KR102213342B1 - 결합 인덕터를 사용한 정류기 구조를 가지는 하프-브리지 컨버터 - Google Patents

결합 인덕터를 사용한 정류기 구조를 가지는 하프-브리지 컨버터 Download PDF

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Abstract

넓은 입력전압 범위에서 높은 효율을 가지는 비대칭 하프-브리지 컨버터가 제시된다. 본 발명에서 제안하는 넓은 입력전압 범위에서 높은 효율을 가지는 비대칭 하프-브리지 컨버터는 제1 스위치, 제2 스위치, 1차측 캐패시터, 추가 인덕터, 1차측 자화 인덕터가 포함된 1차측 회로 및 직렬 연결된 제1 다이오드 및 제2 다이오드, 직렬 연결된 제1 캐패시터 및 제2 캐패시터, 직렬 연결된 제1 다이오드의 애노드와 제2 다이오드의 캐소드에 일단이 연결되고, 직렬 연결된 제1 캐패시터와 제2 캐패시터 사이에 다른 한단이 연결되는 2차측 정류 인덕터, 제1 다이오드의 캐소드에 일단이 연결되고, 제1 캐패시터에 다른 한단이 연결되는 제1 결합 인덕터 및 제2 다이오드의 애노드에 일단이 연결되고, 제2 캐패시터에 다른 한단이 연결되는 제2 결합 인덕터가 포함된 2차측 회로를 포함한다.

Description

결합 인덕터를 사용한 정류기 구조를 가지는 하프-브리지 컨버터{Half-Bridge Converter with Rectifier structure using coupling inductor}
본 발명은 결합 인덕터를 사용한 정류기 구조를 가지는 하프-브리지 컨버터에 관한 것이다.
다양한 DC/DC 컨버터들 중, 비대칭 하프-브릿지 컨버터는 적은 소자 수를 갖고, 1차측 스위치의 영전압 스위칭 동작이 가능한 특징으로 인해 TV나 LED와 같은 소용량, 고효율 전원장치에 사용되기 적합한 토폴로지이다. 하지만, 비대칭 하프-브릿지 컨버터는 전원장치의 홀드-업 조건을 만족시키기 위해 넓은 입력 전압 범위를 고려하여 설계되면, 입력 전압이 높을 때 1차측 스위치가 비대칭적으로 동작하여 변압기에 큰 DC-오프셋 전류가 발생하는 문제점을 가진다. 이러한 DC-오프셋 전류로 인해, 비대칭 하프-브릿지 컨버터는 자성체의 포화를 막기 위해 기존보다 큰 부피의 자성체를 사용해야 하며, 이는 비용과 부피, 효율을 저감시키는 주요한 원인이 된다. 또한, 변압기가 양의 DC-오프셋 전류를 갖기 때문에 스위치 Q2의 영전압 스위칭을 위한 음전류가 줄어들어 영전압 스위칭이 잘 이루어지지 않는다는 문제점을 가진다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 적은 소자 수를 갖고, 소용량, 고효율 전원장치에 사용되기 적합하도록 결합 인덕터를 사용한 새로운 구조의 정류기를 적용하여, 변압기의 DC-오프셋 전류를 제거한 비대칭 하프-브릿지 컨버터를 제공하는데 있다.
일 측면에 있어서, 본 발명에서 제안하는 넓은 입력전압 범위에서 높은 효율을 가지는 비대칭 하프-브리지 컨버터는 제1 스위치, 제2 스위치, 1차측 캐패시터, 추가 인덕터, 1차측 자화 인덕터가 포함된 1차측 회로 및 직렬 연결된 제1 다이오드 및 제2 다이오드, 직렬 연결된 제1 캐패시터 및 제2 캐패시터, 직렬 연결된 제1 다이오드의 애노드와 제2 다이오드의 캐소드에 일단이 연결되고, 직렬 연결된 제1 캐패시터와 제2 캐패시터 사이에 다른 한단이 연결되는 2차측 정류 인덕터, 제1 다이오드의 캐소드에 일단이 연결되고, 제1 캐패시터에 다른 한단이 연결되는 제1 결합 인덕터 및 제2 다이오드의 애노드에 일단이 연결되고, 제2 캐패시터에 다른 한단이 연결되는 제2 결합 인덕터가 포함된 2차측 회로를 포함한다.
제안하는 비대칭 하프-브리지 컨버터는 2차측 회로의 제1 결합 인덕터 및 제2 결합 인덕터로 인해 2차측 회로의 DC-오프셋 전류를 제거한다.
