CN105450013B - Dc/dc变换器 - Google Patents

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Abstract

为具有高的动态特性和为高的电压比规定，在DC/DC变换器(1)中设有由至少三个电容器(C1、C2、C3)组成的电容器串联电路(2)，其中，电容器串联电路(2)的第一电容器(C1)和中间的第三电容器(C3)是第一逆变换器(7)的一部分，并且电容器串联电路(2)的第二电容器(C2)和中间的第三电容器(C3)是第二逆变换器(8)的一部分，并且第一直流电压(UIN)存在于电容器串联电路(2)上而第二直流电压(UOUT)存在于第一和第二逆变换器(7、8)的公共的第三电容器(C3)上。

Description

DC/DC变换器
技术领域
本发明涉及一种用于将第一直流电压变换为第二直流电压的DC/DC变换器和一种用于调节这样的DC/DC变换器的方法，其中，在所述DC/DC变换器中设有一个由至少三个电容器组成的电容器串联电路，其中，该电容器串联电路的第一电容器和中间的第三电容器是第一逆变换器的一部分，并且该电容器串联电路的第二电容器和中间的第三电容器是第二逆变换器的一部分。
背景技术
在许多应用领域中需要将高的直流电压、例如330V到1000V的电压变换为明显较低的直流电压、例如40V到60V的电压，亦即小了在10的范围内的因子的电压。在双向的直流电压变换器(DC/DC变换器)的情况下相应地反之亦然。这例如在蓄电池充电站中发生，在那里多个蓄电池充电设备存在于一个公共的、具有高的直流电压的DC中间电路上并且由该中间电路供电或者向该中间电路提供电能。以当今的半导体开关例如使用在DC/DC变换器中的MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)或者IGBT(绝缘栅双极晶体管)的技术很难实现这种需要。
已知MOSFET的导线电阻和因此线路损耗随耐压强度的升高而升高。在这种高要求的电压或者由此伴随的高的耐压强度的情况下，在低成本的标准MOSFET中会产生极大的线路损耗并因此产生极大的效率损失。此外必须实施花费大的冷却设计，以便导出损失功率和防止功率电子设备过热。由此在这种需要下不能使用标准MOSFET。这里低成本的标准IGBT也被排除，因为即使在使用软开关设计例如零电压开关(ZVS)或者零电流开关(ZCS)的情况下也不能消除IGBT的大的断开损失。在技术上使用SiC(碳化硅)MOSFET能够实现对于这些需求的DC/DC变换器，但是它们非常昂贵因此对于大多数应用不予考虑。
同样在许多应用领域中需要，必须能够以DC/DC变换器为外部的负载跳变实现超短的反应时间、例如在10ms的范围内。也就是说DC/DC变换器在该反应时间内能够实现大的电流跳变。在蓄电池充电设备中，这例如在从最大功率的充电向最大功率的放电切换时发生，例如这可能发生在应急电源系统中。相似的负载跳变也可能在接通或者断开蓄电池系统的电气负载的情况下发生。但是所需要的电压范围决定了DC/DC变换器的无源的电气部件特别是电容器和线圈的相应规格选择。但是由于使用的线圈和电容器的由此产生的电感值和电容值产生电气系统的高的时间常数τ这限制了DC/DC变换器的可能的反应时间。
从N.Videau等人所著“A Non-isolated DC-DC Converter with InterCellTransformer for Buck-type or Boost-type Application Requiring High VoltageRatio and High Efficiency”,PCIM Europe 2013,14–16May,Nuremberg,第1452-1459页，ISBN 973-3-8007-3505-1中已经说明了为上述问题的一种解决方案。其中说明的用于高电压比的DC/DC变换器由以Buck拓扑结构的两个双向的同步变换器组成。通过将第一同步变换器叠置在镜像的第二同步变换器上能够并行地使用这两个同步变换器的一个公共的输出端。由此能够在输出侧实现线圈电流的电流翻倍，因为线圈电流在一个同步变换器中在所有时间点都是输出电流的一部分。通过同步变换器的直接的功率传输既在线圈的磁化阶段也在去磁阶段都向输出端提供功率。然而该布置结构在DC/DC变换器的输入端方面被证明是有缺点的。同步变换器具有已知的如下特性，即，输入和输出电压具有相同的符号。由此DC/DC变换器的输入由叠置的同步变换器的两个输入组成，它们通过所述公共的输出端互相连接。然而所述输出端在所述布置结构中引起反向极化，由此正的输入电流在输出侧作为负的部分起作用。