JP2015204735A - スイッチング回路、およびスイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ターンオン損失とターンオフ損失を共に低減することが可能となるスイッチング回路を提供する。
【解決手段】入力電圧に接続されたスイッチを有し、前記入力電圧に接続された負荷の通電を前記スイッチによりオンオフさせるスイッチング回路において、前記負荷と前記スイッチと共に直列に接続された１次巻線と、所定の電圧にダイオードを介して接続された２次巻線とを有したフライバックトランスと、前記スイッチがオフのときに充電されるスナバコンデンサーと、を備えるスイッチング回路としている。
【選択図】図１Ａ

Description

本発明は、スイッチング回路に関する。

従来、電気製品にはほとんどスイッチング電源装置（例えば特許文献１〜３）が使用されている。しかしながら、スイッチング電源装置の電力損失は製品内部の温度上昇を招き半導体や接合部の信頼性を低下させ、且つ製品小型化を阻害する主要因になっている。

以下、従来のスイッチング電源装置におけるスイッチング損失の課題について説明する。

特開平１０−１７８７７７号公報 特開平１０−２４８２５４号公報 特開平１１−１７８３４１号公報

従来例に係るフライバックコンバータの構成図を図８に示す。また、図８に示すフライバックコンバータにおける電流連続モードでの各種波形とスイッチング損失を図９に示す。

もし図８においてスナバコンデンサーＣ１を設けない場合、スイッチＱ１のターンオン状態からターンオフへ移行する変遷では、スイッチＱ１の電流が最大点でターンオフし、スイッチＱ１の電圧が急激に上昇するので、ターンオフ時のスイッチＱ１の電圧・電流の重なりが大きくスイッチング損失（ターンオフ損失）が大きくなる。また、スイッチＱ１の電圧の上昇傾斜dv/dtも高速でＥＭＩ（Electro-Magnetic Interference）を増大させる。

この対策として一般的にスイッチＱ１の両端にスナバコンデンサーＣ１を追加する方法が採られている。スナバコンデンサーＣ１を追加する効果としては、スイッチＱ１のターンオフでトランスＴ１を励磁する負荷電流Ｉｓｗが遮断されたとき、負荷電流ＩｓｗはスナバコンデンサーＣ１を充電するので、スイッチＱ１の電圧は緩やかに立ち上がり、スイッチＱ１の電圧・電流の重なりが小さくなり、ターンオフ損失が低減される。また、スイッチＱ１の電圧の立ち上がり傾斜dv/dtが緩やかになりＥＭＩも低減される。

しかしながら、スナバコンデンサーＣ１追加対策の弊害として、スイッチＱ１のターンオン時に負荷電流Ｉｓｗに重畳してスナバコンデンサーＣ１の電荷を放電する電流ｉＣ１が流れ、スイッチＱ１の電圧の降下と重なり、ターンオン損失が激増する問題が残る。

従って、スナバコンデンサーＣ１の追加でターンオフ損失は低減するが逆にターンオン損失が増加するトレードオフの関係となるからターンオン損失低減が課題である。

また、図１０には、図８に示すフライバックコンバータを電流臨界モードで動作させた場合の波形とスイッチング損失を示す。ここでは、２次側に励磁エネルギー放出後（２次側のダイオードＤ１の電流ｉＤ１がゼロになった後）にスナバコンデンサーＣ１とトランスＴ１の１次巻線インダクタンスＬｐ１で共振振動し、この共振電圧最下点でターンオンさせる疑似電圧共振と言われる方式であり、スナバコンデンサーＣ１の電圧を０Ｖ（電荷が無し）でターンオンでき、スイッチＱ１のターンオン損失をほぼゼロにできる。

共振電圧最下点ＶＣ１ｍｉｎは、ＶＣ１ｍｉｎ＝Ｖｉｎ−(Ｖｏ×Ｎｐ／Ｎｓ)（但し、Ｖｉｎ：入力電圧、Ｖｏ：出力電圧、Ｎｐ：トランスＴ１の１次巻線の巻き数、Ｎｓ：トランスＴ１の２次巻線の巻き数）の関係で、入力電圧Ｖｉｎの最適点においてスナバコンデンサーＣ１の電圧は０Ｖにすることができる。しかしながら、図１１で示すように入力電圧Ｖｉｎが高い条件では、共振電圧最下点でもスナバコンデンサーＣ１の電圧は０Ｖには下がれず、スナバコンデンサーＣ１に電荷が残留したままターンオンすることになる。このとき、負荷電流Ｉｓｗに重畳してスナバコンデンサーＣ１からの放電電流ｉＣ１がスイッチＱ１に流れ、ターンオン損失が増大する問題点が残る。

