する。本実施形態では、ゲート駆動ユニット１１３ａは、選択信号Ｓｓ２１，Ｓｓ２２，Ｓｓ２３，Ｓｓ２４と電圧レベルが異なりかつ同位相のゲート信号Ｓｇ２１，Ｓｇ２２，Ｓｇ２３，Ｓｇ２４を生成する。

したがって、電力変換装置１は、初期充電期間では、初期充電信号生成部１２２で生成された不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４及び被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４によって絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御すると看做すことができる。一方、電力変換装置１は、初期充電期間が経過した後の期間では、制御信号生成部１２１で生成された制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４及び制御信号Ｓｃ２１～Ｓｃ２４によって絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御すると看做すことができる。

（電力変換装置の動作）
本実施形態による電力変換装置１の動作について図１を参照しつつ図２を用いて説明する。図２は、電力変換装置１の動作波形の一例を示すタイミングチャートである。図２中の「Ｓｇ１１」はゲート信号Ｓｇ１１の電圧波形を示し、「Ｓｇ１４」はゲート信号Ｓｇ１４の電圧波形を示している。図２中の「Ｓｇ１２」はゲート信号Ｓｇ１２の電圧波形を示し、「Ｓｇ１３」はゲート信号Ｓｇ１３の電圧波形を示している。図２中の「Ｓｇ２１」はゲート信号Ｓｇ２１の電圧波形を示し、「Ｓｇ２４」はゲート信号Ｓｇ２４の電圧波形を示している。図２中の「Ｓｇ２２」はゲート信号Ｓｇ２２の電圧波形を示し、「Ｓｇ２３」はゲート信号Ｓｇ２３の電圧波形を示している。

図２中の「Ｖ１１１ａ」は、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａの電圧波形を示している。印加電圧Ｖ１１１ａは、絶縁トランス１１１の一次巻線の一端子（接続部ａ１（図１参照）に電気的に接続される端子）の方が絶縁トランス１１１の一次巻線の他端子（接続部ｂ１（図１参照）に電気的に接続される端子）よりも電位が高い場合を正とし、当該一端子の方が当該他端子よりも電位が低い場合を負として表されている。

図２中の「Ｖ１１１ｂ」は、絶縁トランス１１１の二次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ｂの電圧波形を示している。印加電圧Ｖ１１１ｂは、絶縁トランス１１１の二次巻線の一端子（接続部ａ２（図１参照）に電気的に接続される端子）の方が絶縁トランス１１１の二次巻線の他端子（接続部ｂ２（図１参照）に電気的に接続される端子）よりも電位が高い場合を正とし、当該一端子の方が当該他端子よりも電位が低い場合を負として表されている。

図２中の「Ｉ１１１ａ」は、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａの電流波形を示している。一次側電流Ｉ１１１ａは、絶縁トランス１１１の一次巻線の一端子から他端子に向かって流れる場合を正とし、当該一端子から当該他端子に向かって流れる場合を負として表されている。

図２中の「Ｖｃ２」は、コンデンサＣ２に生じるコンデンサ電圧Ｖｃ２、すなわち二次側ブリッジ回路１１３の直流電圧を表している。コンデンサ電圧Ｖｃ２は、二次側正極ラインＰ２に電気的に接続された一方の電極が二次側負極ラインＮ２に電気的に接続された他方の電極よりも電位が高い場合を正として表されている。

図２中の「Ｖｒｐ２」は、二次側ブリッジ回路１１３に印加される印加電圧の正側の定格電圧を示している。図２中の「Ｖｒｎ２」は、二次側ブリッジ回路１１３に印加される印加電圧の負側の定格電圧を示している。図２中の「Ｉｐｐ１」は、一次側電流の正側の定格ピーク電流を示し、図２中の「Ｉｐｎ１」は、一次側電流の負側の定格ピーク電流を示している。図２中の「Ｖｒ」は、基準電圧Ｖｒを表している。図２は、左から右に向かって時間の経過が表されている。

図２に示すように、時刻ｔ１において、電力変換装置１の動作が開始し、初期充電期間Ｔｅｃが開始される。電力変換装置１の動作が開始すると、初期充電信号生成部１２２（図１参照）は、電圧レベルがハイレベルの不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１４（図１参照）と、電圧レベルがローレベルの不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３（図１参照）を生成して選択部１２４（図１参照）に出力する。また、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルがローレベルの被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４（図１参照）を生成して選択部１２５（図１参照）に出力する。また、制御信号生成部１２１（図１参照）は、制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４（図１参照）を生成して選択部１２４に出力し、制御信号Ｓｃ２１～Ｓｃ２４（図１参照）を生成して選択部１２５に出力する。このように、制御信号生成部１２１は、初期充電期間Ｔｅｃにおいても制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４，Ｓｃ２１～Ｓｃ２４を生成する。

時刻ｔ１では、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたコンデンサＣ１（図１参照）は、一次側装置２から供給される電力によって完全に充電された状態（確立状態）にある。一方、時刻ｔ１では、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたコンデンサＣ２（図１参照）が充電されておらず、コンデンサ電圧Ｖｃ２は例えば０Ｖである。このため、電力変換装置１の運転開始時に、コンデンサＣ１のコンデンサ電圧Ｖｃ１とコンデンサＣ２のコンデンサ電圧Ｖｃ２との間には電位差が生じている。

コンデンサ電圧Ｖｃ２は、正側の定格電圧Ｖｒｐ２の例えば９０％の電圧に設定された基準電圧Ｖｒよりも低い。このため、直流電圧監視部１２３（図１参照）は、電圧レベルがハイレベルの監視信号Ｓｍを選択部１２４，１２５に出力する。これにより、選択部１２４は、初期充電信号生成部１２２から入力される不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択し、選択した不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択信号Ｓｓ１１～Ｓｓ１４（図１参照）として一次側ブリッジ回路１１２に設けられたゲート駆動ユニット１１２ａ（図１参照）に出力する。選択部１２５は、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択し、選択した被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択信号Ｓｓ２１～Ｓｓ２４として二次側ブリッジ回路１１３（図１参照）に設けられたゲート駆動ユニット１１３ａ（図１参照）に出力する。

上述のとおり、ゲート駆動ユニット１１２ａは、入力される選択信号Ｓｓ１１～Ｓｓ１４としての不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４と同位相のゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４を生成してトランジスタＱ１１～Ｑ１４に出力する。同様に、ゲート駆動ユニット１１３ａは、入力される選択信号Ｓｓ２１～Ｓｓ２４としての被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４と同位相のゲート信号Ｓｇ２１～Ｓｇ２４を生成してトランジスタＱ２１～Ｑ２４に出力する。このため、時刻ｔ１において、ゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４の電圧レベルがハイレベルとなり、ゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３の電圧レベルがローレベルを維持する。これにより、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１，Ｑ１４（図１参照）がオン状態（導通状態）となり、トランジスタＱ１２，Ｑ１３（図１参照）がオフ状態（非導通状態）を維持する。

これにより、絶縁トランス１１１の一次巻線の一端子には一次側装置２の正極側電圧が印加され、絶縁トランス１１１の一次巻線の他端子には、一次側装置２の負極側電圧が印加される。このため、図２に示すように、時刻ｔ１において、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、正の電圧となる。

また、このとき、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の一次側には、「一次側装置２→トランジスタＱ１１→接続部ａ１→インダクタＬ１→絶縁トランス１１１の一次巻線→接続部ｂ１→トランジスタＱ１４→一次側装置２」の経路で一次側電流が流れる。このため、図２に示すように、時刻ｔ１において、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、正方向に増加する電流となる。

絶縁トランス１１１の一次巻線に一次側電流Ｉ１１１ａが流れることにより、当該一次巻線には、誘導起電力が発生する。また、絶縁トランス１１１における相互誘導によって、絶縁トランス１１１の二次巻線には、相互誘導起電力が発生する。絶縁トランス１１１は、一次巻線の印加電圧Ｖ１１１ａと二次巻線の印加電圧Ｖ１１１ｂが互いに同じ極性となるように構成されている。このため、図２に示すように、時刻ｔ１において、絶縁トランス１１１の二次巻線の印加電圧Ｖ１１１ｂは、正方向に増加し始める。

絶縁トランス１１１の二次巻線に相互誘導起電力が発生して印加電圧Ｖ１１１ｂが正方向に増加することにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の二次側には、「絶縁トランス１１１の二次巻線→接続部ｂ２→還流ダイオードＤ２３→コンデンサＣ２→還流ダイオードＤ２２→接続部ａ２→インダクタＬ２→絶縁トランス１１１の二次巻線」の経路で二次側電流が流れる。コンデンサＣ２は、この二次側電流によって充電される。その結果、図２に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ２は、時刻ｔ１から徐々に増加し始める。

図２に示すように、時刻ｔ１から所定時間が経過した時刻ｔ２において、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに変化させた不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１４と、電圧レベルをハイレベルに変化させた不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３とを選択部１２４に出力する。また、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持したままの被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択部１２５に出力する。