在正常运行中，该负的部分通过线圈电流被完全补偿并且将输出电流减小了相对小的输入电流。但是这种状态在动态效果和电压脉冲的情况下是有缺点的，这导致过高的电容器电流并且表现为一种明显的输出侧的电压扰动。这能够对信号和操控电子设备起破坏作用。此外在DC/DC变换器的运行中，在DC/DC变换器的电容器上由拓扑结构决定地存在输入电压的大于一半的电压(具体来说，输入电压+输出电压的一半)。由此所述两个电容器也必须具有相应的耐压强度。但是在高的输入电压的情况下(≥1000V)这是有问题的，因为例如在电解液电容器的情况下耐压强度由工艺决定限制在500V。因此这样的DC/DC变换器对于高的输入电压以电解液电容器完全不能实现。DE 10 2013 2016 231A1说明一种具有整流器中间电路和三个串联的电容器的三相的多点整流器。这里的目的是使存在于电容器上的电压对称，以便保持分级截取(abgreifen)的输出电压恒定。
发明内容
本发明的目的在于，说明一种DC/DC变换器，它能够低成本地实现高的电压比和允许短的反应时间，并且避免已知的现有技术的缺点。
该任务对于所述DC/DC变换器如下解决，在DC/DC变换器中设有由至少三个电容器组成的电容器串联电路，其中，电容器串联电路的第一电容器和中间的第三电容器是第一逆变换器的一部分，并且电容器串联电路的第二电容器和中间的第三电容器是第二逆变换器的一部分，并且第一直流电压存在于电容器串联电路而第二直流电压存在于第一和第二逆变换器的公共的第三电容器上。通过该电路同样实现共享电容器串联电路的中间的电容器的所述两个逆变换器的一种叠置且对称的布置结构。但是逆变换器的作用原理基于间接的功率传输。在线圈磁化接地期间，逆变换器的输入功率中间存储在线圈内而在去磁阶段期间向输出端提供。通过将第一逆变换器叠置在一个镜像的第二逆变换器上能够并行地使用一个公共的输出端。由此能够为本发明的DC/DC变换器在输出侧在各个去磁阶段期间实现线圈电流的电流翻倍。通过逆变换器的反向功能还附加地叠加输入电流作为正的部分电流。该正的部分将逆变换器的小的输出电流补偿到100％，这些输出电流在磁化阶段期间不向输出端传输。但是本发明的DC/DC变换器特别在输入端方面被证明是有利的。本发明的DC/DC变换器的输入端由逆变换器的所述两个输入端和所述两个逆变换器的在公共的中间的电容器上的公共的输出端组成。由此能够实现具有重叠的功率传输的经典的电容器串联电路。动态的效果按照电容比均匀地作用，从而输出电压基本上不变。此外，在DC/DC变换器的运行中。在DC/DC变换器的各电容器上由拓扑结构决定地始终存在比输入电压的一半小的电压(具体来说，输入电压－输出电压的一半)。因此能够减小电容器的需要的耐压强度。因此即使在高的输入电压(1000V)的情况下也通过减半和相减而使用电解液电容器。特别是即使在比现有技术中更高的输出电压下也可以。总之一个重要的优点是：以本发明的DC/DC变换器的电容器的较小的耐压强度相对于根据现有技术的DC/DC变换器保持输出功率不变。同样，在本发明的DC/DC变换器中，电容器串联电路的电容器的电流负载也明显更小。因此本发明的DC/DC变换器也能够以标准部件低成本地实现。
如果第三电容器的电容较大，特别是至少比第一和第二电容器的电容的和大两倍，则即使在较大的变压比的情况下也能够有利地减小瞬时事件、例如接通过程或者负载跳变的作用。因此也能够实现将输出电压变换为输入电压的十分之一的应用。一般来说，电容器的匹配从大于1到3的变压比起可能是有利的。可能发生的电压尖峰按照第三电容器相对于电容的和的电容比减小。即使在高的变压比下也能够避免可能导致寿命缩短或者可能甚至损坏的部件或者在下游连接的电路的过负载。这例如也允许为变压比可能要求大于1到10的蓄电池充电站使用本发明的DC/DC变换器。
有利地，为了构成第一逆变换器设有第一桥接电路，所述第一桥接电路包括具有至少一个第一和第二半导体开关的第一开关串联电路、由第一和第三电容器组成的串联电路和作为桥支路的、在其内设置第一线圈的电气连接，并且为了构成第二逆变换器设有第二桥接电路，所述第二桥接电路包括具有至少一个第三和第四半导体开关的第二开关串联电路、由第二和第三电容器组成的串联电路和作为桥支路的、在其内设置第二线圈的电气连接组成。这产生所述两个逆变换器的一种特别简单的电路技术的结构。
当选择第一电容器和第二电容器同样大时，那时DC/DC变换器的第一直流电压均匀地分布在两个逆变换器上，由此使它们承受相同的负载并且对逆变换器的半导体开关的耐压强度产生显著低的需求。由此也能够提高DC/DC变换器的效率。