また、従来例に係るフォワードコンバータの構成を図１２に示し、その動作波形とスイッチング損失を図１３に示す。フォワードコンバータについても、ターンオフのスイッチング損失低減とＥＭＩ低減を目的にスイッチＱ１両端にスナバコンデンサーＣ１を追加する対策は一般的であり、ターンオン損失が増大する弊害もフライバックコンバータと同様である。

また、図示は省略するが、昇圧ブーストコンバータ、降圧バックコンバータ、ブリッジコンバータにおいても、スナバコンデンサーの追加によるターンオフ損失低減に対してターンオン損失増加のトレードオフの関係にあり、フライバックコンバータやフォワードコンバータと同様にやはりターンオン損失の低減が課題である。

以上のように各コンバータ方式ともにスナバコンデンサーの電荷放電によるスイッチのターンオン損失を低減することが課題であることが分かる。

次に、従来の基本的な電流共振スイッチング回路の構成を図１４に示す。図１４に示す電流共振スイッチング回路１００は、インダクターＬ１およびスナバコンデンサーＣ１による共振周期が一定でありスイッチＱ１のオン時間には制約がある。

この電流共振スイッチング回路１００を各種方式の周波数固定ＰＷＭコンバータに採用して動作させた場合、図１５で示すように、スイッチＱ１のターンオンにおいてはインダクターＬ１の電流遅れ作用でスイッチＱ１の電圧はいち早く０Ｖになり、負荷電流ＩｓｗとスナバコンデンサーＣ１の放電電流ｉＣ１とが重畳されてスイッチＱ１に流れる電流は０Ａから立ち上がるＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）ターンオンとなりターンオン損失を低減できる。

しかしながら、スイッチＱ１のターンオフでは、負荷電流Ｉｓｗが遮断されたときインダクターＬ１の励磁エネルギーはスイッチＱ１端子間寄生容量Ｃｐと共振し、Q1電圧はＶＱ１＝Ｖｉｎ＋Ｉｓｗ×√(Ｌ１／Ｃｐ)で発生する大きな振動電圧で跳ね上がり、ターンオフ損失とスイッチＱ１の電圧ストレスが増大する。

よって、周波数固定ＰＷＭコンバータで使用するにはターンオフ時のスイッチＱ１の電圧上昇を抑えることが課題である。

上記状況に鑑み、本発明は、ターンオン損失とターンオフ損失を共に低減することが可能となるスイッチング回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の一態様に係るスイッチング回路は、入力電圧に接続されたスイッチを有し、前記入力電圧に接続された負荷の通電を前記スイッチによりオンオフさせるスイッチング回路において、
前記負荷と前記スイッチと共に直列に接続された１次巻線と、所定の電圧にダイオードを介して接続された２次巻線とを有したフライバックトランスと、
前記スイッチがオフのときに充電されるスナバコンデンサーと、を備える構成としている。

このような構成によれば、スイッチのターンオン時にフライバックトランスの１次巻線インダクタンスの電流遅れ作用によりスイッチ電圧がいち早く０Ｖに低下し、スイッチ電流は０Ａから立ち上がるＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）ターンオンが実現され、ターンオン損失を低減できる。

また、スイッチのターンオン期間中は負荷電流が流れてフライバックトランスの１次巻線が励磁され、ターンオフにより負荷電流と１次巻線の励磁は遮断され、フライバックトランスの２次巻線からフライバックエネルギーが出力される。このとき、１次巻線の電圧は、２次巻線に接続された所定の電圧とフライバックトランスの巻き数比により決まる電圧にクランプされるので、スイッチ電圧はスナバコンデンサー電圧と上記クランプされる電圧により決まる電圧となる。従って、スイッチ電圧の跳ね上がりを抑制することができ、ターンオフ損失を低減することができる。

また、上記構成において、前記スイッチのターンオフのときに発生する前記２次巻線および前記ダイオードに流れるフライバック電流を前記ターンオフ期間中にゼロまで低下させる構成としてもよい。