図２に示すように、時刻ｔ２では、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたコンデンサＣ２のコンデンサ電圧Ｖｃ２は、基準電圧Ｖｒよりも低い。このため、直流電圧監視部１２３は、電圧レベルがハイレベルの監視信号Ｓｍを選択部１２４，１２５に出力する。これにより、選択部１２４は、初期充電信号生成部１２２から出力される不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択し、選択した不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択信号Ｓｓ１１～Ｓｓ１４としてゲート駆動ユニット１１２ａに出力する。選択部１２５は、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択し、選択した被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択信号Ｓｓ２１～Ｓｓ２４としてゲート駆動ユニット１１３ａに出力する。

このため、時刻ｔ２において、ゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４の電圧レベルがローレベルとなり、ゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３の電圧レベルがハイレベルとなる。これにより、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１，Ｑ１４がオフ状態（非導通状態）となり、トランジスタＱ１２，Ｑ１３がオン状態（導通状態）となる。

その結果、絶縁トランス１１１の一次巻線の一端子には一次側装置２の負極側電圧が印加され、絶縁トランス１１１の一次巻線の他端子には、一次側装置２の正極側電圧が印加される。このため、図２に示すように、時刻ｔ２において、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、立ち下がって基準電位と同電位（例えば０Ｖ）となる。

また、このとき、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の一次側には、「一次側装置２→トランジスタＱ１３→接続部ｂ１→絶縁トランス１１１の一次巻線→インダクタＬ１→接続部ａ１→トランジスタＱ１２→一次側装置２」の経路で一次側電流が流れる。このため、図２に示すように、時刻ｔ２において、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、正極性から負極性に向かって減少する電流となる。

絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる負方向の一次側電流Ｉ１１１ａに基づいて、絶縁トランス１１１の二次巻線には、時刻ｔ１とは逆方向の相互誘導起電力が発生する。このため、図２に示すように、時刻ｔ２において、絶縁トランス１１１の二次巻線の印加電圧Ｖ１１１ｂは、負方向に増加し始める。

絶縁トランス１１１の二次巻線に相互誘導起電力が発生して印加電圧Ｖ１１１ｂが負方向に増加することにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の二次側には、「絶縁トランス１１１の二次巻線→インダクタＬ２→接続部ａ２→還流ダイオードＤ２１→コンデンサＣ２→還流ダイオードＤ２２→接続部ｂ２→絶縁トランス１１１の二次巻線」の経路で二次側電流が流れる。コンデンサＣ２は、この二次側電流によって充電される。時刻ｔ２における二次側電流は、時刻ｔ１と同じ方向にコンデンサＣ２に流れる。その結果、図２に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

図２に示すように、時刻ｔ２から所定時間が経過した時刻ｔ３において、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをハイレベルに変化させた不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１４と、電圧レベルをローレベルに変化させた不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３とを選択部１２４に出力する。また、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持したままの被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択部１２５に出力する。

時刻ｔ３におけるゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４は、時刻ｔ１におけるゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４と同様の電圧となる。このため、時刻ｔ３において、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、時刻ｔ１と同様に動作する。その結果、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、立ち上がり、負の電圧から正の電圧に遷移する。また、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、時刻ｔ３を極値として負から正に向かって増加する電流となる。また、絶縁トランス１１１の二次巻線には、時刻ｔ１とは同方向の相互誘導起電力が発生する。時刻ｔ３でのコンデンサ電圧Ｖｃ２は、時刻ｔ１でのコンデンサ電圧Ｖｃ２よりも高い。このため、時刻ｔ３での絶縁トランス１１１の二次巻線の印加電圧Ｖ１１１ｂは、時刻ｔ１での印加電圧Ｖ１１１ｂよりも高くなる。さらに、時刻ｔ３における二次側電流は、時刻ｔ２と同じ方向にコンデンサＣ２に流れる。その結果、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

図２に示すように、時刻ｔ３から所定時間が経過した時刻ｔ４において、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに変化させた不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１４と、電圧レベルをローレベルに維持した不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３とを選択部１２４に出力する。また、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持したままの被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択部１２５に出力する。さらに、時刻ｔ４から所定時間が経過した時刻ｔ５の直前の時刻まで、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持した不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択部１２４に出力する。

図２に示すように、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前の時刻では、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたコンデンサＣ２のコンデンサ電圧Ｖｃ２は、基準電圧Ｖｒよりも低い。このため、直流電圧監視部１２３は、電圧レベルがハイレベルの監視信号Ｓｍを選択部１２４，１２５に出力する。これにより、選択部１２４は、初期充電信号生成部１２２から出力される不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択し、選択した不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２～Ｓｎｍ１４を選択信号Ｓｓ１１～Ｓｓ１４としてゲート駆動ユニット１１２ａに出力する。選択部１２５は、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択し、選択した被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択信号Ｓｓ２１～Ｓｓ２４としてゲート駆動ユニット１１３ａに出力する。

このため、時刻ｔ４において、ゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４の電圧レベルがローレベルとなり、ゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３の電圧レベルがローレベルを維持する。これにより、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１，Ｑ１４がオフ状態（非導通状態）となり、トランジスタＱ１２，Ｑ１３がオフ状態（非導通状態）を維持する。さらに、時刻ｔ４の直後の時刻から時刻ｔ５の直前の時刻において、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４の電圧レベルはローレベルを維持する。このため、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前の時刻までの期間では、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４は、オフ状態（非導通状態）となる。その結果、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前の時刻までの期間において、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーに基づいて接続部ａ１側の方が絶縁トランス１１１側よりも電圧値の高い誘導起電力が生じる。これにより、「インダクタＬ１→接続部ａ１→還流ダイオードＤ１１→一次側装置２」の経路で回生電流が流れる。

また、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前の時刻までの期間において、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、０Ｖであるため、絶縁トランス１１１の二次巻線に相互誘導起電力は発生しない。しかしながら、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーに基づいて接続部ａ２側の方が絶縁トランス１１１側よりも電圧値の高い誘導起電力が生じる。これにより、「インダクタＬ２→接続部ａ２→還流ダイオードＤ２１→コンデンサＣ２」の経路で回生電流が流れる。当該回生電流は、時刻ｔ３での二次側電流と同じ方向にコンデンサＣ２に流れる。その結果、図２に示すように、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４及び二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２１～Ｑ２４のいずれもオフ状態であっても、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

図２に示すように、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、換言すると一次側ブリッジ回路１１２から出力される出力電圧である。本実施形態では、印加電圧Ｖ１１１ａの正極側電圧レベルの絶対値と、印加電圧Ｖ１１１ａの負極側電圧レベルの絶対値とは、同一である。また、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間と時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間とを合わせた期間は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間と同じである。このため、印加電圧Ｖ１１１ａでは、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間及び時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間の正極出力電圧の電圧時間積と、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間の負極出力電圧の電圧時間積との和が零になる。印加電圧Ｖ１１１ａは、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４によってトランジスタＱ１１～Ｑ１４が制御されることによって一次側ブリッジ回路１１２から出力される。ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４は、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４と同位相の電圧波形を有している。このため、時刻ｔ１から時刻ｔ４の期間における印加電圧Ｖ１１１ａは、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４によってトランジスタＱ１１～Ｑ１４が制御されることによって一次側ブリッジ回路１１２から出力される電圧であると看做すことができる。したがって、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４は、一次側ブリッジ回路１１２が出力する正極性出力電圧及び負極性出力電圧のそれぞれの電圧時間積の和が零となるようにパルス幅が設定されたパルス信号である。

一次側ブリッジ回路１１２が出力する正極性出力電圧及び負極性出力電圧のそれぞれの電圧時間積の和が零となるようにパルス幅が設定された不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４に基づいて一次側ブリッジ回路１１２が駆動されることにより、時刻ｔ１から時刻ｔ４での印加電圧Ｖ１１１ａの電圧変化によって絶縁トランス１１１の一次巻線に発生する磁束密度の変化が抑制される。これにより、電力変換装置１は、初期充電期間Ｔｅｃにおいてコンデンサ電圧Ｖｃ１及びコンデンサ電圧Ｖｃ２の電位差が最も大きい時刻ｔ１から時刻ｔ４であっても当該一次巻線において想定外の起電力の発生を防止して、一次側ブリッジ回路１１２に過電流が生じることを防止できる。

絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、時刻ｔ１から時刻ｔ４の期間において、正電圧パルス信号及び負電圧パルス信号の組合せを一単位として構成された正極性出力電圧及び負極性出力電圧である。

また、図２に示すように、初期充電期間Ｐｅｃにおいて、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａの電流値が正の定格ピーク電流Ｉｐｐ１及び負の定格ピーク電流Ｉｐｎ１の範囲内に抑えられている。これにより、電力変換装置１は、初期充電期間Ｔｅｃにおいて一次側ブリッジ回路１１２に過電流が流れていることを防止するようになっている。

絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａ及び絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４をオン状態及びオフ状態の一方の状態に維持する時間及びタイミングによって制御される。トランジスタＱ１１～Ｑ１４のオン／オフ制御は、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４、すなわち不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４によって制御することができる。したがって、初期充電信号生成部１２２は、初期充電期間Ｔｅｃにおいて一次側ブリッジ回路１１２（不監視ブリッジ回路の一例）に過電流が流れないパルス幅を有し正電圧パルス信号及び負電圧パルス信号の組合せを一単位として構成された正極性出力電圧及び負極性出力電圧を生成可能な不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を生成するように構成されている。これにより、電力変換装置１は、絶縁トランス１１１に流れる電流に直流成分が重畳することを防止できる。