按照本发明的用于DC/DC变换器的方法，所述DC/DC变换器用于将第一直流电压变换为第二直流电压或者将第二直流电压变换为第一直流电压，其中，第二直流电压存在于一个电容器上，并且在DC/DC变换器内设置两个各具有至少一个线圈、至少两个半导体开关和至少一个电容器的DC/DC变换器单元，并且这两个DC/DC变换器单元互相电路连接，其方式为，所述两个DC/DC变换器单元共享存在第二直流电压的电容器，其中，DC/DC变换器单元的半导体开关在相继的切换周期期间交替地切换，其特征在于，为通过DC/DC变换器单元的线圈的线圈电流预定最小电流值和最大电流值，其中，这些最小电流值和最大电流值具有不同的符号，以及当各个线圈电流达到所属的最小电流值或者最大电流值时，触发DC/DC变换器单元的半导体开关的切换。在这种情况下，线圈电流的当前值有利地通过适宜的测量器件确定，这例如可以通过霍尔传感器、电流分流器等进行。通过由此线圈电流的强制的过零强制半导体开关的软开关，这减小DC/DC变换器的开关损失并且提高DC/DC变换器的效率。
为此优选在各个反并联的半导体开关二极管导通之后，接通半导体开关并且当达到所属的最小电流值或者最大电流值时关断半导体开关。这使得能够特别简单地实现DC/DC变换器的调节方法。
当相应地预定最小电流值和/或最大电流值时能够简单地调整DC/DC变换器的预定的输出电流或者输出端上的预定的直流电压。这也使得能够实现一种用于DC/DC变换器的简单的调节方法。
当相位错开地操控所属两个DC/DC变换器单元的半导体开关时是特别有利，因为由此能够明显减小产生的输出电流的电流波动。
如果第一半导体开关与第二半导体开关以及第三半导体开关与第四半导体开关交替地接通，则这样产生一种无缝运行并且能够为所有开关过程实现ZVS(零电压开关)。因此几乎没有开关损失并且调节既简单又鲁棒。
如果保证半导体开关如此开关，使得始终至少第二半导体开关或者第四半导体开关导通，则这样产生较高可能的变压比，因为第二或者第四半导体开关较长地接通。由此在相移的情况下同样产生第二半导体开关和第四半导体开关的重叠的接通时间。
附图说明
下面参照图1到12更详细说明本发明，所述附图示例性地、示意性地并且不局限性地驶出本发明的有利的设计方案。图中：
图1示出一种按照本发明的DC/DC变换器，
图2到9示出所述DC/DC变换器的半导体开关的在一个切换周期期间的开关状态，
图10示出在这种情况下产生的线圈电流，
图11示出线圈电流和输出电流的电流曲线，和
图12示出用于调节本发明的DC/DC变换器的调节构思。
具体实施方式
图1示出本发明的DC/DC变换器1，而没有在电流上的分开，用于将DC/DC变换器1的输入端上的第一直流电压UIN变换为DC/DC变换器1的输出端上的第二直流电压UOUT，所述第二直流电流存在于电气负载B上。运行中，电气负载B吸取(ziehen)输出电流IOUT(例如给蓄电池充电)，所述输出电流引起DC/DC变换器1内的输入电流IIN，该输入电流IIN例如从一个未示出的DC中间电路获取。在输入支路和/或在输出支路内可以以已知的方式还设有滤波线圈LIN、LOUT，以便减小电流波动。本发明的DC/DC变换器1是双向的，使得也能够反转输入端和输出端和因此反转电流或者功率流P的方向，如图1所示。在反转的功率流方向的情况下例如电能从负载B例如蓄电池向输入端上的中间电路例如光伏逆整流器流动。也就是说按照该例，光伏逆整流器通过蓄电池给用电器供电。图1中DC/DC变换器1作为降压变换器工作，这意味着第二直流电压UOUT小于第一直流电压UIN。因此，DC/DC变换器1以反方向作为升压变换器工作。在这种情况下，输入电压是第二直流电压UOUT并且输出电压是第一直流电压UIN，相同的内容类似地适用于输入和输出电流。但是为简单起见，仅为电流方向如图1所示地说明DC/DC变换器1的功能，其中，对于反向运行，下面的说明以交换的输入端和输出端类似地适用于相反的运行。
DC/DC变换器1由一个由至少三个电容器C1、C2、C3组成的电容器串联电路2组成，其中，作为输入电压在电容器串联电路2上存在第一直流电压UIN。由此电容器串联电路2构成一个电容性的分压器，其将第一直流电压UIN分配在电容器串联电路2的电容器C1、C2、C3上。在电容器串联电路2的中间的第三电容器C3上存在第二直流电压UOUT，该第二直流电压在这里作为DC/DC变换器1的输出电压截取。电容器串联电路2理解为电容器的电路连接，其中，在电容器串联电路2的所有电容器C1、C2、C3上都存在相同极性的电压UC1、UC2、UOUT。一种在电容器上存在不同极性的电压(例如在开头援引的现有技术)的电容器的电路连接在本发明的意义上不作为电容器的串联电路来理解。