このような構成によれば、ターンオフ期間中にフライバックトランスの磁束をリセットさせ、次のサイクルのターンオン時にスイッチ電流をゼロから立ち上げることができ、ＺＣＳターンオンを継続させてスイッチング損失を低減できる。

また、上記いずれかの構成において、前記スイッチのターンオンのときに前記スナバコンデンサーから前記１次巻線とで直列共振する共振電流を前記負荷に流れる負荷電流に重畳して流し、
且つ前記共振電流が最大点を通過後に前記２次巻線からフライバックエネルギーを出力させる構成としてもよい。

また、上記いずれかの構成において、前記スナバコンデンサーに並列に接続された転流用ダイオードを更に備え、
前記スイッチのターンオンのときに前記スナバコンデンサーから前記１次巻線とで直列共振する共振電流を前記負荷に流れる負荷電流に重畳して流し、
前記共振電流の最大点以降は前記転流用ダイオード、前記１次巻線、及び前記スイッチの電流ループで転流させる構成としてもよい。

このような構成によれば、転流させることでフライバックトランスの１次巻線電圧を転流用ダイオードでクランプさせ、２次巻線からフライバックエネルギーは出力させない。また、負荷が主トランスである場合、主トランスの１次巻線電圧＝入力電圧に抑えられ、主トランスの２次側に配される整流ダイオードの逆電圧を低減できる。

また、上記いずれかの構成において、前記スナバコンデンサーは、前記１次巻線と前記スイッチとの直列接続構成の両端部に並列に接続される、又は前記負荷の両端部に並列に接続される構成としてもよい。

また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、入力電圧に接続された負荷と、上記いずれかの構成としたスイッチング回路と、を備える構成としている。

本発明のスイッチング回路によると、ターンオン損失とターンオフ損失を共に低減することが可能となる。

本発明の第１実施形態に係るフライバックコンバータの構成図である。 本発明の第１実施形態の変形例に係るフライバックコンバータの構成図である。 本発明の第１実施形態に係るフライバックコンバータの動作波形例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るフォワードコンバータの構成図である。 本発明の第２実施形態の変形例に係るフォワードコンバータの構成図である。 本発明の第２実施形態に係るフォワードコンバータの動作波形例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る昇圧型ＰＦＣコンバータの構成図である。 本発明の第３実施形態の変形例に係る昇圧型ＰＦＣコンバータの構成図である。 本発明の第３実施形態に係る昇圧型ＰＦＣコンバータの動作波形例を示す図である。 本発明の第４実施形態に係る降圧バックコンバータの構成図である。 本発明の第４実施形態の変形例に係る降圧バックコンバータの構成図である。 従来例に係るフライバックコンバータの構成図である。 図８に示すフライバックコンバータにおける電流連続モードでの各種波形とスイッチング損失を例示する図である。 図８に示すフライバックコンバータを電流臨界モードで動作させた場合の各種波形とスイッチング損失を例示する図である。 図８に示すフライバックコンバータを電流臨界モードで動作させた場合の各種波形とスイッチング損失を例示する図である。 従来例に係るフォワードコンバータの構成図である。 図１２に示すフォワードコンバータの動作波形とスイッチング損失を例示する図である。 従来の基本的な電流共振スイッチング回路の構成を示す図である。 図１４に示すスイッチング回路の動作波形とスイッチング損失を例示する図である。

以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。

＜第１実施形態＞
本発明の第１実施形態について説明する。本実施形態は、本発明に係るスイッチング回路を電流連続モードでのフライバックコンバータに適用した実施例である。本実施形態に係るスイッチング回路を備えたフライバックコンバータの構成を図１Ａに示す。

図１Ａに示すスイッチング回路１０は、スイッチＱ１、フライバックトランスＴ２、ダイオードＤ２、およびスナバコンデンサーＣ１を備えている（なお、ダイオードＤ３を追加する構成については後述する）。

入力電圧Ｖｉｎには主トランスＴ１（負荷の一例）の１次巻線とスイッチＱ１が接続され、主トランスＴ１の１次巻線とスイッチＱ１の間に小型のフライバックトランスＴ２の１次巻線を直列に挿入している。そして、フライバックトランスＴ２の１次巻線とスイッチＱ１の直列接続構成の両端にスナバコンデンサーＣ１を並列に接続している。