図２に示すように、時刻ｔ５において、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持したままの不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１４と、電圧レベルをハイレベルに変化する不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３を生成して選択部１２４に出力する。また、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持したままの被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を生成して選択部１２５に出力する。

時刻ｔ５では、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたコンデンサＣ２のコンデンサ電圧Ｖｃ２は、基準電圧Ｖｒよりも低い。このため、直流電圧監視部１２３は、電圧レベルがハイレベルの監視信号Ｓｍを選択部１２４，１２５に出力する。これにより、選択部１２４は、初期充電信号生成部１２２から出力される不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択し、選択した不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択信号Ｓｓ１１～Ｓｓ１４としてゲート駆動ユニット１１２ａに出力する。選択部１２５は、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択し、選択した被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択信号Ｓｓ２１～Ｓｓ２４としてゲート駆動ユニット１１３ａに出力する。

このため、時刻ｔ５において、ゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４の電圧レベルがローレベルとなり、ゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３の電圧レベルがハイレベルとなる。これにより、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１，Ｑ１４がオフ状態（非導通状態）となり、トランジスタＱ１２，Ｑ１３がオン状態（導通状態）となる。

その結果、絶縁トランス１１１の一次巻線の一端子には一次側装置２の負極側電圧が印加され、絶縁トランス１１１の一次巻線の他端子には、一次側装置２の正極側電圧が印加される。このため、図２に示すように、時刻ｔ５において、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、立ち下がって基準電位（例えば０Ｖ）から負の電圧となる。

また、このとき、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の一次側には、時刻ｔ２での経路と同じ経路で一次側電流が流れる。このため、図２に示すように、時刻ｔ５において、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、基準電位（例えば０Ｖ）から負極性に向かって減少する電流となる。

絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる負方向の一次側電流Ｉ１１１ａに基づいて、絶縁トランス１１１の二次巻線には、時刻ｔ４と同方向の相互誘導起電力が発生する。このため、図２に示すように、時刻ｔ５において、絶縁トランス１１１の二次巻線の印加電圧Ｖ１１１ｂは、負方向に増加し始める。

絶縁トランス１１１の二次巻線に相互誘導起電力が発生して印加電圧Ｖ１１１ｂが負方向に増加することにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の二次側には、時刻ｔ２での経路と同じ経路で二次側電流が流れる。コンデンサＣ２は、この二次側電流によって充電される。時刻ｔ５における二次側電流は、時刻ｔ４と同じ方向にコンデンサＣ２に流れる。その結果、図２に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

図２に示すように、時刻ｔ５から所定時間が経過した時刻ｔ６において、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをハイレベルに変化させた不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１４と、電圧レベルをローレベルに変化させた不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３とを選択部１２４に出力する。また、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持したままの被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択部１２５に出力する。

時刻ｔ６におけるゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４は、時刻ｔ３におけるゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４と同様に電圧が変化する。このため、時刻ｔ６において、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、時刻ｔ３と同様に動作する。その結果、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、立ち上がり、負の電圧から正の電圧に遷移する。また、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、時刻ｔ６を極値として負から正に向かって増加する電流となる。また、絶縁トランス１１１の二次巻線には、時刻ｔ３と同方向の相互誘導起電力が発生する。時刻ｔ６でのコンデンサ電圧Ｖｃ２は、時刻ｔ３でのコンデンサ電圧Ｖｃ２よりも高い。このため、時刻ｔ６での絶縁トランス１１１の二次巻線の印加電圧Ｖ１１１ｂは、時刻ｔ３での印加電圧Ｖ１１１ｂよりも高くなる。さらに、時刻ｔ６における二次側電流は、時刻ｔ５と同じ方向にコンデンサＣ２に流れる。その結果、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

図２に示すように、時刻ｔ６から所定時間が経過した時刻ｔ７において、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに変化させた不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１４と、電圧レベルをハイレベルに変化させた不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３とを選択部１２４に出力する。また、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持したままの被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択部１２５に出力する。

時刻ｔ７におけるゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４は、時刻ｔ２におけるゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４と同様に電圧が変化する。このため、時刻ｔ７において、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、時刻ｔ２と同様に動作する。その結果、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、立ち下がり、正の電圧から負の電圧に遷移する。また、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、時刻ｔ７を極値として正から負に向かって減少する電流となる。また、絶縁トランス１１１の二次巻線には、時刻ｔ２と同方向の相互誘導起電力が発生する。時刻ｔ７でのコンデンサ電圧Ｖｃ２は、時刻ｔ２でのコンデンサ電圧Ｖｃ２よりも高い。このため、時刻ｔ７での絶縁トランス１１１の二次巻線の印加電圧Ｖ１１１ｂは、時刻ｔ２での印加電圧Ｖ１１１ｂよりも高くなる。さらに、時刻ｔ７における二次側電流は、時刻ｔ６と同じ方向にコンデンサＣ２に流れる。その結果、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

図２に示すように、時刻ｔ７から所定時間が経過した時刻ｔ８において、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持したままの不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１４と、電圧レベルをローレベルに変化させた不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３とを選択部１２４に出力する。また、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持したままの被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択部１２５に出力する。さらに、時刻ｔ８から所定時間が経過した時刻ｔ９の直前の時刻まで、初期充電信号生成部１２２は、電圧レベルをローレベルに維持した不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択部１２４に出力する。

図２に示すように、時刻ｔ８から時刻ｔ９の直前の時刻では、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたコンデンサＣ２のコンデンサ電圧Ｖｃ２は、基準電圧Ｖｒよりも低い。このため、直流電圧監視部１２３は、電圧レベルがハイレベルの監視信号Ｓｍを選択部１２４，１２５に出力する。これにより、選択部１２４は、初期充電信号生成部１２２から出力される不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を選択し、選択した不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２～Ｓｎｍ１４を選択信号Ｓｓ１１～Ｓｓ１４としてゲート駆動ユニット１１２ａに出力する。選択部１２５は、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択し、選択した被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を選択信号Ｓｓ２１～Ｓｓ２４としてゲート駆動ユニット１１３ａに出力する。

このため、時刻ｔ８において、ゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４の電圧レベルがローレベルを維持し、ゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３の電圧レベルがローレベルになる。これにより、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１，Ｑ１４がオフ状態（非導通状態）を維持し、トランジスタＱ１２，Ｑ１３がオフ状態（非導通状態）となる。さらに、時刻ｔ８の直後の時刻から時刻ｔ９の直前の時刻において、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４の電圧レベルはローレベルを維持する。このため、時刻ｔ８から時刻ｔ９の直前の時刻までの期間では、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４は、オフ状態（非導通状態）となる。その結果、時刻ｔ８から時刻ｔ９の直前の時刻までの期間において、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーに基づいて接続部ａ１側の方が絶縁トランス１１１側よりも電圧値の高い誘導起電力が生じる。これにより、時刻ｔ４と同様に、「インダクタＬ１→接続部ａ１→還流ダイオードＤ１１→一次側装置２」の経路で回生電流が流れる。

また、時刻ｔ８から時刻ｔ９の直前の時刻までの期間において、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、０Ｖであるため、絶縁トランス１１１の二次巻線に相互誘導起電力は発生しない。しかしながら、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーに基づいて接続部ａ２側の方が絶縁トランス１１１側よりも電圧値の高い誘導起電力が生じる。これにより、時刻ｔ８において、時刻ｔ４と同様に「インダクタＬ２→接続部ａ２→還流ダイオードＤ２１→コンデンサＣ２」の経路で回生電流が流れる。当該回生電流は、時刻ｔ７での二次側電流と同じ方向にコンデンサＣ２に流れる。その結果、図２に示すように、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４及び二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２１～Ｑ２４のいずれもオフ状態であっても、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

時刻ｔ１から時刻ｔ４までの期間とは電圧の極性が反転しているものの、時刻ｔ５から時刻ｔ８までの期間でも、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４は、一次側ブリッジ回路１１２が出力する正極性出力電圧及び負極性出力電圧のそれぞれの電圧時間積の和が零となるようにパルス幅が設定されたパルス信号である。

絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａは、時刻ｔ５から時刻ｔ８の期間において、正電圧パルス信号及び負電圧パルス信号の組合せを一単位として構成された正極性出力電圧及び負極性出力電圧である。

また、図２に示すように、初期充電期間Ｔｅｃにおいて、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａの電流値が正の定格ピーク電流Ｉｐｐ１及び負の定格ピーク電流Ｉｐｎ１の範囲内に抑えられている。これにより、電力変換装置１は、初期充電期間Ｔｅｃにおいて一次側ブリッジ回路１１２に過電流が流れていることを防止するようになっている。

絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａ及び絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４をオン状態及びオフ状態の一方の状態に維持する時間及びタイミングによって制御される。トランジスタＱ１１～Ｑ１４のオン／オフ制御は、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４、すなわち不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４によって制御することができる。したがって、時刻ｔ５から時刻ｔ８の期間においても、初期充電信号生成部１２２は、初期充電期間Ｔｅｃにおいて一次側ブリッジ回路１１２（不監視ブリッジ回路の一例）に過電流が流れないパルス幅を有し正電圧パルス信号及び負電圧パルス信号の組合せを一単位として構成された正極性出力電圧及び負極性出力電圧を生成可能な不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を生成するように構成されている。