第一开关串联电路3包括与电容器串联电路2的串联的第一和第三电容器C1、C3并联接通的两个串联的半导体开关G1、G2。电容器C1相应地用于稳定第一直流电压UIN。在第一开关串联电路3的第一和第二半导体开关G1、G2之间分支出一条第一电气连接4，在其内设置第一线圈L1。该第一电气连接4在第一和中间的电容器C1、C3之间与电容器串联电路2连接。包括第一开关串联电路3、电容器串联电路2的串联的第一和中间的第三电容器C1、C3和作为桥支路的具有线圈L1的电气连接4的该桥接电路构成一个充分已知的双向的第一逆变换器7，它也称为“反相降压升压变换器”。
第二开关串联电路5包括电容器串联电路2的串联的第二和中间的第三电容器C2、C3并联接通的两个串联的半导体开关G3、G4。电容器C2相应地用于稳定第一直流电压UIN。在第二开关串联电路5的第三和第四半导体开关G3、G4之间分支出一条第二电气连接6，在其内设置第二线圈L2。该第二电气连接6在第二和中间的电容器C2、C3之间与电容器串联电路2连接。包括第二开关串联电路5、电容器串联电路2的第二和中间的第三电容器C2、C3和作为桥支路的具有线圈L2的电气连接6的该桥接电路构成一个充分已知的双向的第二逆变换器8，它也称为“反相降压升压变换器”。
除形式为电容器串联电路2的电容性分压器外，本发明的DC/DC变换器1的电路中的特别之处在于，所述两个逆变换器7、8共享电容器串联电路2的中间的电容器C3。由此所述两个逆变换器7、8叠置，并且第二逆变换器8相对于第一逆变换器7呈镜像地设置，由此产生一个对称的电路。
由于该叠置的布置结构并且由于电容性的分压器，在电容器C1、C2的电容值相同的前提下，第一直流电压UIN有利地以相同的份额分配在所述两个逆变换器7、8上并且相应地存在于C1和C2的连接点处。由此以强制的方式对逆变换器7、8的半导体开关G1、G2、G3、G4产生明显更低需要的耐压强度。通过将第一直流电压UIN的电压范围分在逆变换器7、8上也能够相应地减小半导体开关G1、G2、G3、G4必需的耐压强度，这使得能够使用低成本的标准MOSFET和降低本发明的DC/DC变换器1的制造成本。此外与具有高的关断损失的IGBT相比，MOSFET的使用使得能够在软开关地操控半导体开关G1、G2、G3、G4的情况下实现没有开关损失的切换，如在下面还将继续说明的那样。由此能够进一步提高效率。因此半导体开关G1、G2、G3、G4具有显著较低的导线电阻，由此能够显著减低线路损耗和改善效率。此外第一直流电压UIN的减半引起半导体开关G1、G2、G3、G4的操控的占空比加倍，由此也显著改善DC/DC变换器1的调节。
由于本发明的DC/DC变换器1的逆变换器7、8的叠置且镜像的设置，在电容器C1、C2上也始终存在小于第一直流电压UIN的一半的电压并且电容器串联电路2的所有的电容器C1、C2、C3都是相同极性。由此减低了电容器C1、C2需要的耐压强度。由此看出，在电路中不会出现相反极性的电压，这减低了对安全和保护电路的需求。
如果第三电容器C3的容量较大，特别至少比第一电容器C1和第二电容器C2的容量的和大两倍，则即使在较大的变压比的情况下也能够有利地减低瞬时事件、例如接通过程或者负载跳变的作用。利用如此匹配的第三电容器C3也能够实现输出电压变为输入电压的十分之一那样的应用。一般说来电容器的匹配从大于1到3的变压比起是有利的。可能发生的电压尖峰按照第三电容器C3相对于电容C1、C2、C3的和的电容比减小。即使在高的变压比下也能够避免可能导致部件或者在下游连接的电路寿命缩短甚至损坏的过负载。这也可以允许为变压比可能要求大于1到10的蓄电池充电站使用本发明的DC/DC变换器1。
线圈L1、L2各自引导一个线圈电流iL1、iL2，这些线圈电流各自可以通过适宜的测量器件S1、S2确定。
通过DC/DC变换器1的按照本发明的电路也能够将所述两个逆变换器7、8的线圈电流iL1、iL2减半，因为输出电流IOUT由电路决定由线圈电流iL1、iL2和其他的电流的叠加产生。此外通过所述两个逆变换器7、8的镜像的结构不用中间存储保证从输入端到输出端的完全的功率传输。电容器C3在这里不用作电能的中间存储器，而是仅更多地吸收输出电流的一个小的交流部分，这在下面进一步说明。这也导致电容器C1、C2、C3的显著更小的电流负载。
如果这样选择第一线圈L1和第二线圈L2的电感值，使得通过第一线圈L1和第二线圈L2的线圈电流iL1、iL2在半导体开关G1、G2、G3、G4的一个切换周期期间变换符号，则所述半导体开关G1、G2、G3、G4能够损失很小地以ZVS(零电压开关)切换，这在下面还将详细说明。从在一个切换周期内由电感值的相应的规格产生的正的和负的线圈电流iL1、iL2能够不用附加的部件简单地实现ZVS。通过线圈电流的流动方向的变化在正导通的半导体开关G1、G2、G3、G4的关断过程之后、例如在使用MOSFET的情况下其漏极-源极电容被充电，而接纳电流的半导体开关G1、G2、G3、G4的漏极-源极电容被放电。在成功的重充电过程后，接纳电流的半导体开关G1、G2、G3、G4的反并联的二极管导通，由此半导体开关G1、G2、G3、G4能够无电压地接通。在使用其他的半导体开关的情况下产生相似的重充电过程。此外本发明的DC/DC变换器1的对称的结构保证对于两个功率流动方向的相同的效率并且因此为DC/DC变换器1在两个方向上保证最大的效率。