主トランスＴ１、フライバックトランスＴ２の１次巻線インダクタンスＬｐ１とＬｐ２については、Ｌｐ１＞＞Ｌｐ２とし、各トランスの励磁エネルギーはＷ＝1/2・Ｌｐ・Ｉｓｗ²であるから主トランスＴ１の励磁エネルギー＞＞フライバックトランスＴ２の励磁エネルギーとなり、フライバックトランスＴ２は形状を小型化できる。

また、フライバックトランスＴ２の２次巻線はフライバックエネルギーを取り出せる巻線方向としており、当該２次巻線はダイオードＤ２を介して、一例として主トランスＴ１の出力電圧Ｖｏに並列に接続される。なお、フライバックトランスＴ２の２次巻線は、出力電圧Ｖｏに限らず、例えば任意の入力電源に接続してもよいし、任意の電圧に接続可能である。

以上の構成としたスイッチ回路１０を含めたフライバックコンバータの動作波形を図２に示し、動作の詳細を以下説明する。

スイッチＱ１のターンオン時においては、負荷電流Ｉｓｗ（主トランスＴ１の励磁電流）が立ち上がり、これに重畳してスナバコンデンサーＣ１の放電電流ｉＣ１が流れる。このときフライバックトランスＴ２の１次巻線インダクタンスＬｐ２が直列に挿入されているからインダクターの電流遅れ作用により、スイッチＱ１の電圧はいち早く０Ｖに低下し、スイッチＱ１の電流は０Ａから立ち上がりＺＣＳターンオンとなる。これにより、ターンオン損失が低減される。

また、スナバコンデンサーＣ１の放電電流ｉＣ１は負荷電流Ｉｓｗに重畳して流れ、フライバックトランスＴ２の１次巻線インダクタンスＬｐ２と直列共振しながら０Ａから上昇し共振電流の最大点までフライバックトランスＴ２の１次巻線を励磁する。そして、放電電流ｉＣ１が最大点を越えて降下方向になったとき、フライバックトランスＴ２の２次巻線から第１のフライバックエネルギーが出力され、スナバコンデンサーＣ１の電荷が回生される（電流Ｉｓ２が流れる）。

続くスイッチＱ１のターンオン期間では、負荷電流Ｉｓｗで直列接続の主トランスＴ１とフライバックトランスＴ２を励磁し、このとき各トランスの１次巻線電圧は入力電圧Ｖｉｎを各インダクタンスＬｐ１、Ｌｐ２で分圧された電圧となる。励磁されているからスイッチＱ１のターンオフでは主トランスＴ１の２次巻線から主フライバックエネルギーが出力され（電流Ｉｓ１が流れる）、フライバックトランスＴ２の２次巻線からは第２のフライバックエネルギーが同じく出力される（電流Ｉｓ２が流れる）。

主トランスＴ１の２次巻線から出力される電流Ｉｓ１は電流連続モードであるが、フライバックトランスＴ２の２次巻線から出力される電流Ｉｓ２がターンオフ期間中にゼロに低下する電流不連続モードになるように２次巻線インダクタンスLs2と巻数比を設定する。これにより、フライバックトランスＴ２の磁束をリセットさせ、次のスイッチングサイクルのターンオン時にフライバックトランスＴ２の１次巻線電流が再び０Ａから立ち上がれるように動作し、ターンオン時のＺＣＳターンオンを継続させスイッチング損失を低減している。

また、フライバックトランスＴ２の１次巻線の励磁エネルギーを２次巻線に誘導させ出力電圧Ｖｏに接続することによって、スイッチＱ１のターンオフのとき、フライバックトランスＴ２の１次巻線電圧はＶｌｐ２＝Ｖｏ×Ｎｐ／Ｎｓ（但し、Ｎｐ、Ｎｓ：フライバックトランスＴ２の１次、２次巻線の巻き数）でクランプされる。よって、スイッチＱ１の電圧はＶＱ１＝ＶＣ１＋Ｖｏ×Ｎｐ/Ｎｓ（但し、ＶＣ１：スナバコンデンサーＣ１の電圧）となり、電圧の跳ね上がりを抑えることができ、ターンオフ損失を低減できる。例えば出力電圧Ｖｏ＝１２Ｖに接続し、巻数比Ｎｐ／Ｎｓ＝１：１に設定すればスイッチＱ１の電圧はＶＱ１＝ＶＣ１＋12Ｖにクランプできる。