図２に示すように、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前までの期間では、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４は、いずれもオフ状態となる。トランジスタＱ１１～Ｑ１４は、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４によって制御されてオフ状態となる。不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４は、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４と同位相の信号である。このため、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前までの期間において、トランジスタＱ１１～Ｑ１４は、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４によって制御されてオフ状態となっていると看做すことができる。

したがって、初期充電信号生成部１２２は、初期充電期間Ｔｅｃの一部（すなわち、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前までの期間）において一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４（少なくとも２つのスイッチ素子の双方の一例）をオフ状態とさせる不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を生成するように構成されている。

時刻ｔ９から時刻ｔ１０の直前の時刻までの期間における電力変換装置１の動作は、時刻ｔ１から時刻ｔ５の直前の時刻までの電力変換装置１の動作と同様であるため、説明は省略する。また、時刻ｔ１０から時刻ｔ１１の直前の時刻までの期間における電力変換装置１の動作は、時刻ｔ５から時刻ｔ９の直前の時刻までの電力変換装置１の動作と同様であるため、説明は省略する。さらに、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの期間における電力変換装置１の動作は、時刻ｔ１から時刻ｔ４までの期間における電力変換装置１の動作と同様であるため、説明は省略する。

図２に示すように、時刻ｔ１２から所定の時間が経過した時刻ｔ１３において、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたコンデンサＣ２のコンデンサ電圧Ｖｃ２が基準電圧Ｖｒよりも高くなったとする。これにより、直流電圧監視部１２３は、電圧レベルがローレベルの監視信号Ｓｍを選択部１２４，１２５に出力する。その結果、選択部１２４は、制御信号生成部１２１（図１参照）から出力される制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４を選択し、選択した制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４を選択信号Ｓｓ１１～Ｓｓ１４としてゲート駆動ユニット１１２ａに出力する。選択部１２５は、制御信号Ｓｃ２１～Ｓｃ２４を選択し、選択した制御信号Ｓｃ２１～Ｓｃ２４を選択信号Ｓｓ２１～Ｓｓ２４としてゲート駆動ユニット１１３ａに出力する。

このため、時刻ｔ１３において、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４の電圧レベルに応じて、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４のオン／オフが制御される。これにより、時刻ｔ１３において初期充電期間Ｔｅｃが終了するとともに、電力変換装置１が所望の動作を開始する。

本実施形態では、初期充電信号生成部１２２は、初期充電期間Ｔｅｃにおいて被監視ブリッジ回路としての二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２１～Ｑ２４をオフ状態とさせる初期充電用制御信号Ｓｅｃ２１～Ｓｅｃ２４を生成する。このため、二次側ブリッジ回路１１３は、初期充電期間Ｔｅｃにおいて、還流ダイオードＤ２１～Ｄ２４を用いてコンデンサＣ２に電流を供給する。初期充電期間Ｔｅｃにおいて、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたコンデンサＣ２には、同一方向（本実施形態では二次側正極ラインＰ２から二次側負極ラインＮ２に向かう方向）に電流が流れ続ける。これにより、図２に示すように、コンデンサＣ２のコンデンサ電圧Ｖｃ２は、初期充電期間Ｔｅｃにおいて上昇し続ける。このため、初期充電期間Ｔｅｃの経過に伴って一次側ブリッジ回路１１２に設けられたコンデンサＣ１のコンデンサ電圧Ｖｃ１と、コンデンサ電圧Ｖｃ２との差が小さくなる。その結果、初期充電期間Ｔｅｃの経過に伴って、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａのピーク値が減少する。したがって、電力変換装置１は、初期充電期間Ｔｅｃにおいて、一次側ブリッジ回路１１２に過電流が生じることを防止できる。

（電力変換装置の効果）
本実施形態による電力変換装置の効果について図１及び図２を参照しつつ図３を用いて説明する。図３は、従来の電力変換装置の一次側ブリッジ回路の一次トランス電圧及び二次側ブリッジ回路の二次トランス電圧の電圧波形並びに一次側電流の電流波形の一例を示す図である。図示は省略するが、従来の電力変換装置は、初期充電信号生成部１２２、直流電圧監視部１２３及び選択部１２４，１２５を有していない点を除いて、本実施形態による電力変換装置１と同様の構成を有している。また、一次トランス電圧は、一次側ブリッジ回路が絶縁トランスの一次巻線に印加する印加電圧に相当し、二次トランス電圧は、二次側ブリッジ回路が絶縁トランスの二次巻線に印加する印加電圧に相当する。図３（ａ）は、一次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサ及び二次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサのそれぞれが完全に充電され、一次トランス電圧と二次トランス電圧とがほぼ同じ電圧値である場合の各種波形を模式的に示している。図３（ｂ）は、一次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサが完全に充電され、二次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサが充電されておらず、一次トランス電圧が二次トランス電圧よりも大きい場合の各種波形を模式的に示している。

図３中の「Ｖｔ１」は、一次側ブリッジ回路の一次トランス電圧の電圧波形を示し、図３中の「Ｖｔ２」は、二次側ブリッジ回路の二次トランス電圧の電圧波形を示している。図３中の「Ｉｔ１」は、一次側ブリッジ回路に接続された絶縁トランスの一次巻線に流れる一次側電流の電流波形を示している。図３中の「Ｉｐｐ１」は、一次側電流の正側の定格ピーク電流を示し、図３中の「Ｉｐｎ１」は、一次側電流の負側の定格ピーク電流を示している。

本実施形態による電力変換装置１に備えられた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のようなＤＡＢコンバータでは、一次側ブリッジ回路における一次トランス電圧（一次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサのコンデンサ電圧）と、二次側ブリッジ回路における二次トランス電圧（二次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサのコンデンサ電圧）との差が絶縁型トランスの漏れインダクタンス成分に印加される。励磁電流は小さいため無視した場合、当該絶縁型トランスの一次巻線に流れる電流の変化は、この漏れインダクタンス成分と漏れインダクタンス成分に印加される電圧によって決まる。

一次トランス電圧（一次側のコンデンサ電圧）と二次トランス電圧（二次側のコンデンサ電圧）との差が小さい場合、トランス漏れインダクタンスに印加される電圧も小さくなる。このため、図３（ａ）に示すように、絶縁トランスの一次巻線に流れる一次電流の電流変化は、小さくなって定格ピーク電流Ｉｐｐ１及び定格ピーク電流Ｉｐｎ１の範囲内に収まるので、一次側ブリッジ回路に過電流が生じない。

一方、一次トランス電圧（一次側のコンデンサ電圧）と二次トランス電圧（二次側のコンデンサ電圧）との差が大きい場合、漏れインダクタンスに印加される電圧も大きくなる。このため、一次トランス電圧のパルス幅によっては、一次側ブリッジ回路に過電流が生じる場合がある。従来の電力変換装置は、所望の動作を実行する際のゲート信号によって初期充電期間も動作する。このため、従来の電力変換装置では、初期充電期間における一次トランス電圧のパルス幅は、当該電力変換装置の所望の動作時において、一次側ブリッジ回路に設けられた４つのトランジスタがオン／オフ状態が切り替わる周期と等しくなる。その結果、図３（ｂ）に示すように、絶縁トランスの一次巻線に流れる一次電流の電流変化は、大きくなって定格ピーク電流Ｉｐｐ１及び定格ピーク電流Ｉｐｎ１の範囲を超えるので、一次側ブリッジ回路に過電流が生じる。従来の電力変換装置は、この過電流によって破損する可能性がある。

絶縁トランスの一次巻線に流れる一次電流の上昇は、一次側のコンデンサ及び二次側のコンデンサの電圧差の他に、一次側のコンデンサの静電容量及び二次側のコンデンサの静電容量が大きいほど、又は絶縁トランスの漏れインダクタンスを含むインピーダンスが小さいほど、大きくなる。電力変換装置の用途によっては、一次側及び二次側のそれぞれのコンデンサの静電容量を小さくしたり、絶縁トランスのインピーダンスを大きくしたりすることができない場合がある。このため、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの構造を最適化することによって当該一次電流の上昇を抑えることには限界がある。

これに対し、本実施形態による電力変換装置１は、初期充電信号生成部１２２及び直流電圧監視部１２３を備えている。電力変換装置１は、初期充電期間において、一次側ブリッジ回路１１２が出力する正極性出力電圧及び負極性出力電圧のそれぞれの電圧時間積の和が零となるようにパルス幅が設定された不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４によって絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を駆動できる。これにより、電力変換装置１は、動作開始時に一次側のコンデンサＣ１及び二次側のコンデンサＣ２に電圧差があったり、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が大きかったり、絶縁トランス１１１のインピーダンスが小さかったりしても、初期充電期間における絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次電流の上昇を抑制できる。その結果、電力変換装置１は、一次側ブリッジ回路１１２における過電流の発生を防止して、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の破損を防止できる。

また、電力変換装置１は、制御装置１２の一機能として初期充電信号生成部１２２、直流電圧監視部１２３及び選択部１２４，１２５を備えている。ゲート信号を生成するために、制御装置は従来の電力変換装置でも備えられている構成要素である。電力変換装置１では、初期充電信号生成部１２２、直流電圧監視部１２３及び選択部１２４，１２５を制御装置１２の一機能として備えることにより、専用回路を用いずに動作開始時の過電流の発生を防止することができる。