下面说明半导体开关G1、G2、G3、G4的特别的操控方法，所述操控方法自身同样是创造性的。
所述两个逆变换器7、8能够以线圈L1、L2的比较高的电感值构造，以便将产生的电流波动ΔiL1＝max{iL1}-min{iL1}在半导体开关G1、G2、G3、G4的每一个切换周期内保持在一个小的、规定的范围内(相同的内容自然也适用于iL2)。在这样的DC/DC变换器1的典型的应用的情况下，在半导体开关G1、G2、G3、G4的典型的开关频率在10kHz的范围内例如20kHz到90kHz的情况下，使用具有毫亨范围内的电感值例如L1、L2＝1mH的线圈L1、L2。通过由此产生的几乎恒定的线圈电流iL1、iL2使半导体开关G1、G2、G3、G4的线路损耗以及线圈L1、L2的铜损最小化。在线圈侧，电流波动通过ΔiL1、ΔiL2限制，由此不出现脉冲电流。然而这里的问题是开关损失。根据功率传输始终硬切换开关串联电路3、5的半导体开关G1、G2、G3、G4之一，也就是说是在高电流的情况下。产生的损失表现为增加的效率损失和对半导体开关G1、G2、G3、G4的较高的需求。
以具有线圈L1、L2的小电感值的逆变换器7、8实现DC/DC变换器1(这由于电气系统力求具有小的时间常数本身是值得期望)表现为强的三角形的线圈电流iL1、iL2并且因此在没有对应措施的情况下表现为强的三角形的第二电流IOUT、这里是输出电流。所谓小的电感值在这里指10μH范围内的值，也就是说小三个数量级，例如在上面说明的开关频率的范围内为65μH。由此线圈电流iL1、iL2通过三角形式也取小的电流值(比峰值明显小)，这使得能够实现在小的电流下切换半导体开关G1、G2、G3、G4，由此能够减小开关损失。然而开关损失的减小与线圈电流iL1、iL2和输出电流IOUT的自身不合适的三角形的电流曲线变化是对立的，三角形的电流曲线变化在许多应用中例如用于蓄电池充电和蓄电池放电过程是完全不希望的。亦即蓄电池上的大的电流波动以已知的方式决定蓄电池内的加速的老化过程。由此看出，由于是三角形所以与具有更小的电流波动的近似恒定的线圈电流iL1、iL2相比，线圈电流iL1、iL2的有效值当然也更高，它们由决定较高的线路损耗。虽然以小的线圈L1、L2的这种实现看起来不适宜，但是由此仍然能够为DC/DC变换器1实现一种有利的操控方法。
为此为三角形的线圈电流iL1、iL2的一个希望的周期持续时间如此决定线圈L1、L2的电感的规格，使得线圈电流iL1、iL2在半导体开关G1、G2、G3、G4的换向阶段期间能够改变符号。通过改变线圈电流iL1、iL2的符号能够实现“软开关”(在专业圈内一般作为Soft-Switching已知)。这里涉及ZVS(零电压开关)，它由于高的电压在DC/DC变换器1中是初级的软开关概念。在图2到10中根据第一逆变换器7说明换向阶段，其中相同的内容自然类似地适用于第二逆变换器8和线圈L2的线圈电流iL2。
在半导体开关G1、G2的换向阶段期间，寄生的半导体开关电容(在图1中分别平行于半导体开关G1、G2、G3、G4)被线性充电或者放电(图2中时间区间[t0；t1]或者图6中时间区间[t4；t5])，直到反并联的半导体开关二极管(在图1中分别平行于半导体开关G1、G2、G3、G4)导通(图3中时间区间[t1；t2]或者图7中时间区间[t5；t6])。在半导体开关二极管导通的时间点t1或者t5通过线圈电流iL1(t)，其中t∈[t0；t1]或者[t4；t5]和通过半导体开关G1、G2的寄生电容确定。之后第一半导体开关G1或者第二半导体开关G2立即接通(时间点t2或者t6)并且线圈电流iL1在半导体开关G1、G2的接入阶段期间改变它的极性(时间点t3或者t7)，图4中时间区间[t2；t3]或者图8中时间区间[t6；t7]。半导体开关G1、G2的接通时间点理想的是t1或者t5。在检测到半导体开关G1、G2的寄生电容重充电过程后(例如通过适宜构造的能够检测如此快的重充电过程的测量传感器或者测量电路)，发生由信号处理决定的延迟时间，使得仅一个短的由系统决定的时间段在重充电后接入，也就是说到时间点t2、t6。在半导体开关G1的换接的时间点t2在ZVS之外另外发生ZCS(零电流开关)，因为线圈电流iL1在该时间点是零或者几乎是零，而在半导体开关G2的换接时间点t6仅发生ZVS。