以上のように、本実施形態によれば、ターンオン損失、ターンオフ損失を共に低減することが可能となる。これにより、スイッチング周波数の高周波化も可能となる。

また、上記説明した動作に対してスナバコンデンサーＣ１の電荷の別の回生方法として、ダイオードＤ３をスナバコンデンサーＣ１に並列に接続する実施形態を採ることもできる（図１Ａの破線部）。

この場合、スイッチＱ１のターンオン時に、スナバコンデンサーＣ１の放電電流ｉＣ１が電流最大点を境にスナバコンデンサーＣ１、フライバックトランスＴ２、スイッチＱ１の電流ループからダイオードＤ３、フライバックトランスＴ２、スイッチＱ１の電流ループでの転流に移行する（図２の破線部）。

その結果、フライバックトランスＴ２の１次巻線電圧はダイオードＤ３でクランプされるから、フライバックトランスＴ２の２次巻線からは第１のフライバックエネルギーは出力されず、電流Ｉｓ２は流れない。また、フライバックトランスＴ２の１次巻線がダイオードＤ３でクランプされることで、主トランスＴ１の１次巻線電圧はフライバックトランスＴ２との分圧にならずＶＬｐ１＝Ｖｉｎが印加され、主トランスＴ１の励磁エネルギーはその分増加する。よって、間接的にスナバコンデンサーＣ１の電荷が主トランスＴ１の励磁エネルギーとなり、スイッチＱ１のターンオフ時に主トランスＴ１の２次巻線から回生される。

また、ダイオードＤ３を追加しない構成（第１のフライバックエネルギーを出力させる構成）では、スイッチＱ１のターンオン時に主トランスＴ１の１次巻線電圧はＶＬｐ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｏ×Ｎｐ/Ｎｓ（但し、Ｎｐ、Ｎｓ：フライバックトランスＴ２の１次、２次巻線の巻き数）が最大電圧で印加される。これに対し、ダイオードＤ３を追加した構成では、主トランスＴ１の１次巻線電圧はＶＬｐ１＝Ｖｉｎとなり、主トランスＴ１の２次側に配された整流ダイオードＤ１の逆電圧を低減できる効果がある。

なお、図２の動作波形は電流連続モードであるが、擬似共振モードや電流不連続モードに適用することも可能である。

また、スナバコンデンサーを設ける位置については、図１Ｂに示すように、主トランスＴ１の１次巻線の両端部に並列接続したり（スナバコンデンサーＣ１’）、主トランスＴ１の２次側に配されたダイオードＤ１の両端部に並列接続したり（スナバコンデンサーＣ１’ ’）、主トランスＴ１の２次巻線の両端部に並列接続しても（スナバコンデンサーＣ１’ ’ ’）、同様の効果を得ることができる。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態は、本発明に係るスイッチング回路をフォワードコンバータに適用した実施例となる。本実施形態に係るフォワードコンバータの構成を図３Ａに示し、当該フォワードコンバータの動作波形を図４に示す。

図３に示す本実施形態に係るスイッチング回路１５は、第１実施形態に係るスイッチング回路１０（図１Ａ）と同様の構成であり、スイッチＱ１のＺＣＳターンオン原理、スナバコンデンサーＣ１の電荷回生による第１のフライバックエネルギー出力、および第２のフライバックエネルギー出力の原理、およびターンオフ時のスイッチＱ１電圧のクランプの原理については第１実施形態と同様であり、ここでは詳述は省く。また、スナバコンデンサーＣ１の放電電流を転流させるダイオードＤ４をスナバコンデンサーＣ１と並列に接続してもよいのも第１実施形態と同様である（図３Ａの破線部）。

また、スナバコンデンサーを設ける位置については、図３Ｂに示すように、主トランスＴ１の１次巻線の両端部に並列接続したり（スナバコンデンサーＣ１’）、主トランスＴ１の２次側に配されたダイオードＤ１又はＤ２の両端部に並列接続しても（スナバコンデンサーＣ１’ ’、スナバコンデンサーＣ１’ ’ ’）、同様の効果を得ることができる。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。本実施形態は、本発明に係るスイッチング回路を昇圧型ＰＦＣコンバータに適用した実施例となる。本実施形態に係る昇圧型ＰＦＣコンバータの構成を図５に示し、当該コンバータの電流連続モードでの動作波形を図６に示す。