以上説明したように、本実施形態による電力変換装置１は、絶縁トランス１１１、絶縁トランス１１１の一次側に設けられてトランジスタＱ１１～Ｑ１４を有する一次側ブリッジ回路１１２及び絶縁トランス１１１の二次側に設けられてトランジスタＱ２１～Ｑ２４を有する二次側ブリッジ回路１１３を有する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を備えている。電力変換装置１は、一次側ブリッジ回路１１２及び二次側ブリッジ回路１１３の少なくともの一方の直流電圧を監視する直流電圧監視部１２３と、直流電圧監視部１２３が監視するコンデンサ電圧Ｖｃ２が初期充電開始時の電圧から基準電圧Ｖｒよりも高くなるまでの初期充電期間において絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御するための初期充電用制御信号Ｓｅｃ１１～Ｓｅｃ１４，Ｓｅｃ２１～Ｓｅｃ２４を生成する初期充電信号生成部１２２とを備えている。初期充電信号生成部１２２は、一次側ブリッジ回路１１２及び二次側ブリッジ回路１１３のうちの直流電圧監視部１２３にコンデンサ電圧Ｖｃ２が監視される二次側ブリッジ回路１１３を初期充電期間において制御するための被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４と、一次側ブリッジ回路１１２及び二次側ブリッジ回路１１３のうちの一次側ブリッジ回路１１２を初期充電期間において制御するための不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４とを初期充電用制御信号Ｓｅｃ１１～Ｓｅｃ１４及び初期充電用制御信号Ｓｅｃ２１～Ｓｅｃ２４として生成する。不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４は、一次側ブリッジ回路１１２が出力する正極性出力電圧及び負極性出力電圧のそれぞれの電圧時間積の和が零となるようにパルス幅が設定されたパルス信号である。

このような構成を備える電力変換装置１は、専用回路を用いずに動作開始時の過電流の発生を防止することができる。また、電力変換装置１は、過電流の発生を防止するために専用回路を追加する必要がないため、小型化及び低コスト化を図ることができる。

＜変形例１＞
本実施形態の変形例１による電力変換装置について図１及び図２を参照しつつ図４を用いて説明する。本変形例による電力変換装置は、不監視回路制御信号が異なる点を除いて、本実施形態による電力変換装置１と同様の構成を有している。このため、本変形例による電力変換装置の構成については、具体的な説明は省略し、必要に応じて図１を参照して説明する。

（電力変換装置の動作）
図４は、本変形例による電力変換装置の動作波形の一例を示すタイミングチャートである。図４中の「Ｓｇ１１」、「Ｓｇ１４」、「Ｓｇ１２」、「Ｓｇ１３」、「Ｓｇ２１」、「Ｓｇ２４」、「Ｓｇ２２」、「Ｓｇ２３」、「Ｖ１１１ａ」、「Ｖ１１１ｂ」、「Ｉ１１１ａ」、「Ｖｃ２」、「Ｖｒｐ２」、「Ｖｒｎ２」「Ｉｐｐ１」「Ｉｐｎ１」及び「Ｖｒ」は、図２中に示すそれらと同内容であるため、説明は省略する。図４は、左から右に向かって時間の経過が表されている。

図４に示すように、本変形例による電力変換装置では、本実施形態による電力変換装置１に対して、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４の電圧波形が異なっている。したがって、本変形例による電力変換装置では、本実施形態による電力変換装置１に対して、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４の電圧波形が異なっている。

具体的には、図２に示すように、本実施形態による電力変換装置１では、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａが基準電位一定となる期間（例えば時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間）の前後で、ゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４及びゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３の極性が反転している。これに対し、図４に示すように、本変形例による電力変換装置では、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａが基準電位一定となる期間の前後で、ゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４及びゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３の極性が反転しない。すなわち、本変形例による電力変換装置に備えられた初期充電信号生成部１２２は、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａが基準電位一定となる期間の前後で、極性が反転しない不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１４及び不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３を生成するようになっている。

本変形例による電力変換装置は、絶縁トランス１１１の一次巻線に印加される印加電圧Ｖ１１１ａが基準電位一定となる期間の前後で、ゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４及びゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３の極性を反転させなくても初期充電期間Ｔｅｃにおいて、二次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサＣ２に一定方向の電流を供給できる。したがって、本変形例による電力変換装置は、本実施形態による電力変換装置１と同様の効果が得られる。

＜変形例２＞
本実施形態の変形例２による電力変換装置について図１及び図２を参照しつつ図５を用いて説明する。本変形例による電力変換装置は、被監視回路制御信号が異なる点を除いて、本実施形態による電力変換装置１と同様の構成を有している。このため、本変形例による電力変換装置の構成については、具体的な説明は省略し、必要に応じて図１を参照して説明する。

（電力変換装置の動作）
図５は、本変形例による電力変換装置の動作波形の一例を示すタイミングチャートである。図５中の「Ｓｇ１１」、「Ｓｇ１４」、「Ｓｇ１２」、「Ｓｇ１３」、「Ｓｇ２１」、「Ｓｇ２４」、「Ｓｇ２２」、「Ｓｇ２３」、「Ｖ１１１ａ」、「Ｖ１１１ｂ」、「Ｉ１１１ａ」、「Ｖｃ２」、「Ｖｒｐ２」、「Ｖｒｎ２」「Ｉｐｐ１」「Ｉｐｎ１」及び「Ｖｒ」は、図２中に示すそれらと同内容であるため、説明は省略する。図５は、左から右に向かって時間の経過が表されている。

図５に示すように、本変形例による電力変換装置では、本実施形態による電力変換装置１に対して、ゲート信号Ｓｇ２１～Ｓｇ２４の電圧波形が異なっている。したがって、本変形例による電力変換装置では、本実施形態による電力変換装置１に対して、被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４の電圧波形が異なっている。具体的には、初期充電信号生成部１２２は、初期充電期間Ｔｅｃにおいて、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４と同一の電圧波形を有する被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１～Ｓｍｃ２４を生成する。本変形例では、初期充電信号生成部１２２は、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１４と同一の電圧波形を有する被監視回路制御信号Ｓｍｃ２２，Ｓｍｃ２３を生成し、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３と同一の電圧波形を有する被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１，Ｓｍｃ２４を生成するようになっている。

このため、図５に示すように、本変形例における被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１，Ｓｍｃ２４に基づくゲート信号Ｓｇ２１，Ｓｇ２４は、時刻ｔ１においてローレベルを維持し、時刻ｔ２においてハイレベルに変化し、時刻ｔ３においてローレベルに変化し、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前の時刻までローレベルを維持する電圧波形を有する。また、本変形例における被監視回路制御信号Ｓｍｃ２２，Ｓｍｃ２３に基づくゲート信号Ｓｇ２３，Ｓｇ２３は、時刻ｔ１においてハイレベルに変化し、時刻ｔ２においてローレベルに変化し、時刻ｔ３においてハイレベルに変化し、時刻ｔ４においてローレベルに変化し、時刻ｔ４の直後の時刻から時刻ｔ５の直前の時刻までローレベルを維持する電圧波形を有する。

このため、時刻ｔ１において、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２１，Ｑ２４がオフ状態（非導通状態）となり、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２２，Ｑ２３がオン状態（導通状態）となる。

また、図２を用いて説明したように、電圧レベルがハイレベルのゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４及び電圧レベルがローレベルのゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３によって一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４が駆動されると、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の一次側には、「一次側装置２→トランジスタＱ１１→接続部ａ１→インダクタＬ１→絶縁トランス１１１の一次巻線→接続部ｂ１→トランジスタＱ１４→一次側装置２」の経路で一次側電流が流れる。このため、絶縁トランス１１１の二次巻線に相互誘導起電力が発生して印加電圧Ｖ１１１ｂが正方向に増加する。

このため、時刻ｔ１では、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の二次側には、「絶縁トランス１１１の二次巻線→接続部ｂ２→トランジスタＱ２３→コンデンサＣ２→トランジスタＱ２２→接続部ａ２→インダクタＬ２→絶縁トランス１１１の二次巻線」の経路で二次側電流が流れる。コンデンサＣ２は、この二次側電流によって充電される。その結果、図５に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ２は、時刻ｔ１から徐々に増加し始める。

時刻ｔ２において、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２１，Ｑ２４がオン状態（導通状態）となり、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２２，Ｑ２３がオフ状態（非導通状態）となる。

また、図２を用いて説明したように、電圧レベルがローレベルのゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４及び電圧レベルがハイレベルのゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３によって一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４が駆動されると、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の一次側には、「一次側装置２→トランジスタＱ１３→接続部ｂ１→絶縁トランス１１１の一次巻線→インダクタＬ１→接続部ａ１→トランジスタＱ１２→一次側装置２」の経路で一次側電流が流れる。このため、図５に示すように、時刻ｔ２において、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、正極性から負極性に向かって減少する電流となる。

これにより、絶縁トランス１１１の二次巻線に相互誘導起電力が発生して印加電圧Ｖ１１１ｂが負方向に増加することにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の二次側には、「絶縁トランス１１１の二次巻線→インダクタＬ２→接続部ａ２→トランジスタＱ２１→コンデンサＣ２→トランジスタＱ２２→接続部ｂ２→絶縁トランス１１１の二次巻線」の経路で二次側電流が流れる。コンデンサＣ２は、この二次側電流によって充電される。時刻ｔ２における二次側電流は、時刻ｔ１と同じ方向にコンデンサＣ２に流れる。その結果、図５に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