半导体开关G1、G2保持接通直到达到一个上边界iL1max(为半导体开关G1)或者达到一个下边界iL1min(为半导体开关G2；负电流)(图5中时间区间[t3；t4]或者图9中时间区间[t7；t8])。因此在时间点t4或者在达到上边界iL1max的情况下关断半导体开关G1并且以短的、通过软开关决定的延迟接通半导体开关G2。在时间点t8或者在达到下边界iL1min的情况下关断半导体开关G2并且以短的、通过软开关决定的延迟接通半导体开关G1。半导体开关G1、G2的该切换周期相应于开关频率周期地重复。线圈电流iL1的从属的电流曲线在图10中示出。由此线圈电流iL1在第一逆变换器7的半导体开关G1、G2的切换周期期间以规定的周期持续时间(t8-t0)三角形地在上边界iL1max和下边界iL1min之间振荡，其中上边界iL1max和下边界iL1min具有不同的符号，以便实现ZVS。
这里不言而喻，逆变换器7、8的线圈L1、L2和半导体开关G1、G2、G3、G4按照确定半导体开关G1、G2、G3、G4的开关持续时间的周期持续时间的开关频率和期望的电流和电压来确定规格或者选择。
为了不管三角形的线圈电流iL1、iL2而仍然避免三角形的输出电流IOUT，对所述两个逆变换器7、8尤其相位错开地操控，其中对所述两个逆变换器7、8优选相位错开180°操控，以便使电流波动成为最小。在线圈电流iL1、iL2由于输入端和输出端之间的大的电压差至少部分重叠后，产生一个具有小的变化部分的输出电流IOUT，其由中间的电容器C3接收。从如在图1中示出的电路中，容易理解地，对于半导体开关G1、G2、G3、G4的可能的开关位置在半导体开关G2、G4同时接通的阶段产生线圈电流iL1、iL2的叠加，而在其他的开关阶段每次线圈电流iL1、iL2仅之一是输出电流IOUT的一部分：
G2＝0并且G4＝1＝>IOUT＝iL2+IIN
G2＝1并且G4＝0＝>IOUT＝iL1+IIN
G2＝1并且G4＝1＝>IOUT＝iL1+iL2+IIN
理论上可能的开关状态G2＝0并且G4＝0，这将导致IOUT＝IIN，由于输入端和输出端之间的相位差和大的电压差任何时候都不会发生。由于第一直流电压UIN和第二直流电压UOUT之间的大的电压差，半导体开关G1、G2、G3、G4的每一个切换周期都超过具有所有分电流(G2＝1并且G4＝1)的和的时间间隔。这也在图11中示出。上面的两个图表示出半导体开关G1、G2、G3、G4的开关位置。下面的图表示出所述两个线圈电流iL1、iL2、输入电流IIN和输出电流IOUT、以及出现的平均的输出电流IOUTmean的电流曲线。如所看到的那样，输出电流IOUT的波动通过本发明的软开关方法能够被极大地减小。
所述相移不仅产生输出电流IOUT的波动小的优点，而且允许配置具有较小电容值的电容器C1、C2、C3(由于较小的电流吸收)。另外在对电流波动要求较小的应用中产生极大的优点，即能够完全省去输出电流IOUT的滤波。
根据图12说明本发明的DC/DC变换器1的调节构思。DC/DC变换器1在这里存在于一个直流电压源22上、例如一个光伏逆整流器的DC中间电路上，并且给电气负载B供电，或者反之亦然。为此在调节单元20内实现一个调节电路，其实施上述的软开关方法。输出电流IOUT向一个由一个上级的调节单元21例如蓄电池的蓄电池充电设备预定的输出电流额定值IOUTsoll的调节通过预先规定线圈电流iL1、iL2的最小电流值iL1min、iL2min和最大电流值iL1max、iL2max为了实现三角形的电流曲线进行。为了实现软开关ZVS，最小电流值iL1min、iL2min和最大电流值iL1max、iL2max具有不同的符号。另外可选的方案是，当然也可以调节到一个预定的直流电压UOUTsoll。调节单元20的一个优选借助微调节器实现的电流调节器23(或者电压调节器)为此将额定预设参数(IOUTsoll或者UOUTsoll)变换为相应的最小电流值iL1min、iL2min和最大电流值iL1max、iL2max。根据最小和最大电流值iL1min、iL2min、iL1max、iL2max确定输出电流IOUT或者直流电压UOUT的大小。通过预定线圈电流iL1、iL2的负的最小电流iL1min、iL2min和正的最大电流iL1max、iL2max，这在一个切换周期期间强制线圈电流iL1、iL2的过零，能够在每一种运行方式下都实现软开关。测量的线圈电流iL1、iL2在达到这些最小和最大值的情况下触发用于切换半导体开关G1、G2、G3、G4的脉冲模式，如在图11中所示。