図５Ａに示す昇圧型ＰＦＣコンバータは、昇圧コイルＬ１、整流ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサーＣｏｕｔに加えて、スイッチング回路２０を備えている。そして、昇圧型ＰＦＣコンバータの出力をＤＣ／ＤＣコンバータ２１に入力させている。

スイッチング回路２０は、第１実施形態に係るスイッチング回路１０（図１Ａ）と同様の構成である。図５Ａでは、フライバックトランスＴ２の２次側をＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧Ｖｏに接続しているが、昇圧型ＰＦＣコンバータの出力電圧に接続してもよい。また、転流用のダイオードＤ３をスナバコンデンサーＣ１に並列接続してもよい（図５の破線部）。

本実施形態の動作原理は、フライバックコンバータと等価であるのでここでは詳述を省く。なお、擬似共振モードでも同様の効果となる。

また、スナバコンデンサーを設ける位置については、図５Ｂに示すように、昇圧コイルＬ１の両端部に並列接続したり（スナバコンデンサーＣ１’）、整流ダイオードＤ１の両端部に並列接続しても（スナバコンデンサーＣ１’ ’）、同様の効果を得ることができる。

＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態について説明する。本実施形態は、本発明に係るスイッチング回路を降圧バックコンバータに適用した実施例となる。本実施形態に係る降圧バックコンバータの構成を図７Ａに示す。

図７に示す降圧バックコンバータは、降圧コイルＬ１、整流ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサーＣｏｕｔに加えて、スイッチング回路２５を備えている。フライバックトランスＴ２の２次側は出力電圧Ｖｏに接続している。

スイッチング回路２５は、第１実施形態に係るスイッチング回路１０（図１Ａ）と同様の構成である。また、転流用のダイオードＤ３をスナバコンデンサーＣ１に並列接続してもよい（図７Ａの破線部）。

本実施形態の動作原理は、フォワードコンバータと等価であるのでここでは詳述を省く。

また、スナバコンデンサーを設ける位置については、図７Ｂに示すように、整流ダイオードＤ１の両端部に並列接続しても（スナバコンデンサーＣ１ ’）、同様の効果を得ることができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々の変形が可能である。

例えば、本発明に係るスイッチング回路は、以上説明したコンバータの他、例えばブリッジコンバータなど多くの方式のスイッチング電源装置に適用することが可能である。

１０ スイッチング回路
Ｔ１ 主トランス
Ｔ２ フライバックトランス
Ｑ１ スイッチ
Ｃ１ スナバコンデンサー

Claims (6)

1. 入力電圧に接続されたスイッチを有し、前記入力電圧に接続された負荷の通電を前記スイッチによりオンオフさせるスイッチング回路において、
   前記負荷と前記スイッチと共に直列に接続された１次巻線と、所定の電圧にダイオードを介して接続された２次巻線とを有したフライバックトランスと、
   前記スイッチがオフのときに充電されるスナバコンデンサーと、
   を備えるスイッチング回路。
2. 前記スイッチのターンオフのときに発生する前記２次巻線および前記ダイオードに流れるフライバック電流を前記ターンオフ期間中にゼロまで低下させることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング回路。
3. 前記スイッチのターンオンのときに前記スナバコンデンサーから前記１次巻線とで直列共振する共振電流を前記負荷に流れる負荷電流に重畳して流し、
   且つ前記共振電流が最大点を通過後に前記２次巻線からフライバックエネルギーを出力させることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング回路。
4. 前記スナバコンデンサーに並列に接続された転流用ダイオードを更に備え、
   前記スイッチのターンオンのときに前記スナバコンデンサーから前記１次巻線とで直列共振する共振電流を前記負荷に流れる負荷電流に重畳して流し、
   前記共振電流の最大点以降は前記転流用ダイオード、前記１次巻線、及び前記スイッチの電流ループで転流させることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング回路。
5. 前記スナバコンデンサーは、前記１次巻線と前記スイッチとの直列接続構成の両端部に並列に接続される、又は前記負荷の両端部に並列に接続されることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング回路。
6. 入力電圧に接続された負荷と、請求項１〜請求億５のいずれか１項に記載のスイッチング回路と、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。

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