제안하는 비대칭 하프-브리지 컨버터는 1차측 회로의 스위치들의 동작에 관계없이, 제1 캐패시터 및 제2 캐패시터에 흐르는 평균 전류가 0으로 맞춰져, 2차측에 흐르는 평균 전류가 0이 된다.
제안하는 비대칭 하프-브리지 컨버터는 2차측 회로의 DC-오프셋 전류를 제거함으로써 입력 전압의 범위가 넓어지고, 컨버터의 사이즈를 감소시킨다.
제안하는 비대칭 하프-브리지 컨버터는 1차측 회로의 음전류를 증가시켜 스위치의 영전압 스위칭 효율을 증가시킨다.
제안하는 비대칭 하프-브리지 컨버터의 전압 이득(
Figure 112019000670816-pat00001
)은 하기식과 같고,
Figure 112019000670816-pat00002
여기서 DQ1은 1차측 회로의 제1 스위치의 듀티 사이클(Duty ratio)이고, n은 1차측 회로와 2차측 회로의 턴비이다.
제안하는 비대칭 하프-브리지 컨버터의 1차측 회로의 제1 스위치 및 제2 스위치의 영전압 스위칭 조건은 각각 하기식과 같고,
Figure 112019000670816-pat00003
Figure 112019000670816-pat00004
여기서, Llkg는 1차측 회로의 추가 인덕터고, IO은 2차측 회로의 출력 전류이고, n은 1차측 회로와 2차측 회로의 턴비이고, Coss는 1차측 회로의 출력 캐패시터이다.
또 다른 일 측면에 있어서, 본 발명에서 제안하는 넓은 입력전압 범위에서 높은 효율을 가지는 비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법은 1차측 회로의 제1 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되는 단계, 1차측 회로의 제1 스위치가 오프되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되는 단계, 1차측 회로의 제2 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계, 1차측 회로의 제2 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계 및 1차측 회로의 제2 스위치가 오프되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시예들에 따르면 과제는 적은 소자 수를 갖고, 소용량, 고효율 전원장치에 사용되기 적합하도록 결합 인덕터를 사용한 새로운 구조의 정류기를 적용하여, 변압기의 DC-오프셋 전류를 제거한 비대칭 하프-브릿지 컨버터를 제공할 수 있다.
도 1은 종래기술에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 특징을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 특징을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 DC-오프셋 전류와 영전압 스위칭 에너지에 대해 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드1 동작에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드2 동작에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드3 동작에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드4 동작에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드5 동작에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 1차측 자화 인덕터와 출력 인덕터의 전압 스트레스에 대해 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 전압 이득을 종래기술과 비교하기 위한 그래프이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 영전압 스위칭 조건을 종래기술과 비교하기 위한 그래프이다.
도 12는 종래기술에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 정류기 전도 손실을 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 정류기 전도 손실을 설명하기 위한 도면이다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 전 부하 영역에서 제안하는 회로와 기존 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 효율을 비교한 그래프이다.
본 발명에서는, 넓은 입력전압 범위에서 높은 효율을 가지는 비대칭 하프-브릿지 컨버터를 제안한다.
도 1은 종래기술에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 특징을 설명하기 위한 도면이다.
도 1(a)는 종래기술에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 회로도 이고, 도 1(b)는 종래기술에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 주요파형이다.
다양한 DC/DC 컨버터들 중, 도 1(a)의 비대칭 하프-브릿지 컨버터는 적은 소자수를 가지고, 영전압 스위칭이 가능한 특징으로 인해 작은 용량의 전원장치에서 널리 쓰이는 토폴로지이다. 하지만, 비대칭 하프-브릿지 컨버터는 넓은 입력전압 범위에서 설계되면 변압기에 큰 DC-오프셋 전류를 가지기 때문에, 도 1(b)에서 볼 수 있듯이, 변압기의 크기를 증가시키고 영전압 스위칭 에너지를 감소시키는 문제점을 갖는다. 따라서 이를 해결하기 위해, 제안하는 회로는 결합 인덕터를 사용한 새로운 구조의 정류기를 사용하여 변압기의 오프셋 전류를 제거한다. 이로 인해 제안하는 회로는 오프셋 전류로 인해 발생하는 문제점을 해결하여 넓은 입력전압 범위에서도 높은 효율을 가진다. 이하, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 특징을 설명하기 위한 도면이다.