詳細な説明は省略するが、本変形例による電力変換装置は、時刻ｔ３では時刻ｔ１と同様に動作し、時刻ｔ４では時刻ｔ２と同様に動作する。このため、図５に示すように、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間において、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前の時刻までの期間での本変形例による電力変換装置の動作は、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前の時刻までの期間での本実施形態による電力変換装置１の動作と同様である。このため、図５に示すように、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前の時刻までの期間において、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

図５に示すように、本変形例における被監視回路制御信号Ｓｍｃ２１，Ｓｍｃ２４に基づくゲート信号Ｓｇ２１，Ｓｇ２４は、時刻ｔ５においてハイレベルに変化し、時刻ｔ６においてローレベルに変化し、時刻ｔ７においてハイレベルに変化し、時刻ｔ８においてローレベルに変化し、時刻ｔ８の直後から時刻ｔ９の直前の時刻までローレベルを維持する電圧波形を有する。また、本変形例における被監視回路制御信号Ｓｍｃ２２，Ｓｍｃ２３に基づくゲート信号Ｓｇ２３，Ｓｇ２３は、時刻ｔ５においてローレベルを維持し、時刻ｔ６においてハイレベルに変化し、時刻ｔ７においてローレベルに変化し、時刻ｔ８から時刻ｔ９の直前の時刻までローレベルを維持する電圧波形を有する。

このため、時刻ｔ５において、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２１，Ｑ２４がオン状態（導通状態）となり、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２２，Ｑ２３がオフ状態（非導通状態）を維持する。

また、時刻ｔ５では、電圧レベルがローレベルのゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４及び電圧レベルがハイレベルのゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３によって一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４が駆動される。このため、時刻ｔ５では、時刻ｔ２と同様の経路で一次側電流が流れる。このため、図５に示すように、時刻ｔ５において、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、正極性から負極性に向かって減少する電流となる。

これにより、絶縁トランス１１１の二次巻線に相互誘導起電力が発生して印加電圧Ｖ１１１ｂが負方向に増加することにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の二次側には、「絶縁トランス１１１の二次巻線→インダクタＬ２→接続部ａ２→トランジスタＱ２１→コンデンサＣ２→トランジスタＱ２２→接続部ｂ２→絶縁トランス１１１の二次巻線」の経路で二次側電流が流れる。コンデンサＣ２は、この二次側電流によって充電される。時刻ｔ５における二次側電流は、時刻ｔ４と同じ方向にコンデンサＣ２に流れる。その結果、図５に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

時刻ｔ６において、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２１，Ｑ２４がオフ状態（非導通状態）となり、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたトランジスタＱ２２，Ｑ２３がオン状態（導通状態）となる。

また、時刻ｔ６では、電圧レベルがハイレベルのゲート信号Ｓｇ１１，Ｓｇ１４及び電圧レベルがローレベルのゲート信号Ｓｇ１２，Ｓｇ１３によって一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４が駆動される。このため、時刻ｔ６では、時刻ｔ１と同様の経路で一次側電流が流れる。このため、図５に示すように、時刻ｔ６において、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａは、負極性から正極性に向かって増加する電流となる。

このため、時刻ｔ６では、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の二次側には、「絶縁トランス１１１の二次巻線→接続部ｂ２→トランジスタＱ２３→コンデンサＣ２→トランジスタＱ２２→接続部ａ２→インダクタＬ２→絶縁トランス１１１の二次巻線」の経路で二次側電流が流れる。コンデンサＣ２は、この二次側電流によって充電される。その結果、図５に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し始める。

詳細な説明は省略するが、本変形例による電力変換装置は、時刻ｔ７では時刻ｔ２と同様に動作し、時刻ｔ８では時刻ｔ３と同様に動作する。このため、図５に示すように、時刻ｔ７から時刻ｔ８までの期間において、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

本変形例による電力変換装置は、時刻ｔ８から時刻ｔ９の直前の時刻までの期間において、時刻ｔ４から時刻ｔ５の直前の時刻までの期間と同様に動作する。このため、図５に示すように、時刻ｔ８から時刻ｔ９の直前の時刻までの期間において、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

詳細な説明は省略するが、本変形例による電力変換装置は、時刻ｔ９から時刻ｔ１１の直前の時刻までの期間において、時刻ｔ１から時刻ｔ９の直前の時刻までの期間と同様に動作する。また、本変形例による電力変換装置は、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの期間において、時刻ｔ１から時刻ｔ４までの期間と同様に動作する。このため、図５に示すように、時刻ｔ９から時刻ｔ１２までの期間において、コンデンサ電圧Ｖｃ２は増加し続ける。

図２に示すように、時刻ｔ１２から所定の時間が経過した時刻ｔ１３において、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたコンデンサＣ２のコンデンサ電圧Ｖｃ２が基準電圧Ｖｒよりも高くなったとする。これにより、直流電圧監視部１２３は、電圧レベルがハイレベルの監視信号Ｓｍを選択部１２４，１２５に出力する。その結果、選択部１２４は、制御信号生成部１２１から出力される制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４を選択し、選択した制御信号Ｓｃ１１～Ｓｃ１４を選択信号Ｓｓ１１～Ｓｓ１４としてゲート駆動ユニット１１２ａに出力する。選択部１２５は、制御信号Ｓｃ２１～Ｓｃ２４を選択し、選択した制御信号Ｓｃ２１～Ｓｃ２４を選択信号Ｓｓ２１～Ｓｓ２４としてゲート駆動ユニット１１３ａに出力する。

このため、時刻ｔ１３において、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４の電圧レベルに応じて、一次側ブリッジ回路１１２に設けられたトランジスタＱ１１～Ｑ１４のオン／オフが制御される。これにより、時刻ｔ１３において初期充電期間Ｔｅｃが終了するとともに、電力変換装置１が所望の動作を開始する。

以上説明したように、本変形例による電力変換装置は、本実施形態による電力変換装置１と同様に、初期充電期間Ｔｅｃにおいて、コンデンサＣ２を充電してコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の電圧差をほぼ零にした状態で、所望の動作に移行できる。これにより、本変形例による電力変換装置は、本実施形態による電力変換装置１と同様の効果が得られる。

本発明の第二実施形態による電力変換装置について図６から図８を用いて説明する。まず、本実施形態による電力変換装置の概略構成について図６を用いて説明する。図６は、本実施形態による電力変換装置１の概略構成の一例を示すプロック図である。

（電力変換装置の概略構成）
図６に示すように、電力変換装置１は、図１の構成と比較して、直流電圧監視部１２３が監視するコンデンサ電圧Ｖｃ２の情報を初期充電信号生成部１２２へ入力するという点が追加されている。

（電力変換装置の動作）
本実施形態による電力変換装置１の動作について図７を用いて説明する。図７中の「Δｔ１」「Δｔ２」「Δｔ３」「Δｔ４」は、出力電圧Ｖ１１１ａの電圧時間積の和が零となるように設定された正電圧パルス信号および負電圧パルス信号の組合せの合計パルス幅を示している。

図７中の「Ｖｒｐ１」は、一次側ブリッジ回路１１２に印加される印加電圧の正側の定格電圧を示している。図７中の「Ｖｒｎ１」は、一次側ブリッジ回路１１２に印加される印加電圧の負側の定格電圧を示している。

図７中の「Ｖｃ２（ｔ２０）」「Ｖｃ２（ｔ２２）」「Ｖｃ２（ｔ２４）」「Ｖｃ２（ｔ２６）」「Ｖｃ２（ｔ２８）」は、括弧内にて示された時刻におけるコンデンサ電圧Ｖｃ２を示している。

図７に示すように、電力変換装置１の動作が開始する前の時刻ｔ２０において、初期充電信号生成部１２２は、直流電圧監視部１２３が監視するコンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２０）の情報を取得する。時刻ｔ２０では、コンデンサＣ２は充電されておらず、コンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２０）は例えば０Ｖである。

その後、時刻ｔ２１において、電力変換装置１の動作が開始し、初期充電期間Ｔｅｃ２が開始される。初期充電信号生成部１２２は、時刻ｔ２１から開始される、１回目の正負電圧の組合せの合計パルス幅Δｔ１を、事前に取得した時刻ｔ２０におけるコンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２０）に基づいて決定する。初期充電信号生成部１２２は、決定した合計パルス幅ｔ１に基づいて、ゲート信号Ｓｇ１１～Ｓｇ１４を生成するための不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を生成する。

初期充電信号生成部１２２が、事前に取得したコンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２０）から、正負電圧の組合せの合計パルス幅Δｔ１を決定する方法の一例として、初期充電期間Ｔｅｃ２における絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次側電流Ｉ１１１ａの電流ピークが正の定格ピーク電流Ｉｐｐ１及び負の定格ピーク電流Ｉｐｎ１と同等とする方法がある。この方法の一例を以下説明する。

正負電圧の組合せの合計パルス幅Δｔ１～Δｔ４の各々は、複数の数で等分される。この例では、４等分される。初期充電信号生成部１２２は、最初の２５％の期間に正電圧もしくは負電圧パルス信号、次の５０％の期間に最初の２５％の期間と逆極性のパルス信号、残りの２５％の期間に最初の２５％の期間と同極性のパルス信号が印加電圧Ｖ１１１ａとして出力されるように、不監視回路制御信号Ｓｎｍ１１～Ｓｎｍ１４を生成する。