所述两个逆变换器7、8的测量的线圈电流iL1、iL2为此每次由一个配设的窗口比较器K1、K2与各最小电流值iL1min、iL2min和最大电流值iL1max、iL2max比较。在达到上边界或者下边界的情况下，逆变换器7、8的半导体开关G1、G2、G3、G4换接，使得产生不对称的三角形的线圈电流iL1、iL2，它们在预定的上边界和下边界之间摆动。窗口比较器K1、K2的输出信号MIN1、MAX1、MIN2、MAX2每次将换接时间点(图10中的时间点t0、t4)通知一个配设的切换控制单元S1、S2，它们例如作为可编程的逻辑电路实现。在预先规定上述的软开关的情况下，切换控制单元S1、S2为半导体开关G1、G2、G3、G4产生开关模式。为此检测半导体开关G1、G2、G3、G4的寄生电容的重充电过程(如上述)并且通过输入端SW1、SW2通知切换控制单元S1、S2。借助切换控制单元S1、S2的输出信号A1、B1和A2、B2切换各逆变换器7、8的半导体开关G1、G2、G3、G4。
另外通过对在电容器C1、C2上降落的电压UC1、UC2进行监视调节所述两个逆变换器7、8的最小电流值iL1min、iL2min和最大电流值iL1max、iL2max的预设，以便维持逆变换器7、8的对称。为此可以在DC/DC变换器1中构建用于检测电压UC1、UC2的相应的测量单元。因此调节预设参数是UC1＝UC2，这在必要时也可以由电流调节器23保证。
最小电流值iL1min、iL2min和最大电流值iL1max、iL2max是调节单元20的四个调整参数，借助它们能够实现四个调节条件：
·输出电流IOUT(或者输出端上的直流电压UOUT)向预定的额定值IOUT,soll(UOUT,soll)的调节。这是调节单元20的主功能。
·对存在于电容器C1、C2上的电压为对称性UC1＝UC2进行电压调节。该功能尤其要实现，以便保证或者保持对称性。
·线圈电流iL1、iL2向希望的优选180°的相移的相位调节。180°的相移在应该实现具有小的电流波动的输出电流IOUT时是希望的。然而基本上可以想到0°和180°之间的任何一个相移。
·线圈电流iL1、iL2为了所定义的过零(图11中的时间点t3、t7)的电流尖峰调节，以便尤其实现软开关。
为此需要的模拟的测量参量，例如IOUT、UOUT、UIN、iL1、iL2、UC1和UC2，的检测可以通过在DC/DC变换器1内集成的测量单元和随后的模拟-数字变换器进行。线圈电流iL1、iL2之间的相差可以在电流调节器23内通过定时器功能实现。因为线圈电流iL1、iL2在达到最小电流值iL1min、iL2min和最大电流值iL1max、iL2max时的换接时间是非常关键的，所以调节的这一部分尤其在电流调节器23外部借助快速模拟比较器部件K1、K2实现，如在图12中所示。
基本上半导体开关G1、G2、G3、G4的上述调节方法和调节构思也可以为DC/DC变换器1的其他已知的拓扑结构所使用，因此不限于本发明的DC/DC变换器1。为此的前提是，在DC/DC变换器1中包含两个电路连接的DC/DC变换器单元，例如像在本发明的根据图1的DC/DC变换器1中的逆变换器7、8或者如在开头提到的现有技术的同步变换器，它们通过DC/DC变换器1的输出端上的一个公共的电容器C3连接。在该公共的电容器C3上存在DC/DC变换器1的第二直流电压UOUT，并且该公共的电容器C3是第一DC/DC变换器单元和第二DC/DC变换器单元的一部分。
根据应用情况代替线圈L1、L2也可以使用扼流圈。这例如是那种情况，即在输出上作为电气负载B连接一个具有功率范围1kW到5kW的蓄电池，在输入端上存在约300V到1000V范围的第一电压UIN和在输出端上存在约在50V到200V范围内的第二电压UOUT时。在将DC/DC变换器1双向地构造之后，还可以相应地将输入电压定义为输出电压并且反之亦然地定义。

Claims (14)

1.DC/DC变换器，用于将第一直流电压(UIN)变换为第二直流电压(UOUT)或者将第二直流电压变换为第一直流电压，其中，在DC/DC变换器(1)中设有由至少三个电容器(C1、C2、C3)组成的电容器串联电路(2)，其中，电容器串联电路(2)的第一电容器(C1)和中间的第三电容器(C3)是第一逆变换器(7)的一部分，并且电容器串联电路(2)的第二电容器(C2)和中间的第三电容器(C3)是第二逆变换器(8)的一部分，其中，第一直流电压(UIN)存在于电容器串联电路(2)上而第二直流电压(UOUT)存在于第一和第二逆变换器(7、8)的公共的第三电容器(C3)上，第一电容器(C1)和第二电容器(C2)同样大。
2.根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于，第三电容器(C3)的电容比第一电容器(C1)和第二电容器(C2)的电容的和更大。