제안하는 비대칭 하프-브릿지 컨버터는 제1 스위치(Q1), 제2 스위치(Q2), 1차측 캐패시터(CB), 추가 인덕터(Llkg), 1차측 자화 인덕터(Lm)가 포함된 1차측 회로와 직렬 연결된 제1 다이오드(D1) 및 제2 다이오드(D2), 직렬 연결된 제1 캐패시터(CS1) 및 제2 캐패시터(CS2), 직렬 연결된 제1 다이오드(D1)의 애노드와 제2 다이오드(D2)의 캐소드에 일단이 연결되고, 직렬 연결된 제1 캐패시터(CS1)와 제2 캐패시터(CS2) 사이에 다른 한단이 연결되는 2차측 정류 인덕터, 제1 다이오드(D1)의 캐소드에 일단이 연결되고, 제1 캐패시터(CS1)에 다른 한단이 연결되는 제1 결합 인덕터(LO1), 및 제2 다이오드(D2)의 애노드에 일단이 연결되고, 제2 캐패시터(CS2)에 다른 한단이 연결되는 제2 결합 인덕터 (LO2)가 포함된 2차측 회로를 포함한다.
제안하는 비대칭 하프-브릿지 컨버터는 2차측 회로의 제1 결합 인덕터 및 제2 결합 인덕터로 인해 2차측 회로의 DC-오프셋 전류를 제거할 수 있다. 1차측 회로의 스위치들의 동작에 관계없이, 제1 캐패시터 및 제2 캐패시터에 흐르는 평균 전류가 0으로 맞춰져, 2차측에 흐르는 평균 전류가 0이 된다. 따라서, 2차측 회로의 DC-오프셋 전류를 제거함으로써 입력 전압의 범위가 넓어지고, 컨버터의 사이즈를 감소시킬 수 있다. 또한, 1차측 회로의 음전류를 증가시켜 스위치의 영전압 스위칭 효율을 증가시킬 수 있다.
도 2(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 회로도 이고, 도 2(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 주요파형이다.
기존의 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 구조에서 출력 인덕터를 결합 인덕터로 사용하고, 도 1에서의 정류기 다이오드 D3과 D4대신 제1 캐패시터 CS1과 CS2를 사용한다. 이러한 구조를 통해, 도 2(b)에서 볼 수 있듯이, 제안하는 컨버터는 변압기의 DC-오프셋 전류를 갖지 않는다. 이로 인해, 제안하는 회로는 넓은 입력전압 범위에서도 작은 크기의 변압기를 사용 할 수 있을 뿐 아니라, 1차측의 큰 음전류로 인해 제2 스위치(Q2)의 영전압 스위칭이 기존보다 더 잘 이루어지는 장점을 갖는다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 DC-오프셋 전류와 영전압 스위칭 에너지에 대해 설명하기 위한 도면이다.
도 3(a)는 종래기술에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 정류단에 흐르는 평균 전류를 나타내고, 도 3(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 정류단에 흐르는 평균 전류를 나타내는 도면이다.
도 3(a)에서 볼 수 있듯이, 기존 회로에서는 1차측 회로의 제1 스위치(Q1)가 동작 하는 듀티 사이클(DQ1) 동안 2차측 회로의 제1 다이오드(D1)와 제3 다이오드(D3)를 통해 출력 전류가 흐르고, 1차측 회로의 제2 스위치(Q2)가 켜진 동안(1-DQ1), 제2 다이오드(D2)와 제4 다이오드(D4)를 통해 출력 전류가 흐르게 된다.
이로 인해 변압기의 2차측 회로로 (1-2DQ1)IO의 전류가 흐르게 되어 1차측 회로에서 DC-오프셋 전류를 야기하게 된다.
반면에 도 3(b)에서 볼 수 있듯이, 제안하는 회로에서는 2차측 회로의 제1 캐패시터(CS1)와 제2 캐패시터(CS2)에 흐르는 평균 전류가 0으로 맞춰지기 때문에, 변압기의 2차측 회로로 흐르는 평균 전류가 0이 된다. 이로 인해, 제안하는 회로에서는 1차측 스위치들의 비대칭 동작에 관계 없이, 변압기에서 DC-오프셋 전류가 발생하지 않는다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드1 동작에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 4(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드1 동작에 대하여 설명하기 위한 회로도이고, 도 4(b)는 주요파형이다.
비대칭 하프-브릿지 컨버터의 동작 방법은 1차측 회로의 제1 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되는 단계(모드1), 1차측 회로의 제1 스위치가 오프되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되는 단계(모드2), 1차측 회로의 제2 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계(모드3), 1차측 회로의 제2 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계(모드4) 및 1차측 회로의 제2 스위치가 오프되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계(모드5)를 포함한다.