時刻ｔ２１から開始される、合計パルス幅Δｔ１の最初の２５％の期間（Δｔ１／４）での正電圧パルス信号印加中において、絶縁トランス１１１の一次側に流れる一次側電流Ｉ１１１ａの電流変化は、絶縁トランス１１１の漏れインダクタンス成分とインダクタＬｌおよびＬ２の和であるインダクタンスＬ、一次側定格電圧Ｖｒｐ１、および事前に取得したコンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２０）（＝０Ｖ）から、下式にて計算できる。

［式１］
Δｔ１最初の２５％期間における電流変化＝（Ｖｒｐ１－Ｖｃ２（ｔ２０））／Ｌ
＝Ｖｒｐ１／Ｌ
式1で表される電流変化を利用することで、一次側電流Ｉ１１１ａの電流ピークと正の定格ピーク電流Ｉｐｐ１が一致する正負電圧の組合せの合計パルス幅Δｔ１を、下式にて計算できる。

［式２］
Ｖｒｐ１／Ｌ×Δｔ１／４＝Ｉｐｐ１
→ Δｔ１＝４×Ｉｐｐ１×Ｌ／Ｖｒｐ１
式１および式２の計算は、初期充電信号生成部１２２により、時刻ｔ２０においてコンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２０）を取得してから、時刻ｔ２１において１回目の正負電圧の組合せを出力するまでの間に実行される。

式２によって計算された合計パルス幅Δｔ１を持つ１回目の正負電圧の組合せを出力することで、コンデンサ電圧はＶｃ２（ｔ２２）まで上昇する。

初期充電信号生成部１２２は、例えば１回目の正負電圧の組合せ出力終了と同時刻の時刻ｔ２２において、コンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２２）を取得し、２回目の正負電圧の組合せの合計パルス幅Δｔ２を計算する。なお、コンデンサ電圧Ｖｃ２を取得するタイミングは、２回目の正負電圧の組合せ出力開始する時刻ｔ２３以前であればいつでもよい。

時刻ｔ２３から開始される、合計パルス幅Δｔ２の最初の２５％期間（Δｔ２／４）での負電圧パルス信号印加中において、絶縁トランス１１１の一次側に流れる一次側電流Ｉ１１１ａの電流変化は、下式にて計算できる。

［式３］
Δｔ２最初の２５％期間における電流変化＝－（Ｖｒｐ１－Ｖｃ２（ｔ２２）／Ｌ
式３で表される電流変化を利用することで、一次側電流Ｉ１１１ａの電流ピークと負の定格ピーク電流Ｉｐｎ１が一致する正負電圧の組合せの合計パルス幅Δｔ２を、下式にて計算できる。

［式４］
－（Ｖｒｐ１－Ｖｃ２（ｔ２２）／Ｌ×Δｔ２／４＝Ｉｐｎ１
→ Δｔ２＝４×Ｉｐｐ１×Ｌ／（Ｖｒｐ１－Ｖｃ２（ｔ２２））
＝Ｖｒｐ１／（Ｖｒｐ１－Ｖｃ２（ｔ２２））×Δｔ１
式３および式４の計算は、初期充電信号生成部１２２により、時刻ｔ２２においてコンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２２）を取得してから、時刻ｔ２３において２回目の正負電圧の組合せを出力するまでの間に実行される。

式４によって計算された合計パルス幅Δｔ２を持つ２回目の正負電圧の組合せを出力することで、コンデンサ電圧はＶｃ２（ｔ２４）まで上昇する。

本実施形態では、初期充電信号生成部１２２は、初期充電期間Ｔｅｃ２が終了するまでの間に正負電圧の組合せを出力する都度、上記の通り、コンデンサ電圧Ｖｃ２を事前に取得し、そのコンデンサ電圧Ｖｃ２を用いて、一次側電流Ｉ１１１ａの電流ピークと定格ピーク電流Ｉｐｐ１もしくはＩｐｎ１が同等となるように、正負電圧の組合せの合計パルス幅を計算により決定する。これにより、図７に示すように、初期充電期間Ｔｅｃ２の経過に伴ってコンデンサ電圧Ｖｃ２が上昇したとしても、絶縁トランス１１１の一次巻線に流れる一次電流Ｉ１１１ａのピーク値は、定格ピーク電流Ｉｐｐ１もしくはＩｐｎ１と同等となる。その結果、初期充電期間Ｔｅｃ２の短縮を図ることができ、電力変換装置１が所望の動作を開始するまでの時間を短縮させることができる。したがって、電力変換装置１は、一次側ブリッジ回路１１２に過電流が生じることを防止しながら、高速な初期充電を実現できる。

一方で、本実施形態では、初期充電信号生成部１２２は、初期充電期間Ｔｅｃ２において四則演算を使用することから、制御装置１２の演算負荷が増加する可能性がある。制御装置１２の演算負荷の増加を回避可能な、本実施形態の変形例を以下説明する。

＜変形例＞
本実施形態の変形例による電力変換装置について図６を参照しつつ図８を用いて説明する。

図８に示すように、本変形例による電力変換装置１では、コンデンサ電圧Ｖｃ２の基準電圧Ｖｒに加えて、基準電圧Ｖｒ×３／３および基準電圧Ｖｒ×１／３が追加されている。なお、ここではＶｒを三等分した新たな基準電圧を追加しているが、追加する基準電圧は、任意の値及び任意の個数で設定されてもよい。

本変形例による電力変換装置１では、初期充電信号生成部１２２は、コンデンサ電圧Ｖｃ２の大きさに応じた３つの初期充電モードと、各初期充電モードに対応した合計パルス幅Δｔ＝ｔａ、ｔｂ、ｔｃを有する正負電圧の組合せを生成する。

具体的には、コンデンサ電圧Ｖｃ２が０以上かつＶｒ×１／３より小さい場合を初期充電モード１、Ｖｒ×１／３以上かつＶｒ×２／３より小さい場合を初期充電モード２、Ｖｒ×２／３以上かつＶｒより小さい場合を初期充電モード３とする。

初期充電モード１に対応するパルス幅Δｔ＝ｔａの計算は、モード１でのコンデンサ電圧条件において一次側電流Ｉ１１１ａのピーク値が最も大きくなる条件であるＶｃ２＝０Ｖ（モード１での最低コンデンサ電圧条件）を採用する。初期充電モード１に対応するパルス幅Δｔ＝ｔａは、式１から式４までの計算過程に準じて、
［式５］
ｔａ＝４×Ｉｐｐ１×Ｌ／（Ｖｒｐ１－０）
＝４×ｌｐｐｌ×Ｌ／Ｖｒｐ１
により計算できる。

初期充電モード２および初期充電モード３に対応するパルス幅Δｔ＝ｔｂ，ｔｃの計算も、同様に、各モードでの最低コンデンサ電圧条件を用いることで一次側電流Ｉ１１１ａのピーク値の最大ケースを想定する。初期充電モード２および初期充電モード３に対応するパルス幅Δｔ＝ｔｂ，ｔｃは、式１から式４までの計算過程に準じて、
［式６］
ｔｂ＝４×Ｉｐｐ１×Ｌ／（Ｖｒｐ１－Ｖｒ×１／３）
ｔｃ＝４×Ｉｐｐ１×Ｌ／（Ｖｒｐ１－Ｖｒ×２／３）
により計算できる。

以下、本変形例による電力変換装置１において、上記初期充電モード１～３および各初期充電モードに対応した合計パルス幅ｔａ～ｔｃを用いた、初期充電信号生成手法について説明する。

初期充電信号生成部１２２は、初期充電期間Ｔｅｃ２が開始される以前の時刻ｔ２０において、コンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２０）の情報を取得する。時刻ｔ２０では、コンデンサＣ２は充電されておらず、コンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２０）は例えば０Ｖである。

初期充電信号生成部１２２は、事前に取得したコンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２０）（＝０Ｖ）に基づいて、初期充電モード１であると判定し、対応する合計パルス幅ｔａの正負電圧の組合せを、初期充電期間Ｔｅｃ２が開始される時刻ｔ２１から出力する。

初期充電信号生成部１２２は、例えば１回目の正負電圧の組合せ出力終了と同時刻の時刻ｔ２２において、コンデンサ電圧Ｖｃ２（ｔ２２）を取得し、２回目の正負電圧の組合せを決定するための初期充電モードを判定する。図８の場合、Ｖｃ２（ｔ２２）は未だＶｒ×１／３より小さいため、１回目の正負電圧の組合せ出力時と変わらず初期充電モード１と判定する。初期充電信号生成部１２２は、初期充電モード１に対応した合計パルス幅ｔａの正負電圧の組合せを、時刻ｔ２３から出力する。

本変形例による電力変換装置では、初期充電信号生成部１２２は、初期充電期間Ｔｅｃ２が終了するまでの間に正負電圧の組合せを出力する都度、上記の通り、コンデンサ電圧情報を事前に取得し、そのコンデンサ電圧情報を用いて、初期充電モードを判定し、判定した初期充電モードに対応した合計パルス幅の正負電圧の組合せを選択する。これにより、電力変換装置１は、一次側ブリッジ回路１１２に過電流の防止および高速な初期充電を、制御装置１２の演算負荷を増やすことなく行うことができる。