3.根据权利要求2所述的DC/DC变换器，其特征在于，第三电容器(C3)的电容是第一电容器(C1)和第二电容器(C2)的电容的和的至少两倍。
4.根据权利要求1至3之一所述的DC/DC变换器，其特征在于，为了构成第一逆变换器(7)设置第一桥接电路，所述第一桥接电路包括具有至少一个第一和第二半导体开关(G1、G2)的第一开关串联电路(3)、由第一和第三电容器(C1、C3)组成的串联电路和作为桥支路的、在其内设置第一线圈(L1)的电气连接(4)，并且为了构成第二逆变换器(8)设有第二桥接电路，所述第二桥接电路包括具有至少一个第三和第四半导体开关(G3、G4)的第二开关串联电路(5)、由第二和第三电容器(C2、C3)组成的串联电路和作为桥支路的、在其内设置第二线圈(L2)的电气连接(6)。
5.根据权利要求4所述的DC/DC变换器，其特征在于，第一线圈(L1)和第二线圈(L2)的电感值选择为使得通过第一和第二线圈(L1、L2)的线圈电流(iL1、iL2)在半导体开关(G1、G2、G3、G4)的一个切换周期期间改变符号。
6.根据权利要求4所述的DC/DC变换器，其特征在于，与第一线圈(L1)和第二线圈(L2)串联地分别设置用于测量线圈电流(iL1、iL2)的测量器件(S1、S2)。
7.用于调节DC/DC变换器(1)的方法，所述DC/DC变换器(1)用于将第一直流电压(UIN)变换为第二直流电压(UOUT)或者将第二直流电压变换为第一直流电压，其中，第二直流电压(UOUT)存在于一个电容器(C3)上，并且在DC/DC变换器(1)内设置两个各具有至少一个线圈(L1、L2)、至少两个半导体开关(G1、G2、G3、G4)和至少一个电容器(C1、C2、C3)的DC/DC变换器单元，并且这两个DC/DC变换器单元互相电路连接，其方式为，这两个DC/DC变换器单元共享存在第二直流电压(UOUT)的电容器(C3)，其中，DC/DC变换器单元的半导体开关(G1、G2、G3、G4)在相继的切换周期期间交替地切换，其中，为通过DC/DC变换器单元的线圈(L1、L2)的线圈电流(iL1、iL2)预定最小电流值(iL1min、iL2min)和最大电流值(iL1max、iL2max)并且这些最小电流值(iL1min、iL2min)和最大电流值(iL1max、iL2max)具有不同的符号，以及当由各个线圈电流(iL1、iL2)达到所属的最小电流值(iL1min、iL2min)或者最大电流值(iL1max、iL2max)时，相应地触发DC/DC变换器单元的半导体开关(G1、G2、G3、G4)的切换。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，在各个反并联的半导体开关二极管导通之后，接通半导体开关(G1、G2、G3、G4)。
9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，当达到所属的最小电流值(iL1min、iL2min)或者最大电流值(iL1max、iL2max)时，关断半导体开关(G1、G2、G3、G4)。
10.根据权利要求7到9之一所述的方法，其特征在于，通过预定最小电流值(iL1min、iL2min)和/或最大电流值(iL1max、iL2max)调整DC/DC变换器(1)的预定的输出电流(IIN、IOUT)或者在输出端上的预定的直流电压(UIN、UOUT)。
11.根据权利要求7到9之一所述的方法，其特征在于，相位错开地操控所述两个DC/DC变换器单元的半导体开关(G1、G2、G3、G4)。
12.根据权利要求7到9之一所述的方法，其特征在于，第一半导体开关(G1)与第二半导体开关(G2)并且第三半导体开关(G3)与第四半导体开关(G4)交替地切换。
13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，切换第二和第四半导体开关(G2、G4)使得始终至少第二半导体开关(G2)或者第四半导体开关(G4)是导通的。
14.根据权利要求7到9之一所述的方法，其中，在DC/DC变换器(1)内设有具有存在第二直流电压(UOUT)的电容器(C3)和另外的第一和第二电容器(C1、C2)的电容器串联电路(2)，其特征在于，通过预定最小电流值(iL1min、iL2min)和/或最大电流值(iL1max、iL2max)互相均衡在电容器串联电路(2)的第一电容器(C1)和第二电容器(C2)上降落的电压(UC1、UC2)。
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