1차측 회로의 제1 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되는 단계(모드1)에서, 출력 전류가 2차측 회로의 제2 캐패시터 및 제1 다이오드를 통해 흐른다. 모드1에서, VS -VCB 의 전압이 Lm 에 걸리고, 2차측 회로로 전달된다. 이후, (VS - VCB)/n - VCS1 의 전압이 2차측 회로의 출력 인덕터(LO)에 걸린다. 그러면, 출력 전류가 CS2 과 D1을 통해 흐르고, D1을 통해 흐르는 전류는 iCS2 + iCS1이 된다. 여기서, iCS2 와 iCS1은 각각 CS2 와 CS1에 흐르는 전류이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드2 동작에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 5(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드2 동작에 대하여 설명하기 위한 회로도이고, 도 5(b)는 주요파형이다.
1차측 회로의 제1 스위치가 오프되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되는 단계(모드2)에서, 2차측 회로의 정류 인덕터의 전압이 미리 정해진 전압에 도달하면 제2 다이오드가 도통된다. 모드2에서, Q2는 방전되고, VLm 및 Vrec 은 감소한다. Vrec 가 VO/2-VCS2에 도달하면, D2는 도통된다. 이때, Vrec = VO/2-VCS2가 되고, VLm = n(VO/2-VCS2)가 된다. 그러면, VD2는 Lm과 LO에 의해 VCB-(VO/2-VCS2)로 감소된다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드3 동작에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 6(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드3 동작에 대하여 설명하기 위한 회로도이고, 도 6(b)는 주요파형이다.
1차측 회로의 제2 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계(모드2)에서, 1차측 회로의 자화 인덕터의 전압이 미리 정해진 전압으로 고정되면 2차측 회로의 제1 다이오드와 제2 다이오드 사이에 전류가 흐른다. 모드3에서, VLm 이 n(VO/2 - VCS2 )으로 고정(clamped)되면, VLlkg = -n(VO/2-VCS2)-VCB이 되고, 이때, D1와 D2 사이에 전류가 흐른다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드4 동작에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 7(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드4 동작에 대하여 설명하기 위한 회로도이고, 도 7(b)는 주요파형이다.
1차측 회로의 제2 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계(모드4)에서, 2차측 회로의 제1 다이오드가 오프되고, 출력 전류가 2차측 회로의 제1 캐패시터와 제2 다이오드를 통해 흐른다. 모드4에서, 제1 다이오드에 흐르는 전류(iD1)는 제로(0)으로 감소하고, D1 은 오프된다. 이후, VLm은 -VCB으로 감소하고, Vrec은 -VCB/n으로 감소한다. 따라서, 2차츨 회로의 출력 인덕터(LO)에 Vrec-VCS2의 전압이 걸리고, CS1과 D2를 통해 출력 전류가 흐른다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드5 동작에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 8(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 모드5 동작에 대하여 설명하기 위한 회로도이고, 도 8(b)는 주요파형이다.
1차측 회로의 제2 스위치가 오프되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계(모드5)에서, 2차측 회로의 정류 인덕터의 전압이 미리 정해진 전압에 도달하면 2차측 회로의 제2 다이오드가 도통되고, 2차측 회로의 제1 다이오드 및 제2 다이오드 사이에 전류가 흐른다. 모드5에서, Q1이 방전되고, VLm 과 Vrec이 증가한다. Vrec 이 VO/2-VCS2에 도달하면, D2은 도통된다. 이때, Vrec = VO/2-VCS2이 되고, VLm = n(VO/2-VCS2)이 된다. 그러면, Llkg에 VD2-VLm-VCB의 전압이 걸리고, D2 와 D1 사이에 전류가 흐른다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 1차측 자화 인덕터와 출력 인덕터의 전압 스트레스에 대해 설명하기 위한 도면이다.
Lm에서의 전압-2차 균형(Voltage-second balance)은 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112019000670816-pat00005
LO에서의 전압-2차 균형은 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112019000670816-pat00006
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 전압 이득을 종래기술과 비교하기 위한 그래프이다.
제안하는 비대칭 하프-브리지 컨버터의 전압이득(1020)은 변압기의 자화 인덕터(Lm)과 출력 인덕터(LO)에 전압-시간 평형 원리를 적용하면 구할 수 있다. Lm과 LO가 충분히 크다고 가정하면, 제안하는 회로의 전압이득(
Figure 112019000670816-pat00007
)은 아래와 같이 표현된다:
Figure 112019000670816-pat00008
(1)
여기서, DQ1은 1차측 회로의 제1 스위치의 듀티 사이클(Duty ratio)이고, n은 1차측 회로와 2차측 회로의 턴비이다.