本発明は、上記実施形態に限らず種々の変形が可能である。上記実施形態による電力変換装置１は、二次側ブリッジ回路１１３に設けられたコンデンサＣ２の電圧を監視するように構成されているが、本発明はこれに限られない。例えば、電力変換装置は、一次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサの電圧を監視する直流電圧監視部を備えていてもよい。この場合、当該電力変換装置に備えられた初期充電信号生成部は、二次側ブリッジ回路に不監視回路制御信号を出力し、一次側ブリッジ回路に被監視回路制御信号を出力する。これにより、電力変換装置１は、上記実施形態による電力変換装置１と同様の効果が得られる。

また、電力変換装置は、一次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサの電圧を監視する直流電圧監視部と、二次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサの電圧を監視する直流電圧監視部とを備えていてもよい。この場合、制御装置は、電力の授受を行う方向を指示する方向指令値が入力されるように構成される。

方向指令値が一次側ブリッジ回路から二次側ブリッジ回路に電力を供給する方向であることを示す情報を有している場合には、初期充電信号生成部は、一次側ブリッジ回路に不監視回路制御信号を出力し、二次側ブリッジ回路に被監視回路制御信号を出力する。また、２つの選択部の一方は、二次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサの電圧を監視する直流電圧監視部から出力される監視信号に基づいて、初期充電信号生成部から入力される不監視回路制御信号及び制御信号生成部から入力される制御信号の一方を選択して出力する。２つの選択部の他方は、二次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサの電圧を監視する直流電圧監視部から出力される監視信号に基づいて、初期充電信号生成部から入力される被監視回路制御信号及び制御信号生成部から入力される制御信号の一方を選択して出力する。

一方、方向指令値が二次側ブリッジ回路から一次側ブリッジ回路に電力を供給する方向であることを示す情報を有している場合には、初期充電信号生成部は、一次側ブリッジ回路に被監視回路制御信号を出力し、二次側ブリッジ回路に不監視回路制御信号を出力する。また、２つの選択部の一方は、一次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサの電圧を監視する直流電圧監視部から出力される監視信号に基づいて、初期充電信号生成部から入力される被監視回路制御信号及び制御信号生成部から入力される制御信号の一方を選択して出力する。２つの選択部の他方は、二次側ブリッジ回路に設けられたコンデンサの電圧を監視する直流電圧監視部から出力される監視信号に基づいて、初期充電信号生成部から入力される不監視回路制御信号及び制御信号生成部から入力される制御信号の一方を選択して出力する。

これにより、当該電力変換装置は、上記実施形態による電力変換装置１と同様の効果が得られる。

本発明の技術的範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらす全ての実施形態をも含む。さらに、本発明の技術的範囲は、請求項により画される発明の特徴の組み合わせに限定されるものではなく、全ての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画され得る。

１ 電力変換装置
２ 一次側装置
３ 二次側装置
１１ 絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１２ 制御装置
１１１ 絶縁トランス
１１２ 一次側ブリッジ回路
１１２ａ，１１３ａ ゲート駆動ユニット
１１３ 二次側ブリッジ回路
１２１ 制御信号生成部
１２２ 初期充電信号生成部
１２３ 直流電圧監視部
１２３ａ 比較器
１２３ｂ 基準電圧生成部
１２４，１２５ 選択部
ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２ 接続部
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４ 還流ダイオード
Ｉ１１１ａ 一次側電流
Ｉｐｎ１，Ｉｐｐ１ 定格ピーク電流
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｎ１ 一次側負極ライン
Ｎ２ 二次側負極ライン
Ｐ１ 一次側正極ライン
Ｐ２ 二次側正極ライン
Ｔｅｃ 初期充電期間
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４ トランジスタ
Ｓｃ１１，Ｓｃ１２，Ｓｃ１３，Ｓｃ１４，Ｓｃ２１，Ｓｃ２２，Ｓｃ２３，Ｓｃ２４ 制御信号
Ｓｅｃ１１，Ｓｅｃ１２，Ｓｅｃ１３，Ｓｅｃ１４，Ｓｅｃ２１，Ｓｅｃ２２，Ｓｅｃ２３，Ｓｅｃ２４Ｓｇ１１，Ｓｇ１２，Ｓｇ１３，Ｓｇ１４，Ｓｇ２１，Ｓｇ２２，Ｓｇ２３，Ｓｇ２４ ゲート信号
Ｓｍ 監視信号
Ｓｍｃ２１，Ｓｍｃ２２，Ｓｍｃ２３，Ｓｍｃ２４ 被監視回路制御信号
Ｓｎｍ１１，Ｓｎｍ１２，Ｓｎｍ１３，Ｓｎｍ１４ 不監視回路制御信号
Ｓｓ１１，Ｓｓ１２，Ｓｓ１３，Ｓｓ１４，Ｓｓ２１，Ｓｓ２２，Ｓｓ２３，Ｓｓ２４ 選択信号
Ｖ１１１ａ，Ｖ１１１ｂ 印加電圧
Ｖｃ１，Ｖｃ２ コンデンサ電圧
Ｖｒｎ１，Ｖｒｐ１，Ｖｒｎ２，Ｖｒｐ２ 定格電圧
Ｖｒ 基準電圧

Claims (9)

1. 絶縁トランス、前記絶縁トランスの一次側に設けられて少なくとも２つのスイッチ素子を有する一次側ブリッジ回路及び前記絶縁トランスの二次側に設けられて少なくとも２つのスイッチ素子を有する二次側ブリッジ回路を有する絶縁型直流／直流コンバータと、
   前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路の少なくともの一方の直流電圧を監視する直流電圧監視部と、
   前記直流電圧監視部が監視する前記直流電圧が動作開始時の電圧から基準電圧よりも高くなるまでの初期充電期間において前記絶縁型直流／直流コンバータを制御するための初期充電用制御信号を生成する初期充電信号生成部と、
   を備え、
   前記初期充電信号生成部は、前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路のうちの前記直流電圧監視部に前記直流電圧が監視される被監視ブリッジ回路を前記初期充電期間において制御するための被監視回路制御信号と、前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路のうちの前記被監視ブリッジ回路ではない不監視ブリッジ回路を前記初期充電期間において制御するための不監視回路制御信号とを前記初期充電用制御信号として生成し、
   前記不監視回路制御信号は、前記不監視ブリッジ回路が出力する正極性出力電圧及び負極性出力電圧のそれぞれの電圧時間積の和が零となるようにパルス幅が設定されたパルス信号である
   電力変換装置。
2. 前記初期充電信号生成部は、前記初期充電期間において前記不監視ブリッジ回路に過電流が流れない前記パルス幅を有し正電圧パルス信号及び負電圧パルス信号の組合せを一単位として構成された前記正極性出力電圧及び前記負極性出力電圧を生成可能な前記不監視回路制御信号を生成する
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記初期充電信号生成部は、前記初期充電期間において前記直流電圧監視部が監視する前記直流電圧に応じて、前記正電圧パルス信号及び前記負電圧パルス信号の組合せの合計パルス幅が変更するように、前記被監視回路制御信号を生成する、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記初期充電信号生成部は、前記初期充電期間において前記直流電圧監視部が監視する前記直流電圧の情報を用いて、前記正電圧パルス信号及び負電圧パルス信号の組合せ合計パルス幅を計算する、
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記初期充電信号生成部は、
   前記直流電圧の大きさに応じた複数の初期充電モードと、各初期充電モードに対応した合計パルス幅が異なる前記正電圧パルス信号及び負電圧パルス信号の組合せを生成し、
   前記初期充電期間において前記直流電圧監視部が監視する前記直流電圧の大きさに従って、前記初期充電モードを判定し、
   前記初期充電モードの判定結果に従って、対応する合計パルス幅の前記正電圧パルス信号及び負電圧パルス信号の組合せが出力されるように前記不監視回路制御信号を生成する、
   請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記初期充電信号生成部は、前記初期充電期間の一部において前記不監視ブリッジ回路に設けられた前記２つのスイッチ素子の双方をオフ状態とさせる前記不監視回路制御信号を生成する
   請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記初期充電信号生成部は、前記初期充電期間において前記被監視ブリッジ回路に設けられた前記少なくとも２つのスイッチ素子をオフ状態とさせる前記被監視回路制御信号を生成する
   請求項１から６までのいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記初期充電信号生成部は、前記初期充電期間において、前記不監視回路制御信号と同一の電圧波形を有する前記被監視回路制御信号を生成する
   請求項１から６までのいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記直流電圧監視部と、
   前記初期充電信号生成部と、
   前記初期充電期間が経過した後に前記絶縁型直流／直流コンバータを制御するための制御信号を生成する制御信号生成部と、
   前記直流電圧監視部から出力される出力信号の電圧レベルに基づいて、前記初期充電信号生成部から入力される前記不監視回路制御信号及び前記被監視回路制御信号と、前記制御信号生成部から入力される前記制御信号とのいずれか一方を選択して前記絶縁型直流／ 直流コンバータに出力する選択部と、
   を有する制御装置を備える
   請求項１から８までのいずれか一項に記載の電力変換装置。

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