기존 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 전압이득(1010)인 2DQ1(1-DQ1)/n과 (1)을 비교하면, 제안하는 회로는 시비율이 0.5일 때 2배의 전압이득을 가지며, 이를 그래프로 그려보면 도 10과 같다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 영전압 스위칭 조건을 종래기술과 비교하기 위한 그래프이다.
도 11(a)는 종래기술에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 영전압 스위칭 조건을 나타낸 도면이고, 도 11(b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 영전압 스위칭 조건을 나타낸 도면이고, 도 11(c)는 종래기술과 제안하는 회로에서의 영전압 스위칭 조건을 비교한 그래프이다. 이다.
기존 비대칭 하프-브릿지 컨버터에서, 제1 스위치(Q1)와 제2 스위치(Q2)는 다른 영전압 스위칭 조건을 갖는다. Q1과 Q2의 출력 캐패시터(COSS)가 같은 값을 갖는다고 가정하면, Q1과 Q2의 영전압 스위칭 조건은 각각 아래와 같이 표현된다.
Figure 112019000670816-pat00009
(2)
Figure 112019000670816-pat00010
(3)
비대칭 하프-브릿지 컨버터는 입력 전압이 높을 시 작은 DQ1을 갖기 때문에, (2)와 (3)을 통해 Q1이 Q2에 비해 영전압 스위칭 에너지가 매우 부족한 것을 알 수 있다.
제안하는 회로의 경우, Q1과 Q2의 영전압 스위칭 조건은 아래와 같이 표현된다.
Figure 112019000670816-pat00011
(4)
Figure 112019000670816-pat00012
(5)
(5)에서 볼 수 있듯이, Q2의 경우 Lm이 영전압 스위칭에 관여하기 때문에 데드타임만 충분하다면 부하에 관계없이 영전압 스위칭이 가능하다. 또한 Q1의 경우 영전압 스위칭 달성을 위해 필요한 에너지는 (2)보다 크지만, 기존보다 큰 음전류를 갖기 때문에 영전압 스위칭을 더 잘 달성하게 된다. (4)와 (5)를 통해, 실험 조건에서 Q1의 영전압 스위칭 달성을 위한 Llkg 값을 구해보면 도 11(c)와 같다. 도 11(c)에서 볼 수 있듯이, DQ1이 0.5인 경우 기존 회로의 영전압 스위칭 조건(1110)에서도 변압기의 오프셋 전류가 존재하지 않아, 영전압 스위칭을 위해 매우 작은 Llkg값이 필요하다는 것을 볼 수 있다. 하지만, 회로가 넓은 입력 전압 범위에서 설계되면, 입력 전압이 높을 시 DQ1이 작은 값을 갖게 되어, 기존의 비대칭 하프-브릿지 컨버터는 제안하는 회로의 영전압 스위칭 조건(1120)에 비하여 큰 Llkg 값을 필요로 하게 된다.
도 12는 종래기술에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 정류기 전도 손실을 설명하기 위한 도면이다.
도 12(a)는 종래기술에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 정류기 전도 손실을 설명하기 위한 타이밍도이고, 도 12(b)는 제2 다이오드 및 제4 다이오드를 통해 흐르는 평균 전도 전류와 제1 다이오드 및 제3 다이오드를 통해 흐르는 평균 전도 전류를 나타낸 그래프이다.
종래기술에 따른 제1 다이오드(D1) 및 제3 다이오드(D3)에서의 전도 손실은 다음과 같다:
Figure 112019000670816-pat00013
Figure 112019000670816-pat00014
종래기술에 따른 제2 다이오드(D2) 및 제4 다이오드(D4)에서의 전도 손실은 다음과 같다:
Figure 112019000670816-pat00015
Figure 112019000670816-pat00016
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 정류기 전도 손실을 설명하기 위한 도면이다.
도 13(a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 정류기 전도 손실을 설명하기 위한 타이밍도이고, 도 13(b)는 제1 다이오드 및 제2 다이오드를 통해 흐르는 평균 전도 전류(1030)를 나타낸 그래프이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 제1 다이오드(D1)에서의 전도 손실은 다음과 같다:
Figure 112019000670816-pat00017
Figure 112019000670816-pat00018
본 발명의 일 실시예에 따른 제2 다이오드(D2)에서의 전도 손실은 다음과 같다:
Figure 112019000670816-pat00019
Figure 112019000670816-pat00020
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 전 부하 영역에서 제안하는 회로와 기존 비대칭 하프-브릿지 컨버터의 효율을 비교한 그래프이다.
앞서 설명한 내용들을 증명하기 위해, 250-400V 입력, 100V/200W 출력의 프로토타입 컨버터들을 통해 실험을 진행하였다. 표 1은 기존 비대칭 하프-브릿지 컨버터와 제안하는 컨버터의 설계 값들을 나타낸다.
<표 1>
Figure 112019000670816-pat00021
표에서 볼 수 있듯이, 기존 회로는 100% 부하조건에서 Q1의 영전압 스위칭을 위해 25μH의 Llkg가 필요하지만, 제안하는 회로에서는 7μH로도 동일 조건에서 영전압 스위칭이 가능하였다. 또한, 작은 Llkg값으로 인해 시비율-손실이 줄어들어, 큰 변압기 턴비를 사용할 수 있었다.
앞서 언급한 바와 같이, 제안하는 회로는 변압기의 DC-오프셋 전류를 제거하여 코어 손실을 저감 하고, 큰 음전류를 이용해 작은 Llkg값으로도 기존보다 영전압 스위칭을 더 잘 이룰 수 있었다. 이러한 특징으로 인하여, 제안하는 컨버터는 기존 컨버터에 비해 전 부하영역에서 높은 효율을 달성 할 수 있었다.
컨버터의 효율은 컨버터의 성능을 나타내는 가장 중요한 특성 중 하나이다. 효율 1% 향상이 적어 보일 수 있으나 전력전자 분야에서는 상당히 의미 있는 수치이다. 예를 들어, 97%의 효율이 98%가 된 경우, 효율은 1% 향상되었지만 손실면에서는 약 33% 감량된 수치를 나타낸다. 손실로 발생하는 열이 줄어든 만큼 방열시스템의 부담도 줄어들어 방열시스템의 크기와 비용도 33% 절감할 수 있다. 이와 같이, 효율이 중요하기 때문에 효율에 따라 등급이 나뉘며 그 가치가 결정된다.
다이오드를 사용하기 위해서는 전압 링잉을 막기 위해 반드시 RCD 클램프 회로를 사용해야 한다. 이로 인해 다이오드 1개당 저항 1개, 캐패시터 1개, 다이오드 1개가 사용 된다. 컨버터의 비용 및 소자수 측면에 있어서, 본 발명의 실시예에 따른 비대칭 하프-브리지 컨버터는 다이오드 대신 캐패시터를 사용하였기 때문에, 소자수가 크게 줄어들게 된다. 따라서, 부피저감으로 인한 소형화 가능 및 적은 소자수로 인한 비용 절감 가능하다. 특히, 다이오드의 경우, 기존에는 600V 내압을 갖는 SiC 다이오드를 사용해야 하기 때문에 비용이 매우 높았다.
본 발명의 실시예에 따른 비대칭 하프-브리지 컨버터는 기존 하프-브리지 컨버터의 가장 큰 문제점인 오프셋 전류를 제거하였기 때문에, 변압기의 손실과 스위치의 손실 면에서 성능이 크게 향상될 수 있다. 뿐만 아니라, 적은 소자 수를 사용하여 비용 측면에서도 장점을 갖는다. 따라서, 기존 하프-브리지 컨버터의 단점을 개선하였으면서도, 비용이 증가하지 않아 상업화에 매우 유리하다. 또한, 제안하는 컨버터의 회로가 매우 간단하며, 기존 컨버터에서 사용하던 제어 기법을 동일하게 적용 할 수 있다. 따라서 새로운 기술을 채택하기 위해 감수해야 할 위험 요소가 적을 뿐만 아니라 기존에 구축되어 있던 제조 시스템을 거의 그대로 사용할 수 있다.
이상에서 설명된 장치는 하드웨어 구성요소, 소프트웨어 구성요소, 및/또는 하드웨어 구성요소 및 소프트웨어 구성요소의 조합으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 실시예들에서 설명된 장치 및 구성요소는, 예를 들어, 프로세서, 콘트롤러, ALU(arithmetic logic unit), 디지털 신호 프로세서(digital signal processor), 마이크로컴퓨터, FPA(field programmable array), PLU(programmable logic unit), 마이크로프로세서, 또는 명령(instruction)을 실행하고 응답할 수 있는 다른 어떠한 장치와 같이, 하나 이상의 범용 컴퓨터 또는 특수 목적 컴퓨터를 이용하여 구현될 수 있다. 처리 장치는 운영 체제(OS) 및 상기 운영 체제 상에서 수행되는 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션을 수행할 수 있다.　 또한, 처리 장치는 소프트웨어의 실행에 응답하여, 데이터를 접근, 저장, 조작, 처리 및 생성할 수도 있다.　 이해의 편의를 위하여, 처리 장치는 하나가 사용되는 것으로 설명된 경우도 있지만, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는, 처리 장치가 복수 개의 처리 요소(processing element) 및/또는 복수 유형의 처리 요소를 포함할 수 있음을 알 수 있다.　 예를 들어, 처리 장치는 복수 개의 프로세서 또는 하나의 프로세서 및 하나의 콘트롤러를 포함할 수 있다.　 또한, 병렬 프로세서(parallel processor)와 같은, 다른 처리 구성(processing configuration)도 가능하다.
소프트웨어는 컴퓨터 프로그램(computer program), 코드(code), 명령(instruction), 또는 이들 중 하나 이상의 조합을 포함할 수 있으며, 원하는 대로 동작하도록 처리 장치를 구성하거나 독립적으로 또는 결합적으로(collectively) 처리 장치를 명령할 수 있다.　 소프트웨어 및/또는 데이터는, 처리 장치에 의하여 해석되거나 처리 장치에 명령 또는 데이터를 제공하기 위하여, 어떤 유형의 기계, 구성요소(component), 물리적 장치, 가상 장치(virtual equipment), 컴퓨터 저장 매체 또는 장치에 구체화(embody)될 수 있다.　 소프트웨어는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템 상에 분산되어서, 분산된 방법으로 저장되거나 실행될 수도 있다. 소프트웨어 및 데이터는 하나 이상의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 저장될 수 있다.
실시예에 따른 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다.　 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다.　 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 실시예를 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.　 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다.　 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다.　
이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.　 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.
그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.

Claims (17)

  1. 직렬 연결된 제1 스위치 및 제2 스위치, 직렬 연결된 제1 스위치 및 제2 스위치 사이에 일단이 연결되는 직렬 연결된 1차측 캐패시터, 추가 인덕터 및 1차측 자화 인덕터를 포함하고, 직렬 연결된 1차측 캐패시터, 추가 인덕터 및 1차측 자화 인덕터의 다른 한단은 직렬 연결된 1차측 캐패시터, 추가 인덕터 및 1차측 자화 인덕터와 연결되지 않은 제2 스위치의 다른 일단에 연결되는 1차측 회로를 포함하는 비대칭 하프-브리지 컨버터에 있어서,
    2차측 회로는,
    직렬 연결된 제1 다이오드 및 제2 다이오드;
    직렬 연결된 제1 캐패시터 및 제2 캐패시터;
    직렬 연결된 제1 다이오드의 애노드와 제2 다이오드의 캐소드에 일단이 연결되고, 직렬 연결된 제1 캐패시터와 제2 캐패시터 사이에 다른 한단이 연결되는 2차측 정류 인덕터;
    제1 다이오드의 캐소드에 일단이 연결되고, 제1 캐패시터에 다른 한단이 연결되는 제1 결합 인덕터; 및
    제2 다이오드의 애노드에 일단이 연결되고, 제2 캐패시터에 다른 한단이 연결되는 제2 결합 인덕터
    를 포함하는 비대칭 하프-브리지 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    2차측 회로의 제1 결합 인덕터 및 제2 결합 인덕터로 인해 2차측 회로의 DC-오프셋 전류를 제거하는
    비대칭 하프-브리지 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    1차측 회로의 스위치들의 동작에 관계없이, 제1 캐패시터 및 제2 캐패시터에 흐르는 평균 전류가 0으로 맞춰져, 2차측에 흐르는 평균 전류가 0이 되는
    비대칭 하프-브리지 컨버터.
  4. 제2항에 있어서,
    2차측 회로의 DC-오프셋 전류를 제거함으로써 입력 전압의 범위가 넓어지고, 컨버터의 사이즈를 감소시키는
    비대칭 하프-브리지 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    1차측 회로의 음전류를 증가시켜 스위치의 영전압 스위칭 효율을 증가시키는
    비대칭 하프-브리지 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    컨버터의 전압 이득(
    Figure 112019000670816-pat00022
    )은 하기식과 같고,
    Figure 112019000670816-pat00023

    여기서 DQ1은 1차측 회로의 제1 스위치의 듀티 사이클(Duty ratio)이고, n은 1차측 회로와 2차측 회로의 턴비인
    비대칭 하프-브리지 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    1차측 회로의 제1 스위치 및 제2 스위치의 영전압 스위칭 조건은 각각 하기식과 같고,
    Figure 112019000670816-pat00024

    Figure 112019000670816-pat00025

    여기서, Llkg는 1차측 회로의 추가 인덕터고, IO은 2차측 회로의 출력 전류이고, n은 1차측 회로와 2차측 회로의 턴비이고, Coss는 1차측 회로의 출력 캐패시터인
    비대칭 하프-브리지 컨버터.
  8. 직렬 연결된 제1 스위치 및 제2 스위치, 직렬 연결된 제1 스위치 및 제2 스위치 사이에 일단이 연결되는 직렬 연결된 1차측 캐패시터, 추가 인덕터 및 1차측 자화 인덕터를 포함하고, 직렬 연결된 1차측 캐패시터, 추가 인덕터 및 1차측 자화 인덕터의 다른 한단은 직렬 연결된 1차측 캐패시터, 추가 인덕터 및 1차측 자화 인덕터와 연결되지 않은 제2 스위치의 다른 일단에 연결되는 1차측 회로; 및 직렬 연결된 제1 다이오드 및 제2 다이오드, 직렬 연결된 제1 캐패시터 및 제2 캐패시터, 직렬 연결된 제1 다이오드의 애노드와 제2 다이오드의 캐소드에 일단이 연결되고, 직렬 연결된 제1 캐패시터와 제2 캐패시터 사이에 다른 한단이 연결되는 2차측 정류 인덕터, 제1 다이오드의 캐소드에 일단이 연결되고, 제1 캐패시터에 다른 한단이 연결되는 제1 결합 인덕터, 및 제2 다이오드의 애노드에 일단이 연결되고, 제2 캐패시터에 다른 한단이 연결되는 제2 결합 인덕터가 포함된 2차측 회로를 포함하는 비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법에 있어서,
    1차측 회로의 제1 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되는 단계;
    1차측 회로의 제1 스위치가 오프되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되는 단계;
    1차측 회로의 제2 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계;
    1차측 회로의 제2 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계; 및
    1차측 회로의 제2 스위치가 오프되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계
    를 포함하는 비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    1차측 회로의 제1 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되는 단계는,
    출력 전류가 2차측 회로의 제2 캐패시터 및 제1 다이오드를 통해 흐르는
    비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    1차측 회로의 제1 스위치가 오프되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되는 단계는,
    2차측 회로의 정류 인덕터의 전압이 미리 정해진 전압에 도달하면 제2 다이오드가 도통되는
    비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법.
  11. 제8항에 있어서,
    1차측 회로의 제2 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제1 다이오드가 온되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계는,
    1차측 회로의 자화 인덕터의 전압이 미리 정해진 전압으로 고정되면 2차측 회로의 제1 다이오드와 제2 다이오드 사이에 전류가 흐르는
    비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법.
  12. 제8항에 있어서,
    1차측 회로의 제2 스위치가 온되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계는,
    2차측 회로의 제1 다이오드가 오프되고, 출력 전류가 2차측 회로의 제1 캐패시터와 제2 다이오드를 통해 흐르는
    비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법.
  13. 제8항에 있어서,
    1차측 회로의 제2 스위치가 오프되고, 2차측 회로의 제2 다이오드가 온되는 단계는,
    2차측 회로의 정류 인덕터의 전압이 미리 정해진 전압에 도달하면 2차측 회로의 제2 다이오드가 도통되고, 2차측 회로의 제1 다이오드와 제2 다이오드 사이에 전류가 흐르는
    비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법.
  14. 제8항에 있어서,
    2차측 회로의 제1 결합 인덕터 및 제2 결합 인덕터로 인해 2차측 회로의 DC-오프셋 전류를 제거하는
    비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법.
  15. 제8항에 있어서,
    1차측 회로의 스위치들의 동작에 관계없이, 제1 캐패시터 및 제2 캐패시터에 흐르는 평균 전류가 0으로 맞춰져, 2차측에 흐르는 평균 전류가 0이 되는
    비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법.
  16. 제8항에 있어서,
    2차측 회로의 DC-오프셋 전류를 제거함으로써 입력 전압의 범위가 넓어지고, 컨버터의 사이즈를 감소시키는
    비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법.
  17. 제8항에 있어서,
    1차측 회로의 음전류를 증가시켜 스위치의 영전압 스위칭 효율을 증가시키는
    비대칭 하프-브리지 컨버터의 동작 